TW202038539A - 用於切換模式電力供應器之同步整流器控制及用於其之方法 - Google Patents

用於切換模式電力供應器之同步整流器控制及用於其之方法 Download PDF

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Abstract

本主題申請係關於一電力轉換器、一用於切換模式電力供應器的同步整流器控制器、及用於其之方法。在一種形式中，該電力轉換器包括：一變壓器、耦接至該一次繞組的一第一一次側電晶體、將一閘極信號提供至該第一一次側電晶體之一閘極的一一次側控制器、一第一同步整流器(SR)電晶體、及一SR控制器。該第一SR電晶體具有耦接至該變壓器之一二次繞組的一汲極、用於接收一第一SR閘極信號的一閘極、及耦接至該電力轉換器之一第一輸出端子的一源極。該SR控制器耦接至該第一SR電晶體的該閘極及該汲極，用於在該汲極上的一電壓下降至低於一導通臨限時啟動該第一SR閘極信號，且當該汲極上的一電壓上升至高於一可變關斷臨限時停用該第一SR閘極信號，其中該可變關斷臨限在該第一SR閘極信號的一預期導通時間期間增加。

Description

用於切換模式電力供應器之同步整流器控制及用於其之方法
本揭露大致上係關於電力轉換電路，且更具體地係關於用於切換模式電力供應器及類似者之同步整流器等。
切換模式電力供應器可用以藉由切換通過一儲能元件（諸如，變壓器）的電流而從一直流(DC)或一交流(AC)輸入電壓產生一DC電壓。控制切換的工作循環(duty cycle)以將輸出電壓調節至所欲位準。變壓器之二次側係用以以一經調節電壓遞送電力至一負載。一般而言，切換模式電力供應器通過一整流器將電力遞送至一輸出電容器及該負載，其在該電力供應器通過變壓器之一次繞組傳導電流時防止反向電流流動。
整流器可呈兩種形式。被動整流器（諸如二極體）可與二次繞組串聯置放以防止反向電流流動。然而，若輸出電力供應電壓超過二極體之崩潰電壓，則二極體無法正確地防止反向電流流動。此外，二極體在導電時引起正向電壓降，而降低轉換器的效率。為了解決這些問題，經常使用名為同步整流器的另一形式整流器。同步整流器包括一主動開關，一般而言係連同控制器而與二次繞組串聯連接的N通道金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)，該控制器使得電晶體在適當時間導通。由於電晶體可被偏壓而完全開通，所以同步整流器大致上比被動整流器更高效率。
同步整流器將汲極電壓與各種臨限相比較，以判定何時使同步整流器電晶體導通及不導通。為了減少空滯時間並達到高效率，需要一較高的關斷臨限電壓。若由MOSFET封裝及印刷電路板(PCB)圖案引起的雜散電感為大，則一正關斷臨限顯示更高的系統效率具有小的空滯時間。然而，正關斷臨限可引起在一暫態條件期間的延遲關斷，並導致反轉電流及汲極尖峰。為了在暫態條件期間防止延遲關斷，該關斷時間臨限可設定在零伏特附近或甚至設定為一負值。然而，一零或負關斷臨限本身會降低系統效率。因此，難以同時地實現小的空滯時間同時避免在同步整流器關斷期間的反轉電流與汲極尖峰兩者。
在一個態樣中，一電力轉換器包含一變壓器、一第一一次側電晶體、一一次側控制器、一第一同步整流器(synchronous rectifier, SR)電晶體、及一同步整流器控制器。該變壓器具有一一次繞組及一二次繞組。該第一一次側電晶體耦接至該一次繞組且具有用於接收一第一一次閘極信號的一閘極，其中該第一一次側電晶體導致該一次繞組回應於該第一一次閘極信號而選擇性地傳導電流。該一次側控制器具有用於接收一電壓回授信號的一輸入、及提供該第一一次閘極信號的一輸出。該第一同步整流器(SR)電晶體，其具有耦接至該二次繞組的一汲極、用於接收一第一SR閘極信號的一閘極、及耦接至該電力轉換器之一第一輸出端子的一源極。該同步整流器控制器耦接至該第一SR電晶體的該閘極及該汲極，且係在該汲極上的一電壓下降至低於一導通臨限時用於啟動該第一SR閘極信號，及當在該汲極上的一電壓上升至高於一可變關斷臨限時停用該第一SR閘極信號，其中該可變關斷臨限在該第一SR閘極信號的一預期導通時間期間增加。
在另一態樣中，一種用於搭配具有一汲極、一閘極、及一源極的一同步整流器(SR)電晶體使用的控制器，其包含第一比較器、第二比較器、第三比較器、及第四比較器、一邏輯電路、一鎖存器、及一閘極驅動器。該第一比較器具有經調適以耦接至該SR電晶體之該汲極的一負輸入、一正輸入、及一輸出。該第二比較器具有經調適以耦接至該SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收一第一值的一負輸入、及一輸出。該第三比較器具有經調適以耦接至該SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收一第二值的一負輸入、及一輸出。該第四比較器具有經調適以耦接至該SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收一第三值的一負輸入、及一輸出。該邏輯電路耦接至該第二比較器、該第三比較器、及該第四比較器的該等輸出端，且具有一輸出，其中若第二比較器、該第三比較器、及該第四比較器之任何者的該等輸出在一預期導通時間的各別第一部分、第二部分、及第三部分期間有效，則該邏輯電路啟動其輸出。該鎖存器具有耦接至該第一比較器之該輸出的一設定輸入、耦接至該邏輯電路之該輸出的一重設輸入、及一輸出。該閘極驅動器具有耦接至該鎖存器之該輸出的一輸入、及經調適以耦接至該SR電晶體之該閘極的一輸出。
在另一態樣中，一種用於使用一同步整流器(SR)電晶體之電力轉換的方法包含：感測該SR電晶體之一汲極上的一汲極電壓；回應於該汲極電壓下降至低於一導通臨限而啟動一閘極信號以導通該SR電晶體；及當該汲極電壓上升至高於一可變關斷臨限時停用該閘極信號，其中該可變關斷臨限在該閘極信號之一預期導通時間期間增加。
圖1以示意形式繪示一同步整流器電晶體之一電氣模型100。電氣模型100包括一N通道MOSFET 110、一本體二極體120、一寄生電感器130、及一寄生電容器140。N通道MOSFET 110具有一第一源極/汲極端子、一閘極、用於接收標示為「ISR 」之電流的一第二源極/汲極端子、及連接至該第二源極/汲極端子的一主體端子。本體二極體120係具有連接至N通道MOSFET 110之第二源極/汲極端子的一陽極、及連接至N通道MOSFET 110之第一源極/汲極端子的一陰極。寄生電感器130具有用於接收標示為「VDRAIN 」之一電壓的一第一端子、連接至N通道MOSFET 110之第一源極/汲極端子及本體二極體120之陰極的一第二端子，並具有標示為「LSTRAY 」的一相關聯電感。跨電感器130的一壓降被標示為「VLS 」。寄生電容器140具有連接至N通道MOSFET 110之第一源極/汲極端子及本體二極體120之陰極的一第一端子、及連接至N通道MOSFET 110之第二源極/汲極端子的第二端子。
圖2繪示在理解圖1之電氣模型100之信號之操作有用的一時序圖200。在時序圖200中，水平軸代表以微秒(µsec)為單位的時間，且垂直軸代表各別單位的某些信號的量值。時序圖200包括以安培(amps)為單位之電流ISR 的一波形210、以伏特為單位之汲極電壓VDRAIN 的一波形220、標示為「VGATE 」之一閘極電壓的一波形、及以伏特為單位之電感器電壓VLS 的一波形240。時序圖200亦顯示四個關注時間點，包括標示為「t1 」、「t2 」、「t3 」、及「t4 」的時間。
在t1 之前，關斷同步整流器。VGATE 在一低電壓下，保持N通道MOSFET 110不導通（OFF狀態）。無電流流過N通道MOSFET 110，且本體二極體120經反向偏壓。在一基於變壓器的系統中，由於通過一次繞組之電流的傳導，變壓器中的通量在二次繞組上感應一高電壓，即信號VDRAIN 。然而，當一次側電晶體係不導通時，VDRAIN 下降，直到在時間t1 其到達零伏特。
在時間t1 之後，本體二極體120變為經順向偏壓，導致VLS 降至低於零伏特且使VDRAIN 減少至低於零伏特。當VDRAIN 下降至標示為「VTH_ON 」的一導通臨限時，同步整流器控制器啟動VGATE 在一高電壓，從而在t2 使N通道MOSFET 110導通（ON狀態）。N通道MOSFET 110係以低ON電阻導通，且由於大多數電流流動通過N通道MOSFET 110，因此寄生電感器130的第二端子上的電壓跳變的量等於ISR之量值與ON電阻的乘積。此時，VDRAIN 隨VLS 減少由ISR 之量值所判定的一電阻(IR)下降。在t1 與t4 之間，電流ISR 最初會上升，然後下降，此係因為流至負載的電流會降低變壓器中的通量。
在時間t3 ，VDRAIN 達到關斷臨限，標示為「VTH_OFF 」。當VDRAIN 達到VTH_OFF 時，同步整流器控制器停用至N通道MOSFET 110的VGATE 信號。由於電流路徑自N通道MOSFET 110至本體二極體120之變化，VDRAIN 上的電壓下降。在時間t3 與t4 之間，隨著通過寄生電感器130的電流減少VDRAIN 稍微上升。
在時間t4 ，一次側上的控制迴路再次使一次側電晶體導通。然而，介於t3 與t4 之間的時間界定一空滯時間，在此時間中N通道MOSFET 110不導通。如從圖2可見，隨著關斷臨限VTH_OFF 的減少，標示為「tDEAD 」的空滯時間增加，減少系統效率。
圖3繪示顯示在具有一正關斷臨限的輕負載條件下圖1之同步整流器的操作之一時序圖300。在時序圖300中，水平軸代表以µsec為單位的時間，且垂直軸代表各別單位的某些信號的量值。時序圖300繪示顯示以安培為單位之電流ISR 的一波形310、顯示以伏特為單位之汲極電壓VDRAIN 的一波形320、及顯示以伏特為單位之閘極電壓VGATE 的一波形330。時序圖300再次顯示三個關注時間點t1 、t2 、及t3 。
時序圖300顯示在一正關斷電壓(VTH_OFF ＞ 0)的情況下，電流ISR 下降至零以下，而產生相對大的反轉電流，其流動通過寄生電感器130及N通道MOSFET 110並減少轉換器的效率。一次側控制器使一次側電晶體在t1 之前及到t2 導通，而同步整流器控制器在t1 與t3 之間啟動N通道MOSFET 110。因此，高關斷臨限在t2 與t3 之間產生一大的非所欲的電流。
圖4繪示顯示在具有一零關斷臨限的輕負載條件下圖1之同步整流器之操作的一時序圖400。在時序圖400中，水平軸代表以µsec為單位的時間，且垂直軸代表各別單位的各種信號的量值。時序圖400繪示顯示以安培為單位之電流ISR 的一波形410、顯示以伏特為單位之汲極電壓VDRAIN 的一波形420、及顯示以伏特為單位之閘極電壓VGATE 的一波形430。時序圖400顯示兩個關注時間點t1 及t2 。
時序圖400顯示在零關斷電壓(VTH_OFF ≈ 0)的情況下，然後在ISR 上的電流暫態通常消失。一次側控制器使一次側電晶體在t1 之前及到t2 導通，而同步整流器控制器在t1 與t2 之間啟動N通道MOSFET 110。在零伏特切換的情況下，實質上沒有空滯時間，且VGATE 變成無效，且一次側開關在約相同時間（亦即t2 ）變成無效。沒有顯著的反轉電流，但是將VTH_OFF 設定為零隨著負載變重導致大的空滯時間，且此在高負載下具有較低的效率。
根據所揭示之實施例，一同步整流器控制器對於輕負載及重負載提供高效率及很少至沒有反轉電流暫態兩者。如將於下文更詳細敘述，其藉由提供隨著負載的大小及切換循環的長度增加而增加的一多步階關斷臨限來實現。
圖5以示意形式繪示根據各種實施例的一電力轉換器500。電力轉換器500大致上包括一輸入區段510、一一次切換區段520、一共振槽530、一變壓器540、一第一同步整流器電路550、一第二輸出區段560、一同步整流器控制器570、一輸出區段580、及一回授區段590。
輸入區段510包括一電磁干擾(EMI)濾波器512、一二極體橋514、一功率因數校正(PFC)級516、及一輸入電容器518。EMI濾波器512具有用於接收標示為「VAC 」之一AC電源電壓的一輸入埠、及一輸出埠。二極體橋514具有連接至EMI濾波器512之輸出埠的一輸入埠、及一輸出埠。PFC級516具有連接至二極體橋514之輸出埠的一輸入埠、及具有一第一端子及連接至一一次接地之一第二端子的一輸出埠。電容器518具有連接至PFC級516之輸出埠之第一端子的一第一端子、及連接至二次接地的一第二端子。
一次切換區段520包括一高側電晶體522、一低側電晶體524、及一LLC控制器526。高側電晶體522係一N通道MOSFET，其具有連接至PFC級516之輸出埠之第一端子的一汲極、一閘極、一源極、及連接至其源極的一主體端子，且該高側電晶體顯示具有一本體二極體及一電容器，其各自耦接於源極與汲極之間。低側電晶體524係一N通道MOSFET，其具有連接至高側電晶體522之源極的一汲極、一閘極、連接至一次接地的一源極、及連接至其源極的主體端子，其各自耦接於源極與汲極之間。LLC控制器526具有用於接收一回授信號的一第一輸入、連接至一次接地的一第二輸入、連接至高側電晶體522之閘極的一第一輸出、及連接至低側電晶體524之閘極的一第二輸出。
共振槽530包括一電容器532、一電感器534、及一電感器536。電容器532具有連接至高側電晶體522之源極的一第一端子、及一第二端子。電感器534具有連接至電容器532之第二端子的一第一端子、及一第二端子。電感器536具有連接至電感器534之第二端子的一第一端子、連接至一次接地的一第二端子，且可表示變壓器540之一次繞組處的磁化電感。
變壓器540具有一一次繞組542、及具有一第一分段546及一第二分段548的一二次繞組544。一次繞組532具有連接至電感器534之第二端子與連接至電感器536之第一端子的一第一端、及連接至一次接地的一第二端。第一分段546具有一第一端及用於提供標示為「VO 」之一輸出電壓的一第二端。第二分段548具有連接至第一分段546之第二端子的一第一端、及一第二端。
第一同步整流器電路550包括一同步整流器電晶體551、一電阻器552、及一電容器553。同步整流器551具有連接至第二分段548之第二端的一汲極、一閘極、及連接至一二次接地的一源極，且該同步整流器顯示為具有一本體二極體及一電容器，其各自耦接在源極與汲極之間。電阻器552具有一第一端子、用於接收標示為「ROFFSET1 」之一信號的一控制端子、及連接至第二分段548之第二端的一第二端子。電容器553具有連接至電阻器552之第一端子的一第一端子、及連接至二次接地的一第二端子。
第二輸出區段560包括一同步整流器電晶體561、一電阻器562、及一電容器563。同步整流器561具有連接至第一分段546之第一端的一汲極、一閘極、及連接至一二次接地的一源極，且該同步整流器顯示為具有一本體二極體及一電容器，其各自耦接在源極與汲極之間。電阻器562具有連接至第一分段546之第一端及連接至同步整流器電晶體561之汲極的一第一端子、用於接收標示為「ROFFSET2 」之一信號的一控制端子、及一第二端子。電容器563具有連接至電阻器562之第一端子、連接至第一分段546之第一端、及連接至同步整流器電晶體561之汲極的一第一端子、及連接至二次接地的一第二端子。
在一積體電路控制器中的同步整流器控制器570具有八個端子，包括連接至同步整流器電晶體551之該閘極之標示為「G1」的一端子、連接至二次接地之標示為「GND」的一端子、連接至二次接地之標示為「VS1」的一端子、連接至電阻器552及電容器553之第一端子之標示為「VD1」的一端子、連接至二次接地之標示為「VS2」的一端子、連接至電阻器562及電容器563之第一端子之標示為「VD2」的一端子、連接至變壓器540之二次繞組之中心抽頭（也可替代地連接至外部電力供應器）之標示為「VDD」的一端子、及連接至同步整流器561之閘極之標示為「G2」的一端子。
輸出區段580包括一電容器582及一電阻器584。電容器582係具有連接至二次繞組之中心抽頭的一第一端子、及連接至二次接地的一第二端子的一輸出電容器。電阻器584具有連接至二次繞組之中心抽頭的一第一端子、及連接至二次接地的一第二端子，且表示負載的電阻。
回授區段590包括電阻器591、592、593、594、及595、一電容器596、一分路調節器597、一光耦合器598、及一電阻器599。電阻器591具有連接至變壓器540之二次繞組之中心抽頭的一第一端子、及一第二端子。電阻器592具有連接至電阻器591之第二端子的一第一端子、及連接至二次接地的一第二端子。電阻器593具有連接至變壓器540之二次繞組之中心抽頭的一第一端子、及一第二端子。電阻器594具有連接至變壓器540之二次繞組之中心抽頭的一第一端子、及一第二端子。電阻器595具有連接至電阻器594之第二端子的一第一端子、及一第二端子。電容器596具有連接至電阻器595之第二端子的一第一端、及連接至電阻器591之第二端子的一第二端子。分路調節器597具有連接至電阻器591之第二端子的一第一端子、一第二端子、及連接至二次接地的一第三端子。光耦合器598具有連接至電阻器593之第二端子的一第一輸入側端子、連接至電阻器594之第二端子的一第二輸入側端子、連接至LLC控制器526之第一輸入的一第一輸出側、及連接至一次接地的一第二輸出側端子。電阻器599具有連接至LLC控制器526之第一輸入的一第一端子、及連接至一次接地的一第二端子。
在操作中，電力轉換器500係一離線電感器-電感器-電容器(LLC)控制器，其具有兩個同步整流器電晶體551及561，其操作由同步整流器控制器570根據本文所討論的技術來控制。輸入區段510接收一離線AC電源電壓VAC ，並通過二極體橋514與輸入電容器518將其轉換成一經平滑化的半正矢波形。EMI濾波器512濾除可干擾靠近電力轉換器500的其他電子裝置的高頻分量。一次切換區段520控制向變壓器540之一次繞組遞送的能量，且LCC控制器526根據從光耦合器598接收的輸出電壓回授信號，以流向變壓器540之一次繞組之電流的50%工作循環來控制操作頻率。共振槽530係一反應性電路，其在當電流經切換通過一次繞組542時儲存能量，而在電流在其他時間時遞送能量，從而有助於保持零電壓切換及高效率。變壓器540具有中心抽頭的二次繞組以使用兩個輸出區段提供輸出電壓VO 。同步整流器電路550及560使用各別同步整流器電晶體551及561將電力遞送至輸出區段580。回授區段590形成一回授信號，其使用光耦合器598在隔離屏障上通過。
顯而易見的，儘管本文所揭示的同步整流器控制技術可與圖6的例示性LLC轉換器一起使用，但是其等亦可與其他切換模式電力供應架構一起使用。
圖6繪示顯示圖5之電力轉換器500之同步整流器電晶體551之操作的一時序圖。在時序圖600中，水平軸代表以µsec為單位的時間，且垂直軸代表各別單位的某些信號的量值。時序圖600繪示顯示以安培為單位之電流ISR 的一波形610、顯示以伏特為單位之汲極電壓VDRAIN 的一波形620、及顯示以伏特為單位之標示為「SR_COND」之一信號的一波形630。時序圖600顯示五個關注時間點t1 、t2 、t3 、t4 、及t5 。
SR_COND係在閘極電壓G1變高的時間(t1 )與汲極電壓VDRAIN 超過標示為「VTH_HGH 」的高臨限的時間(t5 )之間處於高電壓的一信號。同步整流器控制器570使用在閘極電壓之一預期導通時間期間增加的一可變關斷臨限。在時序圖600中所示之實施例中，可變關斷臨限在預期導通時間的一第一部分期間以一第一值開始。第一值標示為「VTH_OFF1 」且等於0伏特，且第一部分係從t1 至t2 。第一部分建立一最小導通時間，其可係例如在前一循環期間SR_COND有效之時間的自0至50%，標示為「SR_COND (n – 1)」。
在預期導通時間的一第二部分期間，可變關斷臨限係處於高於第一值的一第二值。第二值標示為「VTH_OFF2 」，且可係例如標示為「VTH_OFF3 」之一第三值的60%。預期導通時間的第二部分在導通時間之第一部分之後，且在此實例中係自t2 至t3 。第二部分可係例如SR_COND (n – 1)的自50%至70%。
在預期導通時間的一第三部分期間，可變關斷臨限係處於高於第二值的第三值（即，VTH_OFF3 ）。預期導通時間的第三部分在導通時間之第二部分之後，且在此實例中係自t3 至t4 。第三部分可係例如SR_COND (n – 1)的自70%至100%。在t4 與t5 之間，同步整流器控制器570提供一空滯時間。
為防止由雜訊引起的N通道MOSFET電晶體的一非所要關斷（即誤觸發），同步整流器控制器570將一解彈跳時間添加至第一部分。此解彈跳時間未添加至第二部分及第三部分。
藉由提供在循環期間增加的一可變臨限，同步整流器控制器570在所有預期負載範圍上都達成高效率及良好的暫態響應。同步整流器控制器570亦足夠堅固以處理負載的快速變化（及因此處理切換頻率的自然變化）。
圖7繪示顯示具有變化的負載條件之圖5之同步整流器電晶體551之操作的一時序圖700。在時序圖700中，水平軸代表以µsec為單位的時間，且垂直軸代表各別單位的各種信號的量值。時序圖700繪示顯示以安培為單位之電流ISR 的一波形710、顯示以伏特為單位之汲極電壓VDRAIN 的一波形720、及顯示以伏特為單位之信號SR_COND的一波形730。時序圖700顯示與對應於一第一負載條件之一第一第(n – 1)個循環相關聯之五個關注時間點t1 、t2 、t3 、t4 、及t5 、及與對應於一第二負載條件之一第二（第n個）循環相關聯之標示為「t6 」、「t7 」、「t8 」、「t9 」、及「t10 」之一組五個時間點。波形710、波形720、及波形730在第一循環期間實質上相同，如在圖6中所示之對應波形，其中SR_COND指示當G1變高的時間與在前(n – 1)循環中VDRAIN 超過標示為VTH_HGH 的高臨限的時間之間的時間。
然而，在t5 之後，負載減輕，且自然切換頻率fS 增加。因此，ISR 波形710具有一較小峰及一較短循環。然而，SR_COND反映G1變高的時間以及在前(n – 1)循環中VDRAIN 超過標示為VTH_HGH 的高臨限的時間。如在圖7中所示，一次側控制器使一次側電晶體在t6 之前短暫不導通，且同步整流器控制器570在時間t6 啟動N通道MOSFET。空滯時間係t8 與t9 之間的時間且保持與第(n – 1)個循環約相同的比例。然而，與第n個循環不同的是，當VTH 係VTH_OFF 位準的60%時，VDRAIN 波形在第二步階達到臨限。因此，隨著負載減輕，可變臨限確保同步整流器電晶體在循環中較早關斷，以保持高效率而無大的暫態電流。
現在將描述可用以實施各種特徵的電路。
圖8以方塊圖形式繪示可用以實施圖5之同步整流器控制器570的一同步整流器控制器800。同步整流器控制器800包括標示為「VD1/VD2」的一汲極輸入端子801、標示為「G1/G2」的一閘極輸出端子802、比較器810、820、830、及840、一時序電路850、一鎖存器860、及一閘極驅動器870。比較器810具有用於接收標示為「VTH_ON 」的一導通臨限的一正輸入、連接至汲極輸入端子801的一負輸入端子、以及用於提供標示為「SR ON」的一信號的一輸出端子。比較器820具有連接至汲極輸入端子801的一正輸入、用於接收VTH_OFF1 的一負輸入端子、及一輸出端子。比較器830具有連接至汲極輸入端子801的一正輸入、用於接收VTH_OFF2 的一負輸入端子、及一輸出端子。比較器840具有連接至汲極輸入端子801的一正輸入、用於接收VTH_OFF3 的一負輸入端子、及一輸出端子。
時序電路850包括AND閘851、852、及853、一解彈跳時間電路854、一OR閘855、及一時序產生器856。AND閘851具有連接至比較器820之輸出的一第一輸入、用於接收標示為「T1STEP」之一信號的一第二輸入、及一輸出。AND閘852具有連接至比較器830之輸出的一第一輸入、用於接收標示為「T2STEP」之一信號的一第二輸入、及一輸出。AND閘853具有連接至比較器840之輸出的一第一輸入、用於接收標示為「T3STEP」之一信號的一第二輸入、及一輸出。解彈跳時間電路854具有連接至AND閘851之輸出的一輸入、及一輸出。OR閘855具有連接至解彈跳時間電路854之輸出的第一輸入、連接至AND閘852之輸出的一第二輸入、連接至AND閘853之輸出的一第三輸入、及提供標示為「SR OFF」之一信號的一輸出。時序產生器856具有連接至端子801的一第一輸入、一第二輸入、用於提供T1STEP信號之連接至AND閘851之第二輸入端子的一第一輸出、用於提供T2STEP信號之連接至AND閘852之第二輸入端子的一第二輸出、及用於提供T3STEP信號之連接至AND閘853之第二輸入端子的一第三輸出。
鎖存器860具有連接至比較器810之輸出之標示為「S」的一設定輸入、連接至OR閘855之輸出之標示為「R」的一重設輸入、及用於提供標示為「VG1/VG2」之一信號之連接至時序產生器856之第二輸入之標示為「Q」的一輸出。閘極驅動器870具有連接至鎖存器860之輸出的一輸入、及連接至閘極端子802的一輸出。同步整流器控制器570包括具有相同構造的兩個電路，一個電路用於連接至端子VD1及G1的同步整流器電晶體551，而一個用於連接至端子VD2及G2的同步整流器電晶體561。同步整流器控制器800中的電路亦連接至VDD及GND端子，但這些連接未具體顯示於圖8中。
在操作中，比較器810將同步整流器電晶體的啟動時間判定為汲極電壓降至低於VTH_ON 的時間。當汲極電壓下降至低於VTH_ON 時，比較器810啟動SR ON信號，其設定鎖存器860並使閘極驅動器870將閘極端子802上的信號G1或G2驅動至使同步整流電晶體導通的一電壓。
同步整流器控制器800如以下關斷同步整流器電晶體。比較器820、830、及840之各者在VDRAIN 上升至高於各別臨限時啟動其各別輸出。時序產生器856判定使用各別臨限時的時間。在循環的第一部分期間，例如前一循環的0-50%，時序產生器856啟動T1STEP，使得若在T1STEP有效時（在一解彈跳時間之後）VDRAIN 上升到高於VTH_OFF1 ，則OR閘855啟動SR OFF信號，重新設定鎖存器860並使驅動器870停用閘極信號，以使同步整流器電晶體不導通。在循環的一第二部分期間，例如前一循環的50-70%，時序產生器856啟動T2STEP，使得若在T2STEP有效時VDRAIN 上升到高於VTH_OFF2 ，則OR閘855啟動SR OFF信號，重新設定鎖存器860並使驅動器870停用閘極信號，以使同步整流器電晶體不導通。在循環的一第三部分期間，例如前一循環的70-100%，時序產生器856啟動T3STEP，使得若在T3STEP有效時VDRAIN 上升到高於VTH_OFF3 ，則OR閘855啟動SR OFF信號，重新設定鎖存器860並使驅動器870停用閘極信號，以使同步整流器電晶體不導通。
圖9以方塊圖形式繪示根據圖8之時序產生器856之一個實施例的一時序產生器900。時序產生器900包括用於接收VG1信號的一端子901、用於接收VD1信號的一端子902、用於提供T1STEP信號之一端子903、用於提供T2STEP信號之一端子904、用於提供T3STEP信號的一端子905、一比較器910、一鎖存器920、標示為「S/H」的一取樣及保持電路930、以及分壓器940、950、及960。比較器910具有連接至端子902的一正輸入、用於接收VTH_HGH 信號的一負輸入、及一輸出。鎖存器920具有連接至端子901的一S輸入、連接至比較器910之輸出的一R輸入、及用於提供SR_COND信號的一輸出。取樣及保持電路930具有連接至鎖存器920之Q輸出的一輸入、及用於提供SR_COND (n – 1)信號的一輸出。分壓器940具有連接至取樣及保持電路930之輸出的一輸入、連接至端子903的一第一輸出、及連接至端子903的一第二輸出。分壓器950具有連接至取樣及保持電路930之輸出的一第一輸入、連接至分壓器940之第二輸出的一第二輸入、連接至端子904的一第一輸出、及一第二輸出。分壓器960具有連接至取樣及保持電路930之輸出的一第一輸入、連接至分壓器950之第二輸出的一第二輸入、及連接至端子905的一輸出。
在操作中，SR_COND信號是在VG1變高的時間與VD1超過「VTH_HGH 」的時間之間處於一高電壓的一信號。信號VG1的啟動設定鎖存器920並建立SR_COND的開始，且VD1超過VTH_HGH的點重新設定鎖存器920並建立SR_COND的結束。取樣及保持電路930儲存指示SR_COND有效之時間之長度的一值，且提供SR_COND (n – 1)信號以反映前一循環的SR_COND波形。分壓器940、950、及960將SR_COND (n – 1)的時期分為三個部分，在上文討論的實例中對應於SR_COND (n – 1)的0-50%、SR_COND (n – 1)的50-70%、以及SR_COND (n – 1)的70-100%。
取樣及保持電路930以及分壓器940、950、及960的實施方案可採取各種形式。例如，取樣及保持電路930可對一固定電流源進行積分以將電荷儲存在電容器中，其中電容器的電壓與SR_COND (n – 1)的持續時間成比例。然後，分壓器940、950、及960之各者可使用取樣的電壓以適當的開始時序與持續時間來產生對應的TSTEP波形。例如，分壓器940可使T1STEP波形的開始與VG1的啟動同步，並將取樣及保持電路930之輸出處的電壓除以一半，並以SR_COND (n – 1)一半的一持續時間提供T1STEP。分壓器950可從分壓器940之第二輸出所指示的T1STEP的停用處開始，以SR_COND (n – 1)之20%的一持續時間提供T2STEP。同樣地，分壓器960可從分壓器950之第二輸出所指示的T2STEP的停用處開始，以SR_COND (n – 1)之30%的一持續時間提供T3STEP。顯而易見的是，此實例僅係實施圖8之時序產生器856之功能的一種具體方式。
圖10以方塊圖形式繪示根據圖8之時序產生器856之另一實施例的一時序產生器1000的另一實施例。時序產生器1000包括用於接收VG1信號的一端子1001、用於提供T1STEP信號的一端子1002、用於提供T2STEP信號之一端子1003、用於提供T3STEP信號之一端子1004、一取樣及保持電路1010、一分壓器1020、一分壓器1030、及一分壓器1040。在此實施例中，VG1信號係用作SR_COND信號的一代理，且取樣及保持電路1010具有連接至端子1001的一輸入及用於提供SR_COND (n – 1)信號的一輸出。分壓器1020具有連接至取樣及保持電路1010之輸出的一輸入、連接至端子1002的一第一輸出、及一第二輸出。分壓器1030具有連接至取樣及保持電路1010之輸出的一第一輸入、連接至分壓器1020之第二輸出的一第二輸入、連接至端子1003的一第一輸出、及一第二輸出。分壓器1040具有連接至取樣及保持電路1010之輸出的第一輸入、連接至分壓器1030之第二輸出的一第二輸入、及連接至端子1004的一輸出。
時序產生器1000類似於時序產生器900，除了其僅使用VG1信號作為從G1高至G1低的時間來形成SR_COND。由於空滯時間在連續循環之間保持實質恆定，且僅係循環時間的一小部分，僅使用閘極電壓近似使用閘極電壓及汲極電壓兩者的操作來形成SR_COND。因此，時序產生器1000達成與時序產生器900相似的結果，但具有一簡化電路設計。
圖11繪示顯示圖8之同步整流器之另一實施例之操作的一時序圖1100。時序圖1100類似於時序圖600，除了在此實施例中，VTH_OFF2 不是VTH_OFF1 與VTH_OFF3 之間的一固定值，而是在預期導通時間的第二部分期間在VTH_OFF1 與VTH_OFF3 之間線性變化。
圖12以部分方塊圖及部分示意圖形式繪示可用以實施圖11之時序圖之操作的一時序電路1200。時序電路1200包括用於接收VTH_OFF1 的一端子1201、用於接收VTH_OFF3 的一端子1202、用於提供信號T2STEP的一端子1203、用於提供VTH_OFF2 的一端子、一減法器1210、一分壓器1220、一電流源1230、一電容器1240、一反相器1250、及一開關1260。減法器具有連接至端子1201的一第一輸入、連接至端子1202的一第二輸入、及用於提供VTH_OFF3 與VTH_OFF1 之間的差的一輸出。分壓器1220具有連接至減法器1210之輸出的一第一輸入、用於接收T2STEP信號的一第二輸入、及用於提供等於(VTH_OFF3 - VTH_OFF1 )/T2STEP之一值的一輸出。電流源1230具有用於接收標示為「V1」之一電壓的一第一端、連接至端子1204的一第二端子、及連接至分壓器1220之輸出端子的一控制端子。電容器1240具有連接至電流源1230之第二端子的一第一端子、及連接至接地的一第二端子。反相器1250具有連接至端子1203的一第一端子、及一輸出。開關1260具有連接至電容器1240之第一端子的一第一端子、連接至接地的一第二端子、及連接至反相器1250之輸出端子的一控制端子。
在操作中，當T2STEP係低時，電容器1240經接地，即當VTH_OFF1 = 0伏特時，其儲存VTH_OFF1 的值。當T2STEP係高時，電容器1240對電流源1230提供的電流進行積分。減法器1210形成在端子1202處接收的VTH_OFF3 與在端子1201處接收的VTH_OFF1 之間的差。分壓器1220形成具有等於(VTH_OFF3 - VTH_OFF1 )/T2STEP之一量值的一值。此電壓控制可變電流源1230之電流，其操作為一積分器並對電容器1240充電。因此，電容器1240之第一端子上的電壓（即，VTH_OFF2 ）在由T2STEP界定的週期期間從VTH_OFF1 線性地上升至VTH_OFF2 。
在VTH_OFF3 不等於0伏特的另一實施例中，電容器1240之第二端子將替代地接收VTH_OFF1 。當VTH_OFF3 等於0伏特時，可省略減法器1210。
因此，已描述切換模式電力轉換器的各種實施例。在一個形式中，電力轉換器包括一同步整流器控制器，該同步整流器控制器藉由增加一關斷臨限來控制一同步整流器電晶體，其中該關斷臨限在該閘極信號的一預期導通時間期間增加。在一實例中，該臨限可在該預期導通時間的一第一部分期間具有一第一值、在該預期導通時間的該第一部分之後的該預期導通時間的一第二部分期間具有高於該第一值的一第二值、及在該預期導通時間的該第二部分之後的該預期導通時間的一第三部分期間具有高於該第二值的一第三值。在另一實例中，該可變關斷臨限具有在該預期導通時間之一第一部分期間的一第一值、在該預期導通時間之一第三部分期間之高於該第一值的一第三值、及在該第一部分之後及該第三部分之前的該預期導通時間的一第二部分期間之在該第一值與該第三值之間變化的一第二值。
上文揭示的課題被視為係闡釋性，且非限制性的，且隨附申請專利範圍企圖涵蓋落在申請專利範圍之真正範圍內的所有此種修改、強化、及其他實施例。例如，同步整流器控制方法可用於各種切換模式電力供應器，包括LLC、電壓模式返馳、同步整流器(SR)返馳、及類似者。同樣，儘管上文所示之實例已經將N通道MOSFET電晶體用作同步整流元件，但是在其他實施例中可使用其他電晶體類型。此外，可使用增加關斷臨限的其他方式，包括更多或更少的離散步階、可變步階等。
在一種形式中，一電力轉換器包含一變壓器、一第一一次側電晶體、一一次側控制器、一第一同步整流器(SR)電晶體、及一同步整流器控制器。該變壓器具有一一次繞組及一二次繞組。該第一一次側電晶體耦接至該一次繞組且具有用於接收一第一一次閘極信號的一閘極，其中該第一一次側電晶體導致該一次繞組回應於該第一一次閘極信號而選擇性地傳導電流。該一次側控制器具有用於接收一電壓回授信號的一輸入、及提供該第一一次閘極信號的一輸出。該第一同步整流器(SR)電晶體，其具有耦接至該二次繞組的一汲極、用於接收一第一SR閘極信號的一閘極、及耦接至該電力轉換器之一第一輸出端子的一源極。該同步整流器控制器耦接至該第一SR電晶體的該閘極及該汲極，且係在該汲極上的一電壓下降至低於一導通臨限時用於啟動該第一SR閘極信號，及當在該汲極上的一電壓上升至高於一可變關斷臨限時停用該第一SR閘極信號，其中該可變關斷臨限在該第一SR閘極信號的一預期導通時間期間增加。
根據一個態樣，該可變關斷臨限在該預期導通時間的一第一部分期間具有一第一值、在該預期導通時間的該第一部分之後的該預期導通時間的一第二部分期間具有高於該第一值的一第二值、及在該預期導通時間的該第二部分之後的該預期導通時間的一第三部分期間具有高於該第二值的一第三值。在此情況下，該第一值可係大約零伏特且該預期導通時間的該第一部分係大約該預期導通時間的零至五十百分比，該第二值可係大約一最終值的六十百分比且該預期導通時間的該第二部分係大約該預期導通時間的五十百分比至七十百分比，且該第三值可係大約該最終值且該預期導通時間的該第三部分係大約該預期導通時間的七十百分比至一百百分比。該SR控制器亦可具有：一第一比較器，其具有耦接至該第一SR電晶體之該汲極的一負輸入、一正輸入、及一輸出；一鎖存器，其具有耦接至該第一比較器之該輸出的一設定輸入、及一輸出；一閘極驅動器，其具有耦接至該鎖存器之該輸出的一輸入、及用於提供該第一SR閘極信號的一輸出；一第二比較器，其具有耦接至該第一SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收該第一值的一負輸入、及一輸出；一第三比較器，其具有耦接至該第一SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收該第二值的一負輸入、及一輸出；一第四比較器，其具有耦接至該第一SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收該第三值的一負輸入、及一輸出；及一邏輯電路，其耦接至該第二比較器、該第三比較器、及該第四比較器的該等輸出，且具有一輸出，其中若該第二比較器、該第三比較器、及該第四比較器之任何者在該預期導通時間的各別該第一部分、該第二部分、及該第三部分期間有效，則該邏輯電路啟動其該輸出，其中該鎖存器進一步具有耦接至該邏輯電路之該輸出的一重設輸入。
該邏輯電路可包含：一第一AND閘，其具有耦接至該第二比較器之該輸出的一第一輸入、一第二輸入、及一輸出；一第二AND閘，其具有耦接至該第三比較器之該輸出的一第一輸入、一第二輸入、及一輸出；一第三AND閘，其具有耦接至該第四比較器之該輸出的一第一輸入、一第二輸入、及一輸出；及一OR閘，其具有分別耦接至該第一AND閘、該第二AND閘、該第三AND閘之該等輸出的第一輸入、第二輸入、及第三輸入、及耦接至該鎖存器之該重設輸入的一輸出。在此狀況下，該邏輯電路可進一步包含耦接在該第一AND閘之該輸出與該OR閘之該第一輸入之間的一解彈跳計時器。該邏輯電路可進一步包含一時序產生器，該時序產生器具有耦接至該第一SR電晶體之該汲極的一第一輸入、耦接至該鎖存器之該輸出的一第二輸入、以及分別耦接至該第一AND閘、該第二AND閘、及該第三AND閘之該第二輸入的第一輸出、第二輸出、及第三輸出。
根據另一態樣，該電力轉換器可進一步包含：一第二SR電晶體，其具有耦接至該二次繞組的一汲極、接收一第二SR信號的一閘極、及耦接至該電力轉換器之該第一輸出端子的一源極；其中該SR控制器耦接至該第二SR電晶體之該閘極及該汲極，用於在第二SR電晶體之該汲極上的一電壓下降至低於該導通臨限時啟動該第二SR閘極信號，及在該第二SR電晶體之該汲極上的一電壓上升至高於該可變關斷臨限時停用該第二SR閘極信號；其中該可變關斷臨在該第二SR閘極信號之該預期導通時間期間增加。在此狀況中，該二次繞組可包含一第一端、一第二端、及一中心抽頭，其中該第一端耦接至該第一SR電晶體的該汲極，該第二端耦接至該第二SR電晶體的該汲極，且該中心抽頭形成該電力轉換器的一第二輸出端子。
在另一形式中，一種用於搭配具有一汲極、一閘極、及一源極的一同步整流器(SR)電晶體使用的控制器，其包含第一比較器、第二比較器、第三比較器、及第四比較器、一邏輯電路、一鎖存器、及一閘極驅動器。該第一比較器具有經調適以耦接至該SR電晶體之該汲極的一負輸入、一正輸入、及一輸出。該第二比較器具有經調適以耦接至該SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收一第一值的一負輸入、及一輸出。該第三比較器具有經調適以耦接至該SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收一第二值的一負輸入、及一輸出。該第四比較器具有經調適以耦接至該SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收一第三值的一負輸入、及一輸出。該邏輯電路耦接至該第二比較器、該第三比較器、及該第四比較器的該等輸出端，且具有一輸出，其中若第二比較器、該第三比較器、及該第四比較器之任何者的該等輸出在一預期導通時間的各別第一部分、第二部分、及第三部分期間有效，則該邏輯電路啟動其輸出。該鎖存器具有耦接至該第一比較器之該輸出的一設定輸入、耦接至該邏輯電路之該輸出的一重設輸入、及一輸出。該閘極驅動器具有耦接至該鎖存器之該輸出的一輸入、及經調適以耦接至該SR電晶體之該閘極的一輸出。
根據一個態樣，該時序產生器具有耦接至該鎖存器之該輸出的一輸入，且基於從該鎖存器之該輸出有效時至該鎖存器之該輸出無效時的一時間判定該預期導通時間的該第一部分、該第二部分、及該第三部分。
根據另一個態樣，該時序產生器進一步包含一斜坡電路，該斜坡電路具有用於接收該第一值的一輸入、用於接收該第二值的一輸入、用於接收該第二時序信號的一第三輸入、及用於提供該第二值的一輸出，其中當該第二時序信號有效時，在該第一值與該第三值之間時，該斜坡電路變化該第二值。
根據又另一態樣，該預期導通時間的該第一部分係大約該預期導通時間的零至五十百分比，該預期導通時間的該第二部分係大約該預期導通時間的五十百分比至七十百分比，且該預期導通時間的該第三部分係大約該預期導通時間的七十百分比至一百百分比。
在又另一形式中，一種用於使用一同步整流器(SR)電晶體之電力轉換的方法包含：感測該SR電晶體之一汲極上的一汲極電壓；回應於該汲極電壓下降至低於一導通臨限而啟動一閘極信號以導通該SR電晶體；及當該汲極電壓上升至高於一可變關斷臨限時停用該閘極信號，其中該可變關斷臨限在該閘極信號之一預期導通時間期間增加。
根據一個態樣，該方法進一步包含將該SR電晶體耦接至一變壓器的一二次繞組，及根據來自該二次繞組之一輸出電壓與一所欲電壓之間的一差來驅動該變壓器的一一次繞組。根據此其他態樣，驅動該變壓器之該一次繞組可包含通過一共振槽驅動該一次繞組。
根據另一態樣，該停用包含：在該預期導通時間的一第一部分期間以一第一值產生該可變關斷臨限；在該預期導通時間之該第一部分之後的該預期導通時間的一第二部分期間以一第二值產生該可變關斷臨限；及在該預期導通時間之該第二部分之後的該預期導通時間的一第三部分期間以高於該第二值之一第三值產生該可變關斷臨限。
根據又另一態樣，該停用進一步包含：在該預期導通時間之大約零至五十百分比期間在以大約零伏特產生該可變關斷臨限；在該預期導通時間之大約五十百分比至七十百分比期間以大約一最終值的六十百分比產生該可變關斷臨限；及在該預期導通時間之大約七十百分比至一百百分比期間以大約該最終值產生該可變關斷臨限。
根據再另一態樣，該停用包含：在該預期導通時間之一第一部分期間以一第一值產生該可變關斷臨限；在該預期導通時間之一第三部分期間以高於該第一值的一第三值產生該可變關斷臨限；在該預期導通時間的該第一部分之後且在該第三部分之前的該預期導通時間之一第二部分期間以在該第一值與該第三值之間變化的一第二值產生該可變關斷臨限。
因此，在法律允許的最大程度內，本發明的範圍待由下述申請專利範圍的最廣泛可容許解釋及彼等的等效解釋判定，且不應由上述實施方式所侷限或限制。
100:電氣模型 110:N通道MOSFET 120:本體二極體 130:寄生電感器 140:寄生電容器 200:時序圖 210:波形 220:波形 230:波形 240:波形 300:時序圖 310:波形 320:波形 330:波形 400:時序圖 410:波形 420:波形 430:波形 500:電力轉換器 510:輸入區段 512:電磁干擾(EMI)濾波器 514:二極體橋 516:功率因數校正(PFC)級 518:輸入電容器/電容器 520:一次切換區段 522:高側電晶體 524:低側電晶體 526:LLC控制器 530:共振槽 532:電容器 534:電感器 536:電感器 540:變壓器 542:一次繞組 544:二次繞組 546:第一分段 548:第二分段 550:第一同步整流器電路/同步整流器電路 551:同步整流器電晶體 552:電阻器 553:電容器 560:第二輸出區段/同步整流器電路 561:同步整流器電晶體/同步整流器 562:電阻器 563:電容器 570:同步整流器控制器 580:輸出區段 582:電容器 584:電阻器 590:回授區段 591:電阻器 592:電阻器 593:電阻器 594:電阻器 595:電阻器 596:電容器 597:分路調節器 598:光耦合器 599:電阻器 600:時序圖 610:波形 620:波形 630:波形 700:時序圖 710:波形 720:波形 730:波形 800:同步整流器控制器 801:汲極輸入端子/端子 802:閘極輸出端子/閘極端子 810:比較器 820:比較器 830:比較器 840:比較器 850:時序電路 851:AND閘 852:AND閘 853:AND閘 854:解彈跳時間電路 855:OR閘 856:時序產生器 860:鎖存器 870:閘極驅動器/驅動器 900:時序產生器 901:端子 902:端子 903:端子 904:端子 905:端子 910:比較器 920:鎖存器 930:取樣及保持電路 940:分壓器 950:分壓器 960:分壓器 1000:時序產生器 1001:端子 1002:端子 1003:端子 1004:端子 1010:取樣及保持電路 1020:分壓器 1030:分壓器 1040:分壓器 1100:時序圖 1200:時序電路 1201:端子 1202:端子 1203:端子 1204:端子 1210:減法器 1220:分壓器 1230:電流源 1240電容器 1250:反相器 1260:開關
所屬技術領域中具有通常知識者而更佳地瞭解可藉由參考附圖本揭露，並且本揭露之許多特徵及優點變得顯而易見，在附圖中： 圖1以示意形式繪示一同步整流器電晶體之一電氣模型； 圖2繪示在理解圖1之電氣模型之信號之操作有用的一時序圖； 圖3繪示顯示在具有一正關斷臨限的輕負載條件下圖1之同步整流器的操作之一時序圖； 圖4繪示顯示在具有一零關斷臨限的輕負載條件下圖1之同步整流器之操作的一時序圖； 圖5以示意形式繪示根據各種實施例的一切換模式電力供應器； 圖6繪示顯示圖5之切換模式電力供應器之同步整流器電晶體之操作的一時序圖。 圖7繪示顯示具有變化的負載條件之圖5之同步整流器電晶體之操作的一時序圖； 圖8以方塊圖形式繪示可用以實施圖5之同步整流器控制器的同步整流器控制器； 圖9以方塊圖形式繪示根據圖8之時序產生器之一個實施例的一時序產生器； 圖10以方塊圖形式繪示可用以實施圖8之時序產生器之一時序產生器的另一實施例； 圖11繪示顯示圖8之同步整流器之另一實施例之操作的一時序圖；及 圖12以部分方塊圖及部分示意形式繪示可用以實施圖11之時序圖之操作的一時序電路。
不同圖式中使用相同參考符號指示相似或等同的組件。除非另外說明，辭「耦接」及其關聯動辭形式包括直接連接及藉由本領域中已知的手段間接電連接二者，且除非另外說明，直接連接的任何描述也隱含使用合適形式之間接電連接的替代實施例。
800:同步整流器控制器
801:汲極輸入端子/端子
802:閘極輸出端子/閘極端子
810:比較器
820:比較器
830:比較器
840:比較器
850:時序電路
851:AND閘
852:AND閘
853:AND閘
854:解彈跳時間電路
855:OR閘
856:時序產生器
860:鎖存器
870:閘極驅動器/驅動器

Claims (10)

  1. 一種電力轉換器，其包含： 一變壓器，其具有一一次繞組及一二次繞組； 一第一一次側電晶體，其耦接至該一次繞組且具有用於接收一第一一次閘極信號的一閘極，其中該第一一次側電晶體導致該一次繞組回應於該第一一次閘極信號而選擇性地傳導電流； 一一次側控制器，其具有用於接收一電壓回授信號的一輸入、及提供該第一一次閘極信號的一輸出； 一第一同步整流器(SR)電晶體，其具有耦接至該二次繞組的一汲極、用於接收一第一SR閘極信號的一閘極、及耦接至該電力轉換器之一第一輸出端子的一源極；及 一同步整流器控制器，其耦接至該第一SR電晶體的該閘極及該汲極，用於在該汲極上的一電壓下降至低於一導通臨限時啟動該第一SR閘極信號，且在該汲極上的一電壓上升至高於一可變關斷臨限時停用該第一SR閘極信號，其中該可變關斷臨限在該第一SR閘極信號的一預期導通時間期間增加。
  2. 如請求項1之電力轉換器，其中該可變關斷臨限： 在該預期導通時間的一第一部分期間具有一第一值； 在該預期導通時間的該第一部分之後的該預期導通時間的一第二部分期間具有高於該第一值的一第二值；及 在該預期導通時間的該第二部分之後的該預期導通時間的一第三部分期間具有高於該第二值的一第三值。
  3. 如請求項2之電力轉換器，其中該SR控制器包含： 一第一比較器，其具有耦接至該第一SR電晶體之該汲極的一負輸入、一正輸入、及一輸出； 一鎖存器，其具有耦接至該第一比較器之該輸出的一設定輸入、及一輸出；及 一閘極驅動器，其具有耦接至該鎖存器之該輸出的一輸入、及用於提供該第一SR閘極信號的一輸出。
  4. 如請求項3之電力轉換器，其中該SR控制器進一步包含： 一第二比較器，其具有耦接至該第一SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收該第一值的一負輸入、及一輸出； 一第三比較器，其具有耦接至該第一SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收該第二值的一負輸入、及一輸出； 一第四比較器，其具有耦接至該第一SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收該第三值的一負輸入、及一輸出；及 一邏輯電路，其耦接至該第二比較器、該第三比較器、及該第四比較器的該等輸出且具有一輸出，其中若該第二比較器、該第三比較器、及該第四比較器之該等輸出之任何者在該預期導通時間的各別該第一部分、該第二部分、及該第三部分期間有效，則該邏輯電路啟動其該輸出， 其中該鎖存器進一步具有耦接至該邏輯電路之該輸出的一重設輸入。
  5. 如請求項1之電力轉換器，其中該可變關斷臨限： 在該預期導通時間的一第一部分期間具有一第一值； 在該預期導通時間的一第三部分期間，具有高於該第一值的一第三值；及 在該預期導通時間的該第一部分之後且在該第三部分之前的該預期導通時間的一第二部分期間，具有在該第一值與該第三值之間變化的一第二值。
  6. 一種用於搭配具有一汲極、一閘極、及一源極的一同步整流器(SR)電晶體使用的控制器，其包含： 一第一比較器，其具有經調適以耦接至該SR電晶體之該汲極的一負輸入、一正輸入、及一輸出； 一第二比較器，其具有經調適以耦接至該SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收一第一值的一負輸入、及一輸出； 一第三比較器，其具有經調適以耦接至該SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收一第二值的一負輸入、及一輸出； 一第四比較器，其具有經調適以耦接至該SR電晶體之該汲極的一正輸入、用於接收一第三值的一負輸入、及一輸出；及 一邏輯電路，其耦接至該第二比較器、該第三比較器、及該第四比較器的該等輸出，且具有一輸出，其中若該第二比較器、該第三比較器、及該第四比較器之任何者的該等輸出在一預期導通時間的各別第一部分、第二部分、及第三部分期間有效，則該邏輯電路啟動其該輸出； 一鎖存器，其具有耦接至該第一比較器之該輸出的一設定輸入、耦接至該邏輯電路之該輸出的一重設輸入、及一輸出；及 一閘極驅動器，其具有耦接至該鎖存器之該輸出的一輸入、及經調適以耦接至該SR電晶體之該閘極的一輸出。
  7. 如請求項6之控制器，其進一步包含： 一時序產生器，其耦接至該邏輯電路且具有用於提供一第一時序信號、一第二時序信號、及一第三時序信號之輸出，該第一時序信號、該第二時序信號、及該第三時序信號分別對應於該預期導通時間之該第一部分、該第二部分、及該第三部分。
  8. 如請求項7之控制器，其中： 該時序產生器進一步具有耦接至該SR電晶體之該汲極的一第一輸入、及耦接至該鎖存器之該輸出的一第二輸入，且基於在該鎖存器之該輸出有效時與該SR電晶體之該汲極上的一電壓高於一高臨限時之間的一時間判定該預期導通時間的該第一部分、該第二部分、及該第三部分。
  9. 一種用於使用一同步整流器(SR)電晶體之電力轉換的方法，其包含： 感測該SR電晶體之一汲極上的一汲極電壓； 回應於該汲極電壓下降至低於一導通臨限而啟動一閘極信號以導通該SR電晶體；及 當該汲極電壓上升至高於一可變關斷臨限時停用該閘極信號，其中該可變關斷臨限在該閘極信號之一預期導通時間期間增加。
  10. 如請求項9之方法，其中該停用包含： 在該預期導通時間的一第一部分期間以一第一值產生該可變關斷臨限； 在該預期導通時間之該第一部分之後的該預期導通時間之一第二部分期間以一第二值產生該可變關斷臨限；及 在該預期導通時間之該第二部分之後的該預期導通時間之一第三部分期間以高於該第二值的一第三值產生該可變關斷臨限。
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