CN114765420A - 同步整流反激变换器的改进自适应栅极调节 - Google Patents
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Abstract
本公开提供了一种反激变换器，该反激变换器根据同步整流器开关晶体管的前一个周期中的操作状况动态地调节同步整流器开关晶体管的当前周期的漏极阈值电压。在当前周期的导通时间期间，差分放大器驱动同步整流器开关晶体管的栅极电压，使得在当前周期的调节部分期间同步整流器开关晶体管的漏极电压与漏极阈值电压相等。
Description
对相关申请的交叉引用
本申请是于2020年5月29日提交的第16/888,466号美国专利申请的部分延续案，该专利申请的全部内容通过引用结合在此。
技术领域
本申请涉及开关功率变换器，更具体地说，涉及一种反激变换器中的同步整流器开关晶体管的自适应栅极调节。
背景技术
在反激技术中已知的是，反激变换器的变压器中的次级绕组电流被整流，从而在初级绕组电流导通时其不导通。这种整流可由输出二极管或同步整流器开关晶体管执行。虽然输出二极管是无源的并且由此不需要同步整流器控制，但是与具有同步整流功能的反激变换器相比，使用输出二极管会降低效率。因此，同步整流被广泛地使用，以提高效率。
同步整流器开关晶体管通常是金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET)。为了控制同步整流器(SR)开关MOSFET的开关，SR控制器监测SR MOSFET上的漏极-源极电压。根据该漏极-源极电压，SR控制器检测功率开关晶体管是否已经周期地关断从而可接通SR开关晶体管。例如，若SR开关晶体管是n型金属氧化物半导体(NMOS)晶体管，则 SR控制器通过将SR开关晶体管的栅极-源极电压提高到超过其阈值电压来接通SR开关晶体管。
反激变换器在连续导通模式(CCM)下的操作使同步整流器控制变得复杂。在CCM模式下，功率开关晶体管在次级绕组电流缓降到零之前被接通。相比之下，在不连续导通模式(DCM)操作期间，在功率开关晶体管周期地导通之前，次级绕组电流已经缓降到零。在DCM操作期间，在 SR MOSFET的漏极-源极电压小于导通阈值电压(例如-120毫伏)时，SR 控制器可接通SR开关晶体管。然后，在漏极-源极电压接近关断阈值电压 (例如-3毫伏)时，SR控制器可关断SR开关晶体管。由于SR开关晶体管随后关断，因此功率开关晶体管可周期地导通，而没有任何“击穿”的危险，所述“击穿”是初级绕组电流和次级绕组电流同时导通的不希望的共态导通状况。
但是在CCM操作中，在SR开关晶体管仍然导通的同时，功率开关晶体管周期地导通。由于功率开关晶体管周期地导通，因此SR开关晶体管的漏极-源极电压迅速升高，使得漏极-源极电压升高到关断阈值电压，于是SR控制器关断SR开关晶体管。但是从功率开关晶体管接通的时刻到 SR开关晶体管关断的时刻，存在共态导通状况。由于CCM操作期间的共态导通问题会给功率变换器造成压力，因此通常对SR开关晶体管的栅极电压应用预降技术来减少共态导通时间。在该预降技术中，SR开关晶体管的栅极电压被下拉到接近SR开关晶体管的阈值电压。由于SR开关晶体管的栅极-源极电压刚刚满足阈值电压，因此SR控制器能响应于漏极-源极电压升高到关断阈值电压的状况更快地关断SR开关晶体管。
但是如何以及何时使SR开关晶体管的栅极电压预降仍然是一个问题。若栅极电压下降过快并且下冲到低于阈值电压，则SR开关晶体管的导通电阻会突然变大。结果，SR开关晶体管的漏极电压下降，导致功率损耗增大。为了减少功率损耗，已知的是可控制SR开关晶体管的栅极电压以将其漏极电压调节到固定的预设值。在DCM操作和临界DCM操作期间，该调节功能的作用是足够的。但是在CCM电压期间，漏极电压可能未达到期望的预设值。为了实现CCM操作期间的调节，可降低期望的预设值，但是由此导致的用于控制栅极电压的阈值会牺牲CCM和DCM操作期间的效率。
因此，在本领域中需要一种具有改进的栅极电压控制的反激变换器，以提高DCM和CCM操作期间的功率效率。
发明内容
根据本公开的第一方面，提供了一种用于反激变换器的同步整流器控制器，其包括：差分放大器，其被配置成在同步整流器开关晶体管的当前周期的调节部分期间驱动同步整流器开关晶体管的栅极电压，该差分放大器对同步整流器开关晶体管的漏极电压与动态漏极阈值电压之间的差值做出响应；采样和保持电路，其被配置成在同步整流器开关晶体管的当前周期期间对漏极电压进行采样和保持，以提供动态漏极阈值电压，该采样和保持电路还被配置成在采样时间对漏极电压进行采样，该采样时间是同步整流器开关晶体管的前一个周期的函数；连接在接地与同步整流器开关晶体管的栅极之间的开关；以及比较器，其被配置成响应于漏极电压大于关断阈值电压而闭合开关，以释放栅极电压。
根据本公开的第二方面，提供了一种同步整流器控制器，其包括：差分放大器，其被配置成在同步整流器开关晶体管的当前周期的调节部分期间驱动同步整流器开关晶体管的栅极电压，该差分放大器对同步整流器开关晶体管的漏极电压与动态漏极阈值电压之间的差值做出响应；定时分析电路，其被配置成基于步整流器开关晶体管的前一个周期的调节部分的持续时间与阈值延迟的比较结果来调节动态漏极阈值电压；连接在接地与同步整流器开关晶体管的栅极之间的开关；以及比较器，其被配置成响应于漏极电压大于关断阈值电压而闭合开关，以释放栅极电压。
根据本公开的第三方面，提供了一种控制同步整流器开关晶体管的栅极电压的方法，其包括：响应于同步整流器开关晶体管的前一个周期而调整动态漏极阈值电压；在同步整流器开关晶体管的当前周期中的导通时间期间，通过控制同步整流器开关晶体管的栅极电压以使同步整流器开关晶体管的漏极电压保持与动态漏极阈值电压相等，来对同步整流器开关晶体管的漏极电压升高到与动态漏极电压相等做出响应；并且响应于漏极电压大于关断阈值电压来释放栅极电压。
通过阅读下面的详细说明，能更全面地理解本发明的这些方面和其它方面。通过结合附图阅读下文中对于具体的示例性实施例的说明，其它方面、特征和实施例对于本领域普通技术人员来说将变得显而易见。虽然本公开的特征可能在下文中是相对于某些实施例和附图论述的，但是所有实施例均可包括在本文中论述的一种或多种有利特征。换句话说，虽然一个或多个实施例可能被描述为具有某些有利特征，但是在本文中论述的各种实施例也可使用一个或多个这样的特征。类似地，虽然示例性实施例可能在下文中是作为设备、系统或方法实施例论述的，但是应理解，这样的示例性实施例可在各种设备、系统和方法中实现。
附图说明
图1示出了根据本公开的一个方面的包括次级侧控制器的反激变换器，该次级侧控制器被配置成在同步整流器开关晶体管的导通时间的调节部分期间将同步整流器开关晶体管的漏极电压调节成与动态漏极阈值电压相等；
图2A-B更详细地示出了根据本公开的一个方面的图1的次级侧控制器中的阈值适配电路；
图3示出了根据本公开的一个方面的图1的SR控制器响应于变化的负载状况的一些操作波形；
图4A示出了根据本公开的一个方面的包括SR控制器的反激变换器，该SR控制器将SR开关晶体管在当前开关周期中的SR接通时间的调节部分期间的漏极电压调节成与前一个开关周期中的接通时间期间的采样的漏极电压相等；
图4B示出了根据本公开的一个方面的图4A的反激变换器的一些操作波形；
图5示出了根据本公开的一个方面的包括SR控制器的反激变换器，该SR控制器将SR开关晶体管的前一个周期的调节部分的持续时间与阈值延迟进行比较，以调节SR开关晶体管的当前周期中的动态漏极阈值电压；
图6示出了根据本公开的一个方面的SR控制器，该SR控制器在当前周期期间的采样时间对漏极电压进行采样，以提供动态漏极阈值电压，其中所述采样时间基于前一个周期期间的栅极电压与阈值栅极电压的比较结果。
通过参考下文的详细说明，能够最佳地理解本公开的实施例及其优点。应理解，相同的附图标记用于标识在一个或多个附图中示出的相同元件。
具体实施方式
本公开提供了一种反激变换器，在该反激变换器中，次级侧SR控制器使用反馈来控制SR开关晶体管的栅极电压，从而在SR开关晶体管导通时间的调节部分期间调节其漏极电压。因此，导通时间的调节部分是逐个周期自适应的。相比之下，传统上，导通时间的调节部分是一个固定的时间段。对于CCM操作，这个固定的持续时间要足够短，但是这会导致DCM操作期间的效率降低。相比之下，本文中公开的自适应调节在CCM 和DCM操作模式期间都能实现高效操作。现在请看附图，在图1中示出了一个示例性反激变换器100，该反激变换器具有栅极电压调节次级侧SR 控制器(U2)105。反激变换器100由整流输入电压V输入(Vin)供电，该整流输入电压Vin例如是由对交流干线的交流电压进行整流的二极管桥 (未示出)产生的电压。初级侧控制器U1控制功率开关晶体管S1的周期操作，以调节提供给负载的输出电压V_输出(V_OUT)。在初级侧控制器 U1接通功率开关晶体管S1时，初级绕组电流通过变压器T的初级绕组T1 导通。在位于功率开关晶体管S1的源极处的感测电阻(未示出)两端的感测电阻电压达到期望的峰值(Vipk)时，初级侧控制器U1关断功率开关晶体管S1。
SR控制器105通过监测SR开关晶体管两端的漏极-源极电压Vds来检测功率开关晶体管SW是导通还是关断。为了进行该监测，SR控制器 105具有漏极监测端子SR_D和源极监测端子SR_S。此外，SR控制器105 包括栅极端子SR_G，该栅极端子SR_G连接至SR开关晶体管的栅极，以控制SR开关晶体管是导通还是关断。响应于检测到功率开关晶体管S1的导通状态，SR控制器105关断SR开关晶体管(在CCM操作中)，或将SR开关晶体管保持在关断状态(在DCM操作中)，以防止次级绕组电流流入变压器T的次级绕组T2。响应于检测到功率开关晶体管S1的关断状态，SR控制器105在CCM操作期间接通SR开关晶体管，以使次级绕组电流流动，并以输出电压对输出电容Cout充电。在替代实施例中，SR控制器105可通过隔离通道(例如光耦合器)接收功率开关晶体管S1的接通或关断状态，而不是监测SR开关晶体管的漏极-源极电压来确定功率开关晶体管的开关状态。
通过自适应地调节漏极电压，解决了CCM和DCM操作的电压预降问题。关于这种调节，应说明的是，有两个需要解决的冲突问题。例如，对于降低SR开关晶体管中的导通损耗(Rds导通电阻)来说，最好不要调节漏极电压，而是应驱动SR开关晶体管的栅极电压，使其在整个SR开关晶体管导通时间(变压器复位时间Trst)内处于饱和状态。但是在栅极电压较高的情况下，会在CCM操作期间出现共态导通损耗(开关损耗)，因为这会花费较长的时间响应于功率开关晶体管的接通而关断SR开关晶体管。相比之下，若通过SR开关晶体管的栅极电压的反馈控制降低来调节 SR开关晶体管的漏极电压，则共态导通损耗会减少。因此，在SR开关晶体管导通时间的初始部分期间不调节漏极电压、然后在SR开关晶体管导通时间的最后部分期间调节漏极电压是有利的。该调节部分不应过短，否则栅极电压在SR接通时间结束时未充分降低，导致不可接受的共态导通损耗。相反，若调节部分过长，则导通损耗可能是不可接受的。因此，对于该调节部分来说，存在最佳持续时间，该最佳持续时间能实现减少共态导通损耗而不会导致不可接受的导通损耗的期望目标。
但是，现有技术未实现对于最后调节部分的“刚刚好”的持续时间。例如，传统上使用固定的漏极阈值电压来确定应何时开始漏极电压调节。但是未调节部分期间的漏极电压行为取决于负载。在负载较高时(例如用于支持快速充电模式)，反激变换器以CCM模式工作，使得SR开关晶体管的漏极电压在未调节部分期间较负。相反，在较低负载期间，反激变换器以DCM模式工作，使得SR开关晶体管的漏极电压在未调节部分期间不是很负。由于漏极电压在DCM操作期间不是很负，因此漏极阈值电压也应不是很负，否则调节部分会变得过长。但是这种较大的漏极阈值电压值不适合于CCM操作，因为漏极电压可能永远不会升高到漏极阈值电压从而触发漏极电压的调节。在这种情况下，栅极电压在SR开关晶体管导通时间结束时会过高，从而出现共态导通损耗。解决方案是降低漏极阈值电压，但是这样的话，在DCM操作期间调节时间会变得过长，从而出现导通损耗。
为了解决这些问题，利用了动态漏极阈值电压，该动态漏极阈值电压是响应于前一个SR开关晶体管周期中的漏极电压调节而被调节的。随着时间的推移，每个当前SR开关晶体管周期变成当前SR开关晶体管周期的前一个SR开关晶体管周期。下面的论述假定当前SR开关晶体管周期的动态漏极阈值电压是根据前一个SR开关晶体管周期中的调节而调节的，但是应理解，可在多个SR开关晶体管周期内平均SR开关晶体管的历史行为。
关于前一个SR开关晶体管周期中的漏极电压调节，可利用多个因素来调节当前SR开关晶体管导通时间内的动态漏极阈值电压。例如，如图 2A所更详细地示出的，SR控制器200可包括适配电路215，该适配电路 215根据前一个开关周期中的漏极电压Vd的采样和/或根据当前负载来适配动态漏极阈值电压(V1)。在在SR开关晶体管导通时间内漏极电压升高到与动态漏极阈值电压V1相等时，差分放大器(例如跨导放大器)205开始调节当前周期内的SR开关晶体管的栅极电压Vg。在此时间之前，差分放大器205起到栅极驱动器的作用，使得SR开关晶体管在SR开关晶体管导通时间的初始未调节部分期间处于饱和状态。但是在漏极电压升高到与动态漏极阈值电压相等时，差分放大器205用于控制栅极电压，使得漏极电压Vd在SR开关晶体管导通时间的调节部分期间被调节到与动态漏极阈值电压V1相等。SR开关接通时间的结束或持续时间可由比较器210 控制，该比较器210将SR开关晶体管的漏极电压Vd与关断参考电压(V_ 参考(V_ref))进行比较。在漏极电压Vd升高到高于关断参考电压V_ref 时，比较器210闭合联接在SR开关晶体管的栅极与接地之间的开关S1。因此，开关S1的闭合迅速释放SR开关晶体管的栅极电压，从而结束当前开关周期中的SR开关接通时间。
在图2B中更详细地示出了适配电路215。波形分析和定时电路225分析前一个开关周期中的SR开关晶体管的漏极电压Vd的行为(波形)，从而为当前开关周期中的漏极电压Vd的采样提供定时输入。此外，定时电路225还可单独地或与漏极电压Vd波形分析结合地对当前负载条件做出响应，以提供定时输入。如在本文中所进一步论述的，定时电路225可根据前一个开关周期期间的漏极电压Vd波形确定变压器复位时间。该定时输入可以是变压器复位时间的某个百分比。自适应参考选择器220然后根据定时输入对漏极电压Vd进行采样，以提供当前开关周期的动态漏极阈值电压V1。在下面的论述中，将可互换地使用术语“变压器复位时间”和“SR开关晶体管导通时间”(导通持续时间)，虽然可能因控制不完善而使得SR开关晶体管导通时间与变压器复位时间略有不同。但是，由于SR开关晶体管导通时间是变压器复位时间的足够精确的指标，因此定时电路 225可测量SR开关接通时间来进行其波形分析。
图3示出了在根据SR开关晶体管的前一个周期中的SR开关晶体管导通时间Trst(n-1)来调节动态漏极阈值电压的实施例中的SR控制器200 的一些操作波形。图中示出了三个开关周期。第一个开关周期发生在反激变换器承受较高的负载时，而第二个开关周期发生在中负载期间，该中负载小于所述高负载，但大于在第三个开关周期期间出现的轻负载。为了开始开关周期，在一个脉冲宽度持续时间内将栅极电压(初级栅极)置于高电平。在初级栅极电压为高电平时，次级绕组电流为零。在初级栅极电压被置于高电平时，SR开关晶体管的漏极电压Vd也被驱动到高电压。在每个初级开关晶体管导通时间结束时，SR开关晶体管的SR栅极电压被置于高电平，从而次级绕组电流随后跳高并开始缓降。对于高负载开关周期， SR开关晶体管的导通时间(SR栅极电压被保持有效的时间段)较长。中负载开关周期的导通时间较短，轻负载开关周期的导通时间最短。导通持续时间影响导通期间SR开关晶体管的漏极电压(SR Vd)变负的程度。在导通时间的某个部分(例如大约是导通时间的67.5％)结束之后，对SR开关晶体管的漏极电压进行采样。由于与中负载周期和轻负载周期相比，高负载开关周期将SR开关晶体管的漏极电压拉得更负，因此高负载开关周期的漏极电压的采样产生比中负载开关周期的相应动态漏极阈值电压 (V1-中)更负的动态漏极阈值电压(V1-高)。而中负载开关周期的动态漏极阈值又比轻负载开关周期的相应动态漏极阈值电压(V1-低)更负。
动态漏极阈值电压V1的适配导致SR栅极电压/SR开关接通时间的调节部分的持续时间的适配。例如，高负载开关周期的从时间t0延续至时间 t1的调节部分大于中负载开关周期的从时间t2延续至时间t3的调节部分。而中负载开关周期的调节部分又大于轻负载开关周期的从时间t4延续至时间t5的调节部分。SR开关接通时间的调节部分长度的这种变化的极其有利之处在于，在高负载开关周期期间能更快地关断SR开关晶体管，而中负载和轻负载开关周期的调节部分的较短持续时间提高了效率，因为SR 开关晶体管的导通电阻降低了。为了测量前一个开关周期中的变压器复位时间Trst(n-1)，定时电路2，当前开关周期中的SR开关接通时间从时间t1 开始。Trst(n-1)的67.5％的延迟随后在时间t2结束，从而通过采样和保持电路中的S/H脉冲对漏极电压VDS进行采样。因此，当前SR开关晶体管导通时间的初始未调节部分从时间t1延续至时间t2。
在图4A中示出了包括示例性SR控制器400的反激变换器部分。定时器415将当前的第n个周期中的采样时间作为之前的第n-1个周期中的 SR接通时间Trst(n-1)的函数来对其进行定时。在此实施例中，从SR开关接通时间的起点算起的期望延迟是Trst(n-1)的67.5％，但是也可使用其它函数，例如Trst(n-1)-c，其中c是常数。采样和保持(S/H)电路410在定时器415定时的延迟结束时对漏极电压进行采样，以形成当前开关周期的动态漏极阈值电压(V1)。在漏极电压在SR开关晶体管导通时间内升高到与动态漏极阈值电压(Vds_ref)相等时，差分放大器205开始调节其当前周期内的SR开关晶体管的栅极电压Vg。在此时间之前，差分放大器205 起到栅极驱动器的作用，使得SR开关晶体管在SR开关晶体管导通时间的初始未调节部分期间处于饱和状态。但是在漏极电压升高到与动态漏极阈值电压相等时，差分放大器205用于控制栅极电压，使得漏极电压Vd 在SR开关晶体管导通时间的最后调节部分期间被调节到与动态漏极阈值电压相等。比较器210控制开关S1，以结束SR开关接通时间，如参照图 2A所述。
图4B示出了在根据SR开关晶体管的前一个周期中的SR开关晶体管导通时间Trst(n-1)来调节动态漏极阈值电压的实施例中的SR控制器400 的一些操作波形。当前开关周期中的SR开关接通时间开始于时间t1。 Trst(n-1)的67.5％的延迟随后在时间t2结束，从而通过采样和保持电路中的S/H脉冲对漏极电压Vd进行采样。S/H脉冲具有从时间t2延续至时间 t3的脉冲宽度。因此，当前SR开关晶体管导通时间的初始未调节部分从时间t1延续至时间t3。最后调节部分从时间t3延续至时间t4，此时SR开关晶体管被周期地关断。动态漏极阈值电压等于采样时间t2时的漏极电压值。在最后调节部分，漏极电压被调节到与动态漏极阈值电压V1相等。因此，由于栅极驱动器在初始未调节部分期间将SR开关晶体管驱动到饱和状态，因此该初始未调节部分期间所得到的SR开关栅极电压(VG)较高。但是在最后调节部分期间，栅极电压因漏极电压调节而持续降低。因此，最后调节部分等于SR开关晶体管导通时间的(100-67.5％)或32.5％。这非常有利于确保最后调节部分的持续时间既不太长也不太短。在采样时间是距Trst(n-1)的固定偏移量或恒定值c的替代实施例中，最后调节部分具有恒定的持续时间c，这也有利于确保最后调节部分的持续时间既不太长也不太短。为了抵消任何差分放大器偏移量以及采样和保持偏移量，可向采样的漏极电压增加(或从采样的漏极电压减去)可微调的偏移量，以形成动态漏极阈值电压V1。例如，动态漏极阈值电压V1可等于采样的漏极电压减去可微调的偏移量。所述可微调的偏移量可在测试操作模式期间设置，例如通过烧断一次性可编程存储器中的熔丝来设置。
在负载或输入电压突然变化的情况下，SR开关晶体管导通时间可能在相邻周期之间显著变化。因此，如果当前开关周期明显短于前一个开关周期，那么根据前一个周期的导通时间进行漏极电压调节可能导致最后调节部分短得不可接受，或者甚至不会出现。例如，若当前周期的SR开关晶体管导通时间小于用于形成采样时间的Trst(n-1)的函数，则在当前开关周期中不会触发漏极电压调节。这样，可能出现不期望的共态导通损耗和/或对反激变换器的损坏。为了避免这些问题，SR控制器200可使用最小采样时间(Min ton)来响应瞬时出现状况。因此，采样时间t2不能早于最小导通时间的结束时刻。
可测量前一个SR开关周期的最后调节部分，并使用它来调节当前开关周期中的动态漏极阈值电压，而不是使用SR开关晶体管导通时间的函数。图5中示出了一个示例性SR控制器500，其中定时电路(被概念性地示为比较器)505将前一个开关周期的最后调节部分与阈值延迟进行比较。若最后调节部分长于阈值延迟，则定时分析电路520增加一个数字值，该数字值被数模转换器(DAC)515转换成动态漏极阈值电压V1。差分放大器205正如关于SR控制器200所论述的那样工作，以在当前开关周期的最后调节部分期间将漏极电压调节成与动态漏极阈值电压相等。类似地，比较器210和开关S1正如关于图2A所论述的那样工作，以在SR开关接通时间结束时释放SR开关晶体管的栅极电压Vg。请再次参考图3的漏极电压波形，应理解，提高动态漏极阈值电压V1会缩短当前开关周期的最后调节部分。相反，若前一个周期的最后调节部分过短，则定时分析电路 520会降低所述数字值，从而降低动态漏极阈值电压V1。动态漏极阈值电压V1的这种降低会增加当前开关周期的最后调节部分的持续时间。因此，通过SR控制器500中的差分放大器205提供的反馈起到将最后调节部分调节到与阈值延迟相等的作用。这非常有助于确保最后调节部分既不太长也不太短，从而实现所期望的既减少共态导通损耗又减少导通损耗的效果。
在另一个实施例中，对于如图6所示的SR控制器600，将每个SR开关晶体管导通时间期间的栅极电压与阈值栅极电压值进行比较。所述阈值被选择为使得最后调节部分具有适当的持续时间。下面的讨论将假定阈值栅极电压是3伏，但是应理解，在替代实施例中，阈值栅极电压可高于或低于该示例性阈值。在每个SR开关晶体管导通时间内，比较器610将栅极电压与阈值栅极电压进行比较。漏极电压的采样时间是由动态定时器 605根据比较器610中的比较结果调节的动态值(Tsamp)。若比较结果表明栅极电压在前一个开关周期的最后调节部分期间下降到低于阈值栅极电压，则认为前一次开关是成功的，使得动态定时器605减少采样时间。采样和保持电路210正如关于SR控制器200所论述的那样工作，以在调节后的采样时间对漏极电压进行采样，从而获得动态漏极阈值电压。类似地，差分放大器205也正如关于SR控制器200所论述的那样工作，以在当前SR开关晶体管导通时间的最后调节部分期间将漏极电压调节成与动态漏极阈值电压相等。若比较器610的比较结果表明栅极电压在前一个开关周期的SR开关晶体管导通时间期间未下降到低于栅极阈值电压，则动态定时器605减少采样时间，以在当前SR开关晶体管导通时间中提供更长的最后调节部分。比较器210和开关S1正如关于图2A所论述的那样工作，以在SR开关接通时间结束时释放SR开关晶体管的栅极电压Vg。请再次参考图1，应理解，SR控制器105是SR控制器200、500和600的通用表示形式。
本领域的技术人员现在应理解，在不脱离本公开的范围的情况下，能够对本公开的装置的材料、设备、配置和使用方法做出许多修改、替换和变化。有鉴于此，本公开的范围不应限于在本文中所示和所述的特定实施例的范围，因为这些实施例仅是本公开的一些示例，本公开的范围应与后附的权利要求及其等效内容的范围完全相符。
Claims (19)
1.一种用于反激变换器的同步整流器控制器，其特征在于，所述同步整流器控制器包括：
差分放大器，其被配置成在同步整流器开关晶体管的当前周期的调节部分期间驱动同步整流器开关晶体管的栅极电压，该差分放大器对同步整流器开关晶体管的漏极电压与动态漏极阈值电压之间的差值做出响应；
采样和保持电路，其被配置成在同步整流器开关晶体管的当前周期期间对漏极电压进行采样和保持，以提供动态漏极阈值电压，该采样和保持电路还被配置成在采样时间对漏极电压进行采样，该采样时间是同步整流器开关晶体管的前一个周期的函数；
开关，其连接在接地与同步整流器开关晶体管的栅极之间；以及
比较器，其被配置成响应于漏极电压大于关断阈值电压而闭合开关以释放栅极电压。
2.根据权利要求1所述的同步整流器控制器，其特征在于，还包括：
定时器，其被配置成对同步整流器开关晶体管在前一个周期中的导通时间进行定时，其中，所述前一个周期的函数是导通时间的百分比。
3.根据权利要求1所述的同步整流器控制器，其特征在于，还包括：
定时器，其被配置成对同步整流器开关晶体管在前一个周期中的导通时间进行定时，其中，所述前一个周期的函数是导通时间与恒定值之间的差值。
4.根据权利要求2所述的同步整流器控制器，其特征在于，所述百分比大于50％。
5.根据权利要求1所述的同步整流器控制器，其特征在于，还包括：
动态定时器，其被配置成响应于同步整流器开关晶体管的栅极电压在前一个周期期间是否小于阈值栅极电压而调节采样时间，其中，所述前一个周期的函数是同步整流器开关晶体管的栅极电压小于阈值栅极电压的比较结果。
6.根据权利要求5所述的同步整流器控制器，其特征在于，还包括：
比较器，所述比较器用于将同步整流器开关晶体管的栅极电压与阈值栅极电压进行比较，其中，所述动态定时器被配置成在比较器的输出信号指示同步整流器开关晶体管的栅极电压小于阈值栅极电压时增加采样时间。
7.根据权利要求6所述的同步整流器控制器，其特征在于，所述动态定时器还被配置成在比较器的输出信号指示同步整流器开关晶体管的栅极电压不小于阈值栅极电压时减少采样时间。
8.根据权利要求7所述的同步整流器控制器，其特征在于，所述阈值栅极电压大约是3V。
9.一种同步整流器控制器，其特征在于，所述同步整流器控制器包括：
差分放大器，其被配置成在同步整流器开关晶体管的当前周期的调节部分期间驱动同步整流器开关晶体管的栅极电压，该差分放大器对同步整流器开关晶体管的漏极电压与动态漏极阈值电压之间的差值做出响应；
定时分析电路，其被配置成基于同步整流器开关晶体管的前一个周期的调节部分的持续时间与阈值延迟的比较结果来调节动态漏极阈值电压；
开关，其连接在接地与同步整流器开关晶体管的栅极之间；以及
比较器，其被配置成响应于漏极电压大于关断阈值电压而闭合开关以释放栅极电压。
10.根据权利要求9所述的同步整流器控制器，其特征在于，还包括：
数模转换器，其用于将来自定时分析电路的数字值转换成动态漏极阈值电压。
11.根据权利要求9所述的同步整流器控制器，其特征在于，所述定时分析电路还被配置成响应于同步整流器开关晶体管的前一个周期的调节部分的持续时间大于阈值延迟而提高动态漏极阈值电压。
12.根据权利要求11所述的同步整流器控制器，其特征在于，所述定时分析电路还被配置成响应于同步整流器开关晶体管的前一个周期的调节部分的持续时间小于阈值延迟而降低动态漏极阈值电压。
13.根据权利要求12所述的同步整流器控制器，其特征在于，所述阈值延迟是常数。
14.根据权利要求12所述的同步整流器控制器，其特征在于，所述阈值延迟是可变延迟。
15.一种控制同步整流器开关晶体管的栅极电压的方法，其特征在于，所述方法包括：
响应于同步整流器开关晶体管的前一个周期而调整动态漏极阈值电压；
在同步整流器开关晶体管的当前周期中的导通时间期间，通过控制同步整流器开关晶体管的栅极电压以使同步整流器开关晶体管的漏极电压保持与动态漏极阈值电压相等，来对同步整流器开关晶体管的漏极电压升高到与动态漏极电压相等做出响应；并且
响应于漏极电压大于关断阈值电压而释放栅极电压。
16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，还包括：
在同步整流器开关晶体管的前一个周期期间测量同步整流器开关晶体管的导通时间，以提供测量的导通时间；并且
在同步整流器开关晶体管的当前周期中的导通时间期间，按照测量的导通时间的百分比对同步整流器开关晶体管的漏极电压进行采样，以提供动态漏极阈值电压。
17.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，还包括：
在同步整流器开关晶体管的前一个周期期间测量同步整流器开关晶体管的导通时间，以提供测量的导通时间；并且
在同步整流器开关晶体管的当前周期中的导通时间期间，以等于测量的导通时间与恒定值的差值的采样时间对同步整流器开关晶体管的漏极电压进行采样，以提供动态漏极阈值电压。
18.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，还包括：
在同步整流器开关晶体管的前一个周期期间对同步整流器开关晶体管的导通时间的调节部分进行定时，以提供测量的调节部分；
基于测量的调节部分与阈值延迟之间的差值调节采样时间，以提供调节的采样时间；并且
在同步整流器开关晶体管的当前周期中的导通时间期间，以调节的采样时间对同步整流器开关晶体管的漏极电压进行采样，以提供动态漏极阈值电压。
19.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，还包括：
基于同步整流器开关晶体管的前一个周期期间、在其导通时间期间同步整流器开关晶体管的栅极电压与阈值栅极电压的比较结果来调节采样时间，以提供调节的采样时间；并且
在同步整流器开关晶体管的当前周期中的导通时间期间，以调节的采样时间对同步整流器开关晶体管的漏极电压进行采样，以提供动态漏极阈值电压。
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Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103812362A (zh) * | 2012-11-14 | 2014-05-21 | 光宝科技股份有限公司 | 返驰式电源转换器与电子装置 |
| US20150124495A1 (en) * | 2013-11-01 | 2015-05-07 | Dialog Semiconductor Inc. | Reducing power consumption of a synchronous rectifier controller |
| US20180062530A1 (en) * | 2016-08-25 | 2018-03-01 | Dialog Semiconductor Inc. | Efficient power supply voltage regulation for synchronous rectifier controller |
| US10033285B1 (en) * | 2017-06-19 | 2018-07-24 | Dialog Semiconductor Inc. | Secondary controller for a flyback converter including a sense resistor fault detection |
| US10615700B1 (en) * | 2019-01-21 | 2020-04-07 | Semiconductor Components Industries, Llc | Synchronous rectifier control for switched mode power supplies and method therefor |
| CN111835216A (zh) * | 2019-04-17 | 2020-10-27 | 意法半导体股份有限公司 | 防止开关变换器的整流器中电流反向的控制方法与系统 |
-
2022
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Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103812362A (zh) * | 2012-11-14 | 2014-05-21 | 光宝科技股份有限公司 | 返驰式电源转换器与电子装置 |
| US20150124495A1 (en) * | 2013-11-01 | 2015-05-07 | Dialog Semiconductor Inc. | Reducing power consumption of a synchronous rectifier controller |
| US20180062530A1 (en) * | 2016-08-25 | 2018-03-01 | Dialog Semiconductor Inc. | Efficient power supply voltage regulation for synchronous rectifier controller |
| US10033285B1 (en) * | 2017-06-19 | 2018-07-24 | Dialog Semiconductor Inc. | Secondary controller for a flyback converter including a sense resistor fault detection |
| US10615700B1 (en) * | 2019-01-21 | 2020-04-07 | Semiconductor Components Industries, Llc | Synchronous rectifier control for switched mode power supplies and method therefor |
| CN111835216A (zh) * | 2019-04-17 | 2020-10-27 | 意法半导体股份有限公司 | 防止开关变换器的整流器中电流反向的控制方法与系统 |
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