CN116032123A - Llc转换器和用于llc转换器的次级侧控制器 - Google Patents

Llc转换器和用于llc转换器的次级侧控制器 Download PDF

Info

Publication number
CN116032123A
CN116032123A CN202211272202.2A CN202211272202A CN116032123A CN 116032123 A CN116032123 A CN 116032123A CN 202211272202 A CN202211272202 A CN 202211272202A CN 116032123 A CN116032123 A CN 116032123A
Authority
CN
China
Prior art keywords
secondary side
rectifying
side controller
falling edge
dcm
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202211272202.2A
Other languages
English (en)
Inventor
马努埃尔·埃斯库德罗罗德里格斯
马泰奥-亚历山德罗·库特沙克
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies Austria AG
Original Assignee
Infineon Technologies Austria AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies Austria AG filed Critical Infineon Technologies Austria AG
Publication of CN116032123A publication Critical patent/CN116032123A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

公开了一种LLC转换器和用于LLC转换器的次级侧控制器。LLC转换器的初级侧包括连接至LLC网络的初级侧开关网络，LLC网络具有隔离变压器的第一绕组。次级侧包括次级侧开关网络，次级侧开关网络具有耦合至隔离变压器的第二绕组的不同抽头点的第一整流支路和第二整流支路。基于驱动信号和指示整流支路中的电路的电流感测信号来控制次级侧开关网络的切换。对于每个切换周期的第一部分，基于电流感测信号的、在第一整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测不连续导通模式(DCM)。对于每个切换周期的第二部分，基于电流感测信号的、在第二整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测DCM。

Description

LLC转换器和用于LLC转换器的次级侧控制器
技术领域
本公开一般地涉及电子学领域，并且具体地涉及用于串并联谐振转换器的同步整流器控制器和相关感测电路。
背景技术
通常称为LLC转换器的串并联谐振转换器是具有谐振网络的隔离转换器，该谐振网络包括等效串联电感器(L)、等效并联电感器(L)和等效串联电容器(C)。LLC转换器可以被划分成由主变压器分开的两侧，以用于降低电压并提供初级侧或输入侧与次级侧或输出侧之间的绝缘。初级侧可以是半桥或全桥，其以可变频率并且通常以50％占空比生成方波，不过其他调制也是可能的。
通常放置在LLC转换器的初级侧上的谐振回路包括串联电感器、并联电感器和串联电容器。这种拓扑的优点在于，若干谐振元件可以通过变压器自身的寄生效应来实现，例如，具有变压器的泄漏的串联谐振电感器(LlKg)和具有变压器的磁化电感(Lm)的并联电感器。LLC转换器的大信号增益可以通过在谐振回路(Fr)的串联谐振频率附近改变切换频率(Fsw)来调节。当以Fr切换时，大信号增益理想地为一。然而，通过以低于Fr的频率切换，大信号增益变得大于一(升压操作)。相反，通过以高于Fr的频率切换，大信号增益变得低于一(降压操作)。升压和降压工作模式由以下公式表示：
Figure BDA0003895463450000011
Figure BDA0003895463450000012
Figure BDA0003895463450000013
LLC转换器的次级侧对变压器的输出进行整流和滤波。根据具体应用，许多配置(例如中心抽头、全桥、倍压器等)是可能的。对于高电流输出，LLC转换器的效率可以利用通常称为同步整流(SR)的有源整流来提高。次级侧整流器不仅使用无源二极管，而且被有源地切换以降低正向电压降。
然而，由于LLC转换器的性质及其若干工作模式，对这些转换器中的SR的控制不是直接的。商用电源中最常见的工作模式是CCMA(连续导通模式A)、DCMB(不连续导通模式B)、DCMAB和DCMA。一些模式导致初级侧器件的硬换向以及谐振电容器上的高电流和电压应力。
SR导通时间的一些特性如下。初级侧转变和次级侧电流上升不一定对准。因此，在所有工作条件下，SR的接通不能与初级侧信号同步。初级侧转变和次级侧电流下降也不一定对准。因此，在所有工作条件下，SR的关断不能与初级侧信号同步。而且，LLC转换器根据输入电压、输出电压、负载和切换频率在不同的工作模式之间移动。此外，当在任何CCMA或在DCMA模式下工作时，SR中的电流的关断的偏移也取决于串联电感器的大小，其具有一定的生产容差。
因此，对SR的准确控制应当基于对器件的导通的直接或间接感测。基于在线或离线计算的定时的估计方法通常既不准确也不针对批量生产的转换器或针对所有工作条件进行优化。
用于感测和控制谐振LLC转换器中的SR的最常见的方法包括电压感测和电流感测技术。电压感测技术是通过在接通之前测量二极管的电压降并且检测用于关断的沟道电阻(Rds,on)的电压降的减小来实现的。这种技术的主要缺点如下。由于在该工作模式中较高的di/dt，当工作在谐振以上时，由于沿感测点的电感引起的误差(其导致早期关断)是最严重的。而且，在DCM谐振幅度足够高以接触相反电压轨的情况下，该技术对于非常低的Rds,on整流器不能很好地工作并且在谐振下工作时可能容易被错误触发。
一些自适应算法试图校正电压感测技术的上述缺点。一些控制器对SR门施加下拉以增加Rds,on，并且随着沟道中增加的压降部分地校正感应压降，并且因此产生附加的损耗。所谓的智能实现方式应用自适应方案，该自适应方案测量有效死区时间并且在随后的切换周期中对其进行迭代校正。这通常仅针对关断转变来进行。尽管这种方法仍然部分地对之前列出的缺点敏感，例如，难以选择允许的最大虚拟关断阈值，并且取决于电路的电感和可能变化很大的最大di/dt，为了执行前面提及的校正，可以人为地增加关断阈值并且当在工作模式之间改变时需要若干切换周期用于适应。
在电流感测技术中，一些技术旨在直接测量通过整流器的电流。虽然这将给出最准备的结果，但是它使布局和感测复杂化，因为感测路径通常传导最大的rms(均方根)电流。例如，一些直流感测方法需要罗戈夫斯基(Rogowski)线圈在整流级之前围绕次级侧PCB(印刷电路板)。另一方法基于通过转换器的初级侧的电流-降压转换器中的最低电流路径。然而，这种方法需要重建需要从感测电流中减去的磁化电流。
另一方法涉及利用电流感测变压器实现次级侧电流，其中次级侧电流不是那么大，因为应用具有高电压输出。该实现方式还包括基于初级侧栅极驱动信号的消隐逻辑，然而这对于在宽范围应用中考虑LLC转换器的若干工作模式是不完整的。
因此，需要改进对谐振LLC转换器中的SR的感测和控制。
发明内容
根据LLC转换器的实施方式，LLC转换器包括：通过隔离变压器耦合至次级侧的初级侧，初级侧包括连接至LLC网络的初级侧开关网络，LLC网络包括隔离变压器的第一绕组，次级侧包括次级侧开关网络，次级侧开关网络具有耦合至隔离变压器的第二绕组的不同抽头点的第一整流支路和第二整流支路；初级侧控制器，其被配置成控制初级侧开关网络的切换；以及次级侧控制器，其被配置成基于由初级侧控制器提供的驱动信号和指示第一整流支路和第二整流支路中的电流的电流感测信号来控制次级侧开关网络的切换，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第一部分并且在第二整流支路被关断之后，次级侧控制器被配置成在电流感测信号的上升沿超过阈值的情况下以不连续导通模式(DCM)接通第一整流支路，或者在电流感测信号的下降沿下降到阈值以下的情况下以连续导通模式(CCM)接通第一整流支路，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第二部分并且在第一整流支路被关断之后，次级侧控制器被配置成在电流感测信号的上升沿超过阈值的情况下以DCM接通第二整流支路，或者在电流感测信号的下降沿下降到阈值以下的情况下以CCM接通第二整流支路。
根据用于LLC转换器的次级侧控制器的实施方式，次级侧控制器包括：第一输入，其被配置成从LLC转换器的初级侧控制器接收驱动信号；第二输入，其被配置成接收指示LLC转换器的次级侧开关网络的第一整流支路和第二整流支路中的电流的电流感测信号；以及数字控制电路，其被配置成基于在第一输入处接收的驱动信号和在第二输入处接收的电流感测信号来控制次级侧开关网络的切换，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第一部分并且在第二整流支路被关断之后，数字控制电路被配置成在电流感测信号的上升沿超过阈值的情况下以不连续导通模式(DCM)接通第一整流支路，或者在电流感测信号的下降沿下降到阈值以下的情况下以连续导通模式(CCM)接通第一整流支路，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第二部分并且在第一整流支路被关断之后，数字控制电路被配置成在电流感测信号的上升沿超过阈值的情况下以DCM接通第二整流支路，或者在电流感测信号的下降沿下降到阈值以下的情况下以CCM接通第二整流支路。
根据LLC转换器的另一实施方式，LLC转换器包括：通过隔离变压器耦合至次级侧的初级侧，初级侧包括连接至LLC网络的初级侧开关网络，LLC网络包括隔离变压器的第一绕组，次级侧包括次级侧开关网络，次级侧开关网络具有耦合至隔离变压器的第二绕组的不同抽头点的第一整流支路和第二整流支路；初级侧控制器，其被配置成控制初级侧开关网络的切换；以及次级侧控制器，其被配置成基于由初级侧控制器提供的驱动信号和指示第一整流支路和第二整流支路中的电流的电流感测信号来控制次级侧开关网络的切换，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第一部分，次级侧控制器被配置成基于电流感测信号的、在第一整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测不连续导通模式(DCM)，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第二部分，次级侧控制器被配置成基于电流感测信号的、在第二整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测用于第二整流支路的DCM。
根据用于LLC转换器的次级侧控制器的另一实施方式，次级侧控制器包括：第一输入，其被配置成从LLC转换器的初级侧控制器接收驱动信号；第二输入，其被配置成接收指示LLC转换器的次级侧开关网络的第一整流支路和第二整流支路中的电流的电流感测信号；以及数字控制电路，其被配置成基于在第一输入处接收的驱动信号和在第二输入处接收的电流感测信号控制次级侧开关网络的切换，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第一部分，数字控制电路被配置成基于电流感测信号的、在第一整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测不连续导通模式(DCM)，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第二部分，数字控制电路被配置成基于电流感测信号的、在第二整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测第二整流支路的DCM。
本领域技术人员在阅读以下详细描述并查看附图时将认识到另外的特征和优点。
附图说明
附图的元素不一定相对于彼此成比例。相同的附图标记表示相应的相似部件。各个所示实施方式的特征可以组合，除非它们相互排斥。在附图中描绘了实施方式，并且在以下描述中详细描述了实施方式。
图1示出了LLC转换器的实施方式的电路示意图。
图2示出了针对次级侧上的第一整流支路的、由LLC转换器的次级侧控制器实现的切换控制算法的实施方式的状态图。
图3示出了针对次级侧上的第二整流支路的、由LLC转换器的次级侧控制器实现的切换控制算法的实施方式的状态图。
图4至图11示出了强调LLC转换器的不同工作方面的各种曲线图。
图12示出了隔离变压器、LLC网络和LLC转换器的电流感测电路的实施方式的示意图。
具体实施方式
本文描述的实施方式提供了用于谐振LLC转换器的改进的电流感测技术。本文还描述了用于准确驱动谐振LLC转换器中的SR(同步整流器)的控制算法，谐振LLC转换器可以使用本文描述的改进的电流感测技术，而且也可以应用于其他电流感测方法。接下来将描述LLC转换器的一般工作，接着是改进的电流感测技术，接着是SR控制算法。本文描述的实施方式为宽输入和/或宽输出转换器提供了在任何工作条件下具有对SR器件的准确控制的LLC控制器。本文描述的实施方式可以用于各种类型的LLC转换器应用，包括高效谐振转换器，特别是其中SR器件的死区时间可以占据开关周期的较大部分的高频转换器以及具有本征体二极管的较大正向压降的整流器。本文描述的电路和技术可以在可以与任何其他可用LLC控制器组合的独立SR控制器中实现。本文描述的电路和技术可以包括在完整的LLC控制器中，该LLC控制器包括用于宽输入和宽输出LLC转换器的SR器件。
图1示出了LLC转换器的实施方式。LLC转换器包括通过隔离变压器104耦合至次级侧102的初级侧100。LLC转换器的初级侧100包括连接至LLC网络‘Lr-Lm,ext-Llkg-Lm-Ceq/Cr1,2-Tps’的初级侧开关网络106。LLC网络Lr-Lm,ext-Llkg-Lm-Ceq/Cr1,2-Tps的若干谐振元件可以通过隔离变压器104的寄生效应来实现。例如，LLC网络Lr-Lm,ext-Llkg-Lm-Ceq/Cr1,2-Tps的串联谐振电感器可以由隔离变压器104的泄漏‘Llkg’来实现，并且LLC网络Lr-Lm,ext-Llkg-Lm-Ceq/Cr1,2-Tps的并联电感器可以由隔离变压器104的磁化电感‘Lm’来实现，隔离变压器104可以包括外部磁化电感部件‘Lm,ext’。LLC网络Lr-Lm,ext-Llkg-Lm-Ceq/Cr1,2-Tps还包括隔离变压器104的第一绕组Tps和等效串联电容器‘Ceq’。
初级侧开关网络106被示为半桥，其包括在节点VSW处与低侧开关器件Q2和并联耦合的续流二极管D2串联连接的高侧开关器件Q1和并联耦合的续流二极管D1，以形成开关桥。节点Vsw连接至LLC网络Lr-Lm,ext-Llkg-Lm-Ceq/Cr1,2-Tps。在全桥配置的情况下，初级侧开关网络106还将包括切换桥的第二支路(未示出)。
LLC转换器的次级侧102包括次级侧开关网络108，次级侧开关网络108至少具有耦合至隔离变压器104的第二绕组Tss的不同抽头点的第一整流支路110和第二整流支路112。本领域技术人员将容易理解，可以在LLC转换器的初级侧100和/或次级侧102上使用不同类型的开关网络，例如但不限于全桥、中心抽头整流级、倍流器整流级等。此外，LLC转换器的初级侧100上的开关器件Q1、Q2和LLC转换器的次级侧102上的开关器件Q3、Q4被示为功率MOSFET，每个功率MOSFET具有相应的续流二极管D1、D2和D3、D4以及寄生电容C1、C2和C3、C4。然而，任何合适的功率晶体管可以用于初级侧100上的开关器件Q1、Q2和次级侧102上的开关器件Q3、Q4，例如但不限于功率MOSFET、IGBT(绝缘栅双极晶体管)、HEMT(高电子迁移率晶体管)等。
LLC转换器还包括：初级侧控制器114，用于生成控制包括在初级侧开关网络106中的各个开关器件Q1、Q2的切换的控制信号Vgs,Q1、Vgs,Q2；以及次级侧控制器116，用于生成控制包括在次级侧开关网络108中的各个开关器件Q3、Q4的切换的控制信号Vgs,Q3、Vgs,Q4。初级侧控制器114生成栅极信号Vgs,Q1、Vgs,Q2，使得初级侧开关网络106从输入电压‘Vin’生成方波，以激励LLC网络Lr-Lm,ext-Llkg-Lm-Ceq/Cr1,2-Tps，该LLC网络通过输出谐振正弦电流来主动参与确定输入-输出功率流，谐振正弦电流由LLC转换器的次级侧102上的隔离变压器104和开关网络108缩放和整流。次级侧控制器116生成栅极信号Vgs,Q3、Vgs,Q4，使得次级侧开关网络108对通过隔离变压器104传递的能量进行整流。输出电容器Cout对整流的电流进行滤波，并且输出施加到负载的DC电压。
由于转换器的多谐振性质，LLC转换器可以在若干种DCM和CCM模式下工作。LLC转换器是“多谐振的”，因为谐振回路的配置可以在单个切换周期内改变。根据输入-输出电压比、输出负载和谐振回路电路的特性，次级侧SR器件Q3、Q4可以总是导通(除了单个时间点之外)，这被称为CCM(连续导通模式)，或者可以存在其间次级侧SR器件Q3、Q4都不导通的有限时间间隔，这被称为DCM(不连续导通模式)。不同种类的CCM和DCM工作模式是可能的，包括CCMA、DCMB、DCMAB和DCMA。例如，在DCMB(低于谐振的DCM)中，LLC转换器电压转换比M大于1(M>1)。在CCMA(高于谐振的CCM)中，M<1。
不管LLC转换器的工作模式如何，次级侧控制器116基于由初级侧控制器114提供的诸如PWM(脉冲宽度调制)信号的驱动信号和由电流感测电路118生成的电流感测信号‘Vsense’来控制次级侧开关网络108的切换。初级侧控制器114可以生成单个驱动信号PWM，并且次级侧控制器116可以反转该单个驱动信号PWM以控制两个整流支路110、112。电流感测信号Vsense指示次级侧102上的第一整流支路110和第二整流支路112中的电流。电流感测信号Vsense可以在LLC转换器的初级侧100或次级侧102上测量，但是例如没有可以用本文中描述的所提出的电流测量技术或用另一方法减去的磁化电感分量。
对于次级侧开关网络108的每个切换周期的第一部分并且在第二整流支路112被关断之后，次级侧控制器116在电流感测信号Vsense的上升沿超过阈值Vcmp的情况下以DCM接通第一整流支路110，或在电流感测信号Vsense的下降沿下降到阈值Vcmp以下的情况下以CCM接通第一整流支路110。对于次级侧开关网络108的每个切换周期的第二部分并且在第一整流支路110被关断之后，次级侧控制器116在电流感测信号Vsense的上升沿超过阈值Vcmp的情况下以DCM接通第二整流支路112或在电流感测信号Vsense的下降沿下降到阈值Vcmp以下的情况下以CCM接通第二整流支路112。
图2示出了对于CCM和DCM，由次级侧控制器116针对次级侧开关网络108的第一整流支路110实现的切换控制的实施方式。第一整流支路110断开并且系统处于安全/已知状态(框200)。如果第二整流支路112断开(Vgs,SRB,OFF)，则来自初级侧控制器114的驱动信号PWM被激活(PWMON)，并且在来自驱动信号激活(TD,PWM,ON)的延迟之后，次级侧控制器116进入使能状态(框202)，在该使能状态中，用于感测电流感测信号Vsense的下降沿/上升沿的比较器被使能。如果在某个时间段(TD,RESET)内没有检测到电流，则次级侧控制器116重置回到安全/已知状态(框200)。
如果在允许的比较器窗口(TD,CMP,ON)内并且对于第二整流支路112检测到电流的上升沿↑(Vsense>Vcmp)，则次级侧控制器116确定LLC转换器处于DCM(模式＝＝DCM)并且通过信号Vgs,Q4接通Q4的栅极(框204)。否则，第二整流支路112的电流的下降沿↓(Vsense<Vcmp)使得次级侧控制器116确定LLC转换器处于CCM(模式＝＝CCM)并且通过信号Vgs,Q4接通Q4的栅极(框204)。每个切换周期重置模式＝＝DCM或模式＝＝CCM标志，使得次级侧控制器116可以确定每个切换周期LLC转换器是处于DCM还是CCM中。
次级侧控制器116在最小导通时间(TMOT,ON)之后进入状态ONMOT，以响应于被切换而减轻SR振铃(框206)。最小导通时间TMOT,ON确保SR振铃不影响比较器输出。
如果Q4导通超过预定时间量，例如超过总切换周期的一半(TON>0.5TPERIOD)，则电流感测不能正常工作，并且Q4应该关断。在该条件下，次级侧控制器116将第一整流支路110的模式标志设置为DCM(框208)。如果检测到电流的下降沿↓(Vsense<Vcmp)，则次级侧控制器116还将第二整流支路112的模式标志设置为DCM(框208)。在两种情况下，次级侧控制器116重置回到安全/已知状态(框200)。相反，如果来自初级侧控制器114的驱动信号PWM被去激活(PWMOFF)并且在来自驱动信号去激活(TD,CCM,ON)的延迟之后，次级侧控制器116将第二整流支路112的模式标志设置为CCM(框210)。如果检测到电流的下降沿↓(Vsense<Vcmp)或者在经过了预定时间量(例如TON>0.5TPERIOD)之后，次级侧控制器116重置回到安全/已知状态(框200)。
图3示出了与图2相同的方法，但是是针对次级侧开关网络108的第二整流支路112。整流支路110、112中的每一个的状态是相同的，但利用与相对支路相关联的信号(例如)以避免击穿(shoot-through)并重置使能窗口。
利用上面描述并在图2和图3中示出的方法，如果DCM断开(在CCM中)，则检测到另一整流支路的电流的下降沿↓(Vsense<Vcmp)，并且次级侧控制器116可以甚至在相对支路的电流到来之前预测CCM或DCM。即，DCM操作与CCM操作之间的区别在于，在CCM中，可以采用所测量的电流的下降沿↓(Vsense<Vcmp)而不是即将到来的上升沿↑(Vsense<Vcmp)来预测转变，因此具有更快的反应时间，这在非常高频的转换器中是有益的。本文中描述的DCM/CCM预测技术在时间和比较器要求的放宽方面提供了优点。
该方法提供了时间上的优点，其特别有益之处在于，通过感测另一整流支路的电流的下降沿，可以放宽比较器速度要求。次级侧控制器116不需要等待在b/c之后到来的电流的上升沿，SR已经导通并且在比较中具有延迟，因为体二极管D3、D4导通。通过在状态ENABLE(框202)与ON(框204)之间设置CCM导通标志或DCM导通标志，当在切换周期结束之前检测到另一整流支路的电流的下降沿↓(Vsense<Vcmp)时，次级侧控制器116预测LLC转换器是否处于DCM中。次级侧控制器116针对两个整流支路110、112每半个周期更新CCM导通标志/DCM导通标志，因此两个(2)状态机(图2和图3)针对每个整流支路110、112具有1个CCM/DCM导通/断开标志。因此，不需要高速比较器(例如，10ns比较器)来预测CCM/DCM。
次级侧控制器116可以包括或可以是用于实现图2和图3所示的状态机的任何类型的数字控制电路。例如，ASIC(专用集成电路)可以与来自初级侧控制器114的输入一起使用。独立SR控制器可以利用来自初级侧控制器114的输入(例如，消隐窗口、DCM检测等)来实现图2和图3所示的状态机。其他实现示例是微控制器或其他类型的通用控制器。
如图1所示，次级侧控制器116可以包括用于将电流感测信号Vsense与阈值Vcmp进行比较的比较器120。比较器120在每个切换周期重置。对于每个切换周期的第一部分，次级侧控制器116响应于比较器输出的上升沿↑(Vsense<Vcmp)以DCM接通第一整流支路110，或响应于比较器输出的下降沿↓(Vsense<Vcmp)以CCM接通第一整流支路110。对于每个切换周期的第二部分，次级侧控制器116响应于比较器输出的上升沿↑(Vsense<Vcmp)以DCM接通第二整流支路112，或响应于比较器输出的下降沿↓(Vsense<Vcmp)以CCM中接通第二整流支路112。次级侧控制器116可以使用相同的比较器120来检测第一整流支路110和第二整流支路112两者的DCM或CCM，并且次级侧控制器116可以基于由初级侧控制器114提供的PWM驱动信号中的极性的改变(导通→断开或断开→导通)来重置比较器120。
比较器120可以具有对应于PWM信号的极性的使能窗口。使能窗口可以在PWM信号的极性改变之后具有可编程延迟。次级侧控制器116可以在从整流支路110、112中的一个转变到整流支路110，112中的另一个时，消隐使能窗口以避免穿透。
次级侧控制器116可以基于在第一整流支路110的驱动信号PWM的下降沿之前出现的电流感测信号的下降沿↓(Vsense<Vcmp)来检测第一整流支路110的DCM，如图2中的状态202与204之间所示。次级侧控制器116可以类似地基于在第二整流支路112的驱动信号PWM的下降沿之前出现的电流感测信号的下降沿↓(Vsense<Vcmp)来检测第二整流支路112的DCM，如图3中的状态202与204之间所示。次级侧控制器116可以基于DCM检测来跟踪LLC转换器的谐振频率。
再次关于DCM检测，每次由初级侧控制器114提供的PWM驱动信号改变极性时，次级侧102上的比较器120可以被重置。次级侧控制器116基于在第一整流支路110的PWM驱动信号的下降沿之前出现的比较器120的输出的下降沿↓(Vsense<Vcmp)来检测第一整流支路110的DCM。次级侧控制器116类似地基于在第二整流支路112的PWM驱动信号的下降沿之前出现的比较器120的输出的下降沿↓(Vsense<Vcmp)来检测第二整流支路112的DCM。次级侧控制器116在由初级侧控制器114提供的PWM驱动信号改变极性之后的每个切换周期重置比较器120。次级侧控制器116可以包括或设置单独的标志(模式＝CCM；图2和图3中的模式＝＝DCM)用于第一整流支路110和第二整流支路112，并且针对每个整流支路110、112独立地设置单独的标志，以指示是否针对整流支路110、112检测到DCM。如果在切换周期期间电流感测信号Vsense没有超过阈值Vcmp，则次级侧控制器重置DCM或CCM的检测。
SR器件Q3、Q4的驱动可以由比较器输出的上升沿↑(Vsense<Vcmp)激活，尽管在CCM中使用比较器输出的下降沿↓(Vsense<Vcmp)改善了反应窗口，如图2和图3的状态机中所描述的。比较器120将感测的电流Vsense与内部阈值Vcmp进行比较。比较器120的输出在由初级侧PWM驱动信号的相应极性(导通/断开)启用的窗口期间设置相应SR器件Q3、Q4的栅极。此外，SR支路110、112仅需要单个比较器120，但是可以使用单独的比较器120。
图4和图5绘出了LLC转换器的各种参数，包括用于开关器件Q1至Q4的栅极信号‘Vgs,Qx’、比较器120的输出‘CMP’、用于捕获比较器输出的锁存器的‘S’和‘R’输入和‘Q’输出、LLC网络‘Lr-Lm,ext-Llkg-Lm-Ceq/Cr1,2-Tps’的谐振电感Lr中的电流‘iLr’、开关器件Q2两端的电压‘vds,Q2’、隔离变压器104的初级侧绕组Tps两端的电压‘VTr,pri’、开关器件Q3中的电流‘iQ3’、开关器件Q4中的电流‘iQ4’、开关器件Q3两端的电压‘vds,Q3’以及开关器件Q4两端的电压‘vds,Q4’。图4示出了用于上谐振工作模式的上升沿检测的行为，而图5示出了用于下谐振工作模式的上升沿检测的行为。由于状态机的每个半周期的单次触发的限制，在下谐振工作模式(图5)中比较器120的多次激活不能启用SR栅极。比较器触发由图4和图5中的垂直虚线表示。
图6(上谐振)和图7(下谐振)绘出了与次级侧控制器116相关联的各种参数，该次级侧控制器116将次级侧SR器件Q3、Q4的导通时间限制为各个初级侧驱动信号PWM的周期的一半。在任何工作模式中，次级侧SR器件Q3、Q4的导通时间不应长于初级侧半周期。此外，例如当在串联谐振下工作时，导通时间通常小于周期的一半。除非在异常条件下(例如作为保护机制)，否则可能不会触发最大导通时间限制。
次级侧控制器116可以使用DCM模式检测来跟踪LLC转换器的实际谐振频率，例如，同时扫描切换频率并跟踪DCM检测的开始。此外，次级侧控制器116可以实现最小导通时间，例如用于在导通瞬态期间对电流感测信号Vsense进行滤波。而且，单触发功能可以组合在次级侧控制器116的最大和最小脉冲长度逻辑中。图6和图7两者中最底部的曲线图示出了最大导通时间积分器框‘intgtr’的工作。
图8(上谐振)和图9(下谐振)绘出了与次级侧控制器116相关联的各种参数，该次级侧控制器116仅在相应的初级侧PWM极性期间触发使能的SR器件Q3、Q4的栅极。该窗口被可配置延迟稍微延迟，以解决初级侧驱动器和逻辑延迟。使能窗口被相对的SR支路栅极消隐，以避免击穿。例如，当在上谐振(图8)工作时就是这种情况，其中次级侧电流相对于初级侧脉冲驱动信号偏移。对于初级侧驱动器信号PWM的每个半周期，仅允许SR栅极的单个激活。因此，用SR栅极脉冲本身的下降沿重置使能窗口。次级侧控制器116可以在触发逻辑的输出处添加可配置延迟并且考虑漏极电压的上升时间。
图10(上谐振)和图11(下谐振)示出了本文中描述的DCM检测技术可以是图2和图3中所示的状态机的补充。即，对于次级侧开关网络108的每个开关周期的第一部分，次级侧数字控制电路116可以基于在第一整流支路110的PWM驱动信号的下降沿之前出现的电流感测信号Vsense的下降沿↓(Vsense<Vcmp)来检测DCM(‘DCM_det’)。对于次级侧开关网络108的每个开关周期的第二部分，次级侧数字控制电路116可以基于在第二整流支路112的驱动信号PWM的下降沿之前出现的电流感测信号Vsense的下降沿↓(Vsense<Vcmp)来检测第二整流支路112的DCM。
DCM检测可以用于几个目的，包括：使用比较器120的下降沿↓(Vsense<Vcmp)而不是比较器120的上升沿↑(Vsense<Vcmp)，在CCM中触发SR栅极脉冲Vgs,Q3、Vgs,Q4，从而提高甚高频设计的响应时间；以及跟踪LLC转换器的固有谐振频率。次级侧控制器116可以在每个切换周期重置DCM检测。因此，次级侧控制器116可以逐周期地检测CCM/DCM工作模式。如上所述，次级侧控制器116可以独立地针对SR支路110、112中的每一个设置DCM/CCM标志。此外，次级侧控制器116可以将DCM检测窗口稍微进一步扩展到下一PWM极性，以解决初级侧驱动器和逻辑延迟，例如，如本文先前所解释的。
在电流感测信号Vsene不越过比较阈值Vcmp的情况下，次级侧控制器116可以在可配置延迟(例如，初级侧周期的四分之一)之后重置DCM逻辑。这是一种保护机制，以避免在非常轻的负载下或由于电流感测电路118的故障而导致的不正确的触发。
如图1所示，电流感测电路118可以包括用于感测LLC的初级侧或次级侧102上的切换电流的电流互感器‘CT’。感测的电流由整流桥122整流，并且由感测电阻器‘Rsense’转换成电压，该电压由放大器124放大以生成电流感测信号Vsense。
图12示出了隔离变压器104、LL转换器的LLC网络Lr-Lm,ext-Llkg-Lm-Ceq/Cr1,2-Tps以及电流感测电路118的实施方式。根据该实施方式，隔离变压器104包括诸如铁氧体材料的主体126。隔离变压器104的第一(初级侧)绕组Tps和第二(次级侧)绕组Tss设置在主体126中。例如，变压器绕组Tps、Tss可以以平面方式实现，例如使用PCB(印刷电路板)技术，其中次级侧电路板层128与初级侧电路板层130交错。
被感测的大部分变压器电流通过LLC网络Lr-Lm,ext-Llkg-Lm-Ceq/Cr1,2-Tps的外部电感器Lm,ext。因此，不需要重构磁化电流iLm，因为在该实施方式中，外部磁化电感器Lm,ext比初级侧变压器绕组Tps的磁化电感Lm小得多，这对于使用其中间隙引起高损耗的平面变压器的应用是常见的。初级侧变压器绕组Tps的磁化电感Lm可以比谐振电感器Lm,ext的电感大至少一个数量级。在一个实施方式中，初级侧变压器绕组Tps的磁化电感至少比谐振电感器Lm,ext的电感大20倍。例如，磁化电感Lm可以约为1.5mH，而外部并联电感器Lm,ext可以约为65μH。对于这些情况中的每一种，所需的磁化电感用外部分立电感器Lm,ext来实现，而不是由变压器磁化电感Lm来实现。
根据图1所示的实施方式，与隔离变压器104的第一绕组Tps并联的外部谐振电感器Lm,ext设置在主体126的外部，例如，在另一主体132中。例如，外部谐振电感器Lm,ext可以包括绕线134，其截面在图12中示出。图12描绘了平面变压器配置。然而，也可以使用诸如环形、分立/分离等的其他变压器配置。
在每种情况下，电流互感器CT位于隔离变压器104与图12中的外部谐振电感器Lm,ext之间，用于生成电流感测信号Vsense。在隔离变压器104的主体126包括实现了隔离变压器104的次级侧和初级侧绕组Tss、Tps的电路板层128、130的情况下，外部谐振电感器Lm,ext可以是通过诸如气隙的间隙136与电路板层128、130分隔开。结合图12描述的电流感测技术可以与用于准确驱动早先描述的谐振LLC转换器中的SR(同步整流器)的控制算法组合使用。相反，电流感测技术可以独立于控制算法使用。
尽管本公开内容不受此限制，但以下编号的示例展示了本公开内容的一个或更多个方面。
示例1.一种LLC转换器，包括：通过隔离变压器耦合至次级侧的初级侧，初级侧包括连接至LLC网络的初级侧开关网络，LLC网络包括隔离变压器的第一绕组，次级侧包括次级侧开关网络，次级侧开关网络具有耦合至隔离变压器的第二绕组的不同抽头点的第一整流支路和第二整流支路；初级侧控制器，其被配置成控制初级侧开关网络的切换；以及次级侧控制器，其被配置成基于由初级侧控制器提供的驱动信号和指示第一整流支路和第二整流支路中的电流的电流感测信号来控制次级侧开关网络的切换，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第一部分并且在第二整流支路被关断之后，次级侧控制器被配置成在电流感测信号的上升沿超过阈值的情况下以不连续导通模式(DCM)接通第一整流支路，或者在电流感测信号的下降沿下降到阈值以下的情况下以连续导通模式(CCM)接通第一整流支路，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第二部分并且在第一整流支路被关断之后，次级侧控制器被配置成在电流感测信号的上升沿超过阈值的情况下以DCM接通第二整流支路，或者在电流感测信号的下降沿下降到阈值以下的情况下以CCM接通第二整流支路。
示例2.根据示例1的LLC转换器，其中，隔离变压器包括主体，其中，隔离变压器的第一绕组设置在主体中，LLC转换器还包括：谐振电感器，其与隔离变压器的第一绕组并联且设置在主体外部，其中，第一绕组的磁化电感大于谐振电感器的电感；以及电流互感器，其位于隔离变压器与谐振电感器之间以用于生成电流感测信号。
示例3.根据示例2的LLC转换器，其中，第一绕组的磁化电感比谐振电感器的电感大至少一个数量级。
示例4.根据示例2或3的LLC转换器，第一绕组的磁化电感至少比谐振电感器的电感大20倍。
示例5.根据示例2至4中任一项的LLC转换器，其中，隔离变压器的主体包括实现隔离变压器的第一绕组和第二绕组的多个电路板层，并且其中，谐振电感器通过间隙与电路板层分隔开。
示例6.根据示例1至5中任一项的LLC转换器，其中，次级侧控制器包括比较器，比较器被配置成将电流感测信号与阈值进行比较，其中，比较器在每个切换周期重置，其中，对于每个切换周期的第一部分，次级侧控制器被配置成响应于比较器的输出的上升沿而以DCM接通第一整流支路或者响应于比较器的输出的下降沿而以CCM接通第一整流支路，并且其中，对于每个切换周期的第二部分，次级侧控制器被配置成响应于比较器的输出的上升沿而以DCM接通第二整流支路或者响应于比较器的输出的下降沿而以CCM接通第二整流支路。
示例7.根据示例1至6中任一项的LLC转换器，其中，由初级侧控制器提供的驱动信号是PWM(脉冲宽度调制)信号，其中，次级侧控制器使用相同的比较器来检测用于第一整流支路和第二整流支路的DCM或CCM，并且其中，次级侧控制器被配置成基于PWM信号中的极性变化来重置比较器。
示例8.根据示例7的LLC转换器，其中，比较器具有对应于PWM信号的极性的使能窗口，其中，使能窗口在PWM信号的极性改变之后具有可编程延迟，并且其中，当从整流支路中的一个转变到整流支路中的另一个时，使能窗口被消隐以避免击穿。
示例9.根据示例1至8中任一项的LLC转换器，其中，次级侧控制器被配置成基于电流感测信号的、在第一整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测用于第一整流支路的DCM，并且其中，次级侧控制器被配置成基于电流感测信号的、在第二整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测用于第二整流支路的DCM。
示例10.根据示例9的LLC转换器，其中，次级侧控制器被配置成基于DCM检测来跟踪LLC转换器的谐振频率。
示例11.根据示例9或10的LLC转换器，其中，次级侧控制器包括比较器，比较器被配置成将电流感测信号与阈值进行比较，其中，比较器在每次由初级侧控制器提供的驱动信号改变极性时重置，其中，次级侧控制器被配置成基于比较器的输出的、在第一整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测用于第一整流支路的DCM，并且其中，次级侧控制器被配置成基于比较器的输出的、在第二整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测用于第二整流支路的DCM。
示例12.根据示例9至11中任一项的LLC转换器，其中，次级侧控制器被配置成在由初级侧控制器提供的驱动信号改变极性之后的每个切换周期重置比较器。
示例13.根据示例9至12中任一项的LLC转换器，其中，次级侧控制器包括用于第一整流支路和第二整流支路的单独标志，并且其中，次级侧控制器被配置成独立地设置用于每个整流支路的单独标志以指示是否检测到用于整流支路的DCM。
示例14.根据示例1至13中任一项的LLC转换器，其中，次级侧控制器被配置成：在切换周期期间电流感测信号没有超过阈值的情况下重置DCM或CCM的检测。
示例15.一种用于LLC转换器的次级侧控制器，次级侧控制器包括：第一输入，其被配置成从LLC转换器的初级侧控制器接收驱动信号；第二输入，其被配置成接收指示LLC转换器的次级侧开关网络的第一整流支路和第二整流支路中的电流的电流感测信号；以及数字控制电路，其被配置成基于在第一输入处接收的驱动信号和在第二输入处接收的电流感测信号来控制次级侧开关网络的切换，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第一部分并且在第二整流支路被关断之后，数字控制电路被配置成在电流感测信号的上升沿超过阈值的情况下以不连续导通模式(DCM)接通第一整流支路，或者在电流感测信号的下降沿下降到阈值以下的情况下以连续导通模式(CCM)接通第一整流支路，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第二部分并且在第一整流支路被关断之后，数字控制电路被配置成在电流感测信号的上升沿超过阈值的情况下以DCM接通第二整流支路，或者在电流感测信号的下降沿下降到阈值以下的情况下以CCM接通第二整流支路。
示例16.根据示例15的次级侧控制器，其中，数字控制电路被配置成基于电流感测信号的、在整流支路中的一个的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿，或者基于电流感测信号的、在整流支路中的另一个的驱动信号的上升沿之前出现的下降沿来检测DCM或CCM。
示例17.一种LLC转换器，包括：通过隔离变压器耦合至次级侧的初级侧，初级侧包括连接至LLC网络的初级侧开关网络，LLC网络包括隔离变压器的第一绕组，次级侧包括次级侧开关网络，次级侧开关网络具有耦合至隔离变压器的第二绕组的不同抽头点的第一整流支路和第二整流支路；初级侧控制器，其被配置成控制初级侧开关网络的切换；以及次级侧控制器，其被配置成基于由初级侧控制器提供的驱动信号和指示第一整流支路和第二整流支路中的电流的电流感测信号来控制次级侧开关网络的切换，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第一部分，次级侧控制器被配置成基于电流感测信号的、在第一整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测不连续导通模式(DCM)，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第二部分，次级侧控制器被配置成基于电流感测信号的、在第二整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测用于第二整流支路的DCM。
示例18.根据示例17的LLC转换器，其中，次级侧控制器被配置成基于DCM检测跟踪LLC转换器的谐振频率。
示例19.根据示例17或18的LLC转换器，其中，次级侧控制器包括比较器，比较器被配置成将电流感测信号与阈值进行比较，其中，比较器在每次由初级侧控制器提供的驱动信号改变极性时重置，其中，次级侧控制器被配置成基于比较器的输出的、在第一整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测用于第一整流支路的DCM，并且其中，次级侧控制器被配置成基于比较器的输出的、在第二整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测用于第二整流支路的DCM。
示例20.根据示例17至19中任一项的LLC转换器，其中，次级侧控制器被配置成在由初级侧控制器提供的驱动信号改变极性之后的每个切换周期重置比较器。
示例21.根据示例17至20中任一项的LLC转换器，其中，次级侧控制器包括用于第一整流支路和第二整流支路的单独标志，并且其中，次级侧控制器被配置成独立地设置用于每个整流支路的单独标志以指示是否检测到用于整流支路的DCM。
示例22.一种用于LLC转换器的次级侧控制器，次级侧控制器包括：第一输入，其被配置成从LLC转换器的初级侧控制器接收驱动信号；第二输入，其被配置成接收指示LLC转换器的次级侧开关网络的第一整流支路和第二整流支路中的电流的电流感测信号；以及数字控制电路，其被配置成基于在第一输入处接收的驱动信号和在第二输入处接收的电流感测信号来控制次级侧开关网络的切换，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第一部分，数字控制电路被配置成基于电流感测信号的、在第一整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测不连续导通模式(DCM)，其中，对于次级侧开关网络的每个切换周期的第二部分，数字控制电路被配置成基于电流感测信号的、在第二整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测用于第二整流支路的DCM。
诸如“第一”、“第二”等的术语用于描述各种元件、区域、部分等，并且也不旨在进行限制。在整个描述中相似的术语指代相似的元素。
如本文使用的，术语“具有”、“包含”、“包括”、“含有”等是开放式术语，其指示存在所述元素或特征，但不排除附加元素或特征。除非上下文另有明确指示，否则冠词“一(a)”、“一个(an)”和“该(the)”旨在包括复数以及单数。
应当理解，除非另有具体说明，否则本文所描述的各种实施方式的特征可以彼此组合。
虽然本文已经示出和描述了具体实施方式，但是本领域普通技术人员将理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以用各种替选和/或等效实现方式代替所示和描述的具体实施方式。通常，该申请旨在涵盖本文中讨论的特定实施方式的任何修改或变型。因此，本发明旨在仅由权利要求及其等同物来限制。

Claims (20)

1.一种LLC转换器，包括：
通过隔离变压器耦合至次级侧的初级侧，所述初级侧包括连接至LLC网络的初级侧开关网络，所述LLC网络包括所述隔离变压器的第一绕组，所述次级侧包括次级侧开关网络，所述次级侧开关网络具有耦合至所述隔离变压器的第二绕组的不同抽头点的第一整流支路和第二整流支路；
初级侧控制器，其被配置成控制所述初级侧开关网络的切换；以及
次级侧控制器，其被配置成基于由所述初级侧控制器提供的驱动信号和指示所述第一整流支路和所述第二整流支路中的电流的电流感测信号，来控制所述次级侧开关网络的切换，
其中，对于所述次级侧开关网络的每个切换周期的第一部分、并且在所述第二整流支路被关断之后，所述次级侧控制器被配置成：在所述电流感测信号的上升沿超过阈值的情况下以不连续导通模式DCM接通所述第一整流支路，或者在所述电流感测信号的下降沿下降到所述阈值以下的情况下以连续导通模式CCM接通所述第一整流支路，
其中，对于所述次级侧开关网络的每个切换周期的第二部分、并且在所述第一整流支路被关断之后，所述次级侧控制器被配置成：在所述电流感测信号的上升沿超过所述阈值的情况下以DCM接通所述第二整流支路，或者在所述电流感测信号的下降沿下降到所述阈值以下的情况下以CCM接通所述第二整流支路。
2.根据权利要求1所述的LLC转换器，其中，所述隔离变压器包括主体，其中，所述隔离变压器的第一绕组被设置在所述主体中，所述LLC转换器还包括：
谐振电感器，其与所述隔离变压器的第一绕组并联且被设置在所述主体外部，其中，所述第一绕组的磁化电感大于所述谐振电感器的电感；以及
电流互感器，其被布置在所述隔离变压器与所述谐振电感器之间以用于生成所述电流感测信号。
3.根据权利要求2所述的LLC转换器，其中，所述第一绕组的磁化电感比所述谐振电感器的电感大至少一个数量级。
4.根据权利要求2所述的LLC转换器，其中，所述隔离变压器的主体包括实现所述隔离变压器的第一绕组和第二绕组的多个电路板层，并且其中，所述谐振电感器通过间隙与所述电路板层分隔开。
5.根据权利要求1所述的LLC转换器，其中，所述次级侧控制器包括比较器，所述比较器被配置成将所述电流感测信号与所述阈值进行比较，其中，所述比较器在每个切换周期被重置，其中，对于每个切换周期的第一部分，所述次级侧控制器被配置成响应于所述比较器的输出的上升沿而以DCM接通所述第一整流支路，或者响应于所述比较器的输出的下降沿而以CCM接通所述第一整流支路，并且其中，对于每个切换周期的第二部分，所述次级侧控制器被配置成响应于比较器的输出的上升沿而以DCM接通所述第二整流支路，或者响应于所述比较器的输出的下降沿而以CCM接通所述第二整流支路。
6.根据权利要求1所述的LLC转换器，其中，由所述初级侧控制器提供的驱动信号是脉冲宽度调制PWM信号，其中，所述次级侧控制器使用同一个比较器来检测针对所述第一整流支路和所述第二整流支路的DCM或CCM，并且其中，所述次级侧控制器被配置成基于所述PWM信号的极性变化来重置所述比较器。
7.根据权利要求6所述的LLC转换器，其中，所述比较器具有对应于所述PWM信号的极性的使能窗口，其中，所述使能窗口具有在所述PWM信号的极性改变之后的可编程延迟，并且其中，在从所述第一整流支路和所述第二整流支路中的一个转变到另一个的情况下，所述使能窗口被消隐以避免击穿。
8.根据权利要求1所述的LLC转换器，其中，所述次级侧控制器被配置成基于所述电流感测信号的、在所述第一整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测针对所述第一整流支路的DCM，并且其中，所述次级侧控制器被配置成基于所述电流感测信号的、在所述第二整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测针对所述第二整流支路的DCM。
9.根据权利要求8所述的LLC转换器，其中，所述次级侧控制器被配置成基于DCM检测来跟踪所述LLC转换器的谐振频率。
10.根据权利要求8所述的LLC转换器，其中，所述次级侧控制器包括比较器，所述比较器被配置成将所述电流感测信号与所述阈值进行比较，其中，所述比较器在每次由所述初级侧控制器提供的驱动信号改变极性时被重置，其中，所述次级侧控制器被配置成基于所述比较器的输出的、在所述第一整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测针对所述第一整流支路的DCM，并且其中，所述次级侧控制器被配置成基于所述比较器的输出的、在所述第二整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测针对所述第二整流支路的DCM。
11.根据权利要求8所述的LLC转换器，其中，所述次级侧控制器被配置成在由所述初级侧控制器提供的驱动信号改变极性之后的每个切换周期重置所述比较器。
12.根据权利要求8所述的LLC转换器，其中，所述次级侧控制器包括用于所述第一整流支路和所述第二整流支路的单独标志，并且其中，所述次级侧控制器被配置成独立地设置用于每个整流支路的单独标志以指示是否检测到针对该整流支路的DCM。
13.根据权利要求1所述的LLC转换器，其中，所述次级侧控制器被配置成：在切换周期期间所述电流感测信号没有超过所述阈值的情况下重置DCM或CCM的检测。
14.一种用于LLC转换器的次级侧控制器，所述次级侧控制器包括：
第一输入端，其被配置成从所述LLC转换器的初级侧控制器接收驱动信号；
第二输入端，其被配置成接收指示所述LLC转换器的次级侧开关网络的第一整流支路和第二整流支路中的电流的电流感测信号；以及
数字控制电路，其被配置成基于在所述第一输入端处接收的所述驱动信号和在所述第二输入端处接收的所述电流感测信号来控制所述次级侧开关网络的切换，
其中，对于所述次级侧开关网络的每个切换周期的第一部分、并且在所述第二整流支路被关断之后，所述数字控制电路被配置成：在所述电流感测信号的上升沿超过阈值的情况下以不连续导通模式DCM接通所述第一整流支路，或者在所述电流感测信号的下降沿下降到所述阈值以下的情况下以连续导通模式CCM接通所述第一整流支路，
其中，对于所述次级侧开关网络的每个切换周期的第二部分、并且在所述第一整流支路被关断之后，所述数字控制电路被配置成：在所述电流感测信号的上升沿超过所述阈值的情况下以DCM接通所述第二整流支路，或者在所述电流感测信号的下降沿下降到所述阈值以下的情况下以CCM接通所述第二整流支路。
15.根据权利要求14所述的次级侧控制器，其中，所述数字控制电路被配置成基于所述电流感测信号的、在所述第一整流支路和所述第二整流支路中的一个的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿，或者基于所述电流感测信号的、在所述第一整流支路和所述第二整流支路中的另一个的驱动信号的上升沿之前出现的下降沿，来检测DCM或CCM。
16.一种LLC转换器，包括：
通过隔离变压器耦合至次级侧的初级侧，所述初级侧包括连接至LLC网络的初级侧开关网络，所述LLC网络包括所述隔离变压器的第一绕组，所述次级侧包括次级侧开关网络，所述次级侧开关网络具有耦合至所述隔离变压器的第二绕组的不同抽头点的第一整流支路和第二整流支路；
初级侧控制器，其被配置成控制所述初级侧开关网络的切换；以及
次级侧控制器，其被配置成基于由所述初级侧控制器提供的驱动信号和指示所述第一整流支路和所述第二整流支路中的电流的电流感测信号，来控制所述次级侧开关网络的切换，
其中，对于所述次级侧开关网络的每个切换周期的第一部分，所述次级侧控制器被配置成：基于所述电流感测信号的、在所述第一整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测针对所述第一整流支路的不连续导通模式DCM，
其中，对于所述次级侧开关网络的每个切换周期的第二部分，所述次级侧控制器被配置成：基于所述电流感测信号的、在所述第二整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测针对所述第二整流支路的DCM。
17.根据权利要求16所述的LLC转换器，其中，所述次级侧控制器被配置成基于DCM检测跟踪所述LLC转换器的谐振频率。
18.根据权利要求16所述的LLC转换器，其中，所述次级侧控制器包括比较器，所述比较器被配置成将所述电流感测信号与阈值进行比较，其中，所述比较器在每次由所述初级侧控制器提供的驱动信号改变极性时被重置，其中，所述次级侧控制器被配置成基于所述比较器的输出的、在所述第一整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测针对所述第一整流支路的DCM，并且其中，所述次级侧控制器被配置成基于所述比较器的输出的、在所述第二整流支路的驱动信号的下降沿之前出现的下降沿来检测针对所述第二整流支路的DCM。
19.根据权利要求16所述的转换器，其中，所述次级侧控制器被配置成在由所述初级侧控制器提供的驱动信号改变极性之后的每个切换周期重置所述比较器。
20.根据权利要求16所述的LLC转换器，其中，所述次级侧控制器包括用于所述第一整流支路和所述第二整流支路的单独标志，并且其中，所述次级侧控制器被配置成独立地设置用于每个整流支路的单独标志以指示是否检测到针对该整流支路的DCM。
CN202211272202.2A 2021-10-27 2022-10-18 Llc转换器和用于llc转换器的次级侧控制器 Pending CN116032123A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US17/512,104 2021-10-27
US17/512,104 US11799387B2 (en) 2021-10-27 2021-10-27 Synchronous rectifier controller and related sensing circuitry for series-parallel resonant converters

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN116032123A true CN116032123A (zh) 2023-04-28

Family

ID=86055805

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202211272202.2A Pending CN116032123A (zh) 2021-10-27 2022-10-18 Llc转换器和用于llc转换器的次级侧控制器

Country Status (2)

Country Link
US (1) US11799387B2 (zh)
CN (1) CN116032123A (zh)

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8879279B2 (en) * 2011-05-13 2014-11-04 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for constant current control in an LLC resonant power regulator
US20170025969A1 (en) * 2015-07-22 2017-01-26 Texas Instruments Incorporated Synchronous rectifier phase control to improve load efficiency
US10763756B2 (en) * 2018-12-13 2020-09-01 Power Integrations, Inc. Apparatus and methods for sensing resonant circuit signals to enhance control in a resonant converter
CN111064366B (zh) * 2019-12-11 2021-03-09 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路和方法以及谐振变换模块

Also Published As

Publication number Publication date
US11799387B2 (en) 2023-10-24
US20230131297A1 (en) 2023-04-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9906147B2 (en) Adaptive dead time control apparatus and method for switching power converters
Wei et al. Synchronous rectification for LLC resonant converter: An overview
US9812977B2 (en) Resonant converters with an improved voltage regulation range
US9621059B2 (en) Method for controlling a SMPC having a synchronous rectification switch, a SMPC and a controller therefor
US8520414B2 (en) Controller for a power converter
US7738266B2 (en) Forward power converter controllers
US8908393B2 (en) Soft transition apparatus and method for switching power converters
US8625311B2 (en) Switching power supply apparatus including a plurality of switching elements
US9973094B2 (en) Power converter and power conversion method
US10978954B2 (en) Resonant power supply converter circuit and method therefor
US10686387B2 (en) Multi-transformer LLC resonant converter circuit
US9350260B2 (en) Startup method and system for resonant converters
US11664720B2 (en) Zero-voltage-switching control circuit, control method and switching power supply
Feng et al. Digital implementation of driving scheme for synchronous rectification in LLC resonant converter
US9935547B2 (en) System and method for a switched-mode power supply
US10707767B2 (en) Two-level switch driver for preventing avalanche breakdown for a synchronous rectification switch in a power converter operating in a low-power burst mode
TW202038539A (zh) 用於切換模式電力供應器之同步整流器控制及用於其之方法
US20170257033A1 (en) Switch mode power supplies including primary side clamping circuits controlled based on secondary side signals
US10014788B2 (en) Method of control for synchronous rectifiers
Liu et al. Real-time adaptive timing control of synchronous rectifiers in high frequency GaN LLC converter
Jang et al. Implementation of 3.3-kW GaN-based DC-DC converter for EV on-board charger with series-resonant converter that employs combination of variable-frequency and delay-time control
Choi Dual edge tracking control for synchronous rectification (SR) of LLC resonant converter
US11799387B2 (en) Synchronous rectifier controller and related sensing circuitry for series-parallel resonant converters
Lin et al. A high efficiency gate-driving scheme of synchronous rectifiers in wide-input-voltage-range CCM flyback converter

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination