CN112737379A - 一种阶调式模块化多电平换流器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种阶调式模块化多电平换流器及其控制方法，所述换流器包括上桥臂、下桥臂和子模块控制单元，所述上桥臂和所述下桥臂均包括有串联连接的多个逆变单元，每个逆变单元包括有至少两个串联连接的子模块，每个逆变单元中的所有子模块中的电容容值均相等，不同逆变单元之间的子模块中的电容容值均不相等；所述控制方法包括采用下述过程控制所述子模块的投切状态：在调制波阶跃后，首先执行第一轮投切控制，使得投切控制后的桥臂电压大于或小于调制要求电压；然后执行第二轮投切控制，使得投切控制后的桥臂电压等于调制要求电压。本发明的阶调式模块化多电平换流器及其控制方法适用于直流输电系统。

Description

一种阶调式模块化多电平换流器及其控制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体地说，是涉及一种阶调式模块化多电平换流器及其控制方法。
背景技术
随着电力系统的不断发展，电力系统的规模也在不断扩大，输电电压等级也越来越高，直流输电已经成为我国电力输电的重要组成部分。模块化多电平换流器（MMC）作为电压源型换流器，由多个级联的子模块（SM）组成，这些子模块可以是半桥子模块或者全桥子模块。MMC以其便于模块化设计、制造升级灵活、维护方便等优点而成为先进的电力电子变换器，被广泛应用于柔性直流输电系统中。
传统的MMC中，所有子模块SM具有相同的输出电压，因而，利用上下桥臂中的子模块的输出组合成最终所需电平的方式有限。随着电力系统电压等级的不断升高，要得到更多输出电平，MMC桥臂中串联的子模块数量增多，不仅大大增加了硬件成本，也使得MMC的控制过程更加复杂。
为了能够采用少量的子模块获得更多的输出电平，现有技术出现了阶调式模块化多电平换流器（GC-MMC）。中国专利申请CN109104110A公开了一种阶调式模块化多电平换流器，每个桥臂设置有多个串联连接的子模块，子模块的电容值各不相同，且满足二进制比例关系。利用这种结构的阶调式模块化多电平换流器，单个桥臂设置三个串联连接的子模块，能够得到15个电平的理论总输出电压；单个桥臂设置四个串联连接的子模块，能够得到31个电平的理论总输出电压。这种结构的阶调式模块化多电平换流器虽然能够用较少的子模块得到更多的输出电平，但是在进行子模块投切控制时，为保证各子模块电容电压的稳定，需要采用穷举法的稳压控制策略，进而导致稳压策略只能适用于子模块较少的情况，如果子模块数量多于5个，穷举法难以实现。另一方面，由于这种结构的换流器实际应用时子模块数量较少，导致此种换流器产生的电平数量少。而电平数量少，如果应用于高压，单个子模块承受的电压值过高，超过电容工作电压，造成子模块的损坏。因而，现有阶调式模块化多电平换流器难以实际应用于直流输电系统。
发明内容
本发明的目的是提供一种适用直流输电系统的阶调式模块化多电平换流器及其控制方法。
为实现上述发明目的，本发明提供的控制方法采用下述技术方案予以实现：
一种阶调式模块化多电平换流器的控制方法，所述阶调式模块化多电平换流器包括上桥臂和下桥臂，所述上桥臂和所述下桥臂均包括有串联连接的多个逆变单元，每个逆变单元包括有至少两个串联连接的子模块，每个逆变单元中的所有子模块中的电容容值均相等，不同逆变单元之间的子模块中的电容容值均不相等；
所述控制方法包括采用下述过程控制所述子模块的投切状态：
在调制波阶跃后，首先执行第一轮投切控制：若当前桥臂电压小于调制要求电压，正投入第一选定子模块组，且使得正投入所述第一选定子模块组后的桥臂电压大于所述调制要求电压；若当前桥臂电压大于所述调制要求电压，反投入第二选定子模块组，且使得反投入所述第二选定子模块组后的桥臂电压小于所述调制要求电压；
然后，执行第二轮投切控制：若第一轮投切控制后的实际桥臂电压小于所述调制要求电压，正投入第三选定子模块组或正、反投入第四选定子模块组，且使得正投入所述第三选定子模块组后或正、反投入所述第四选定子模块组后的桥臂电压等于所述调制要求电压；若第一轮投切控制后的实际桥臂电压大于所述调制要求电压，反投入第五选定子模块组或正、反投入第六选定子模块组，且使得反投入所述第五选定子模块组后或正、反投入所述第六选定子模块组后的桥臂电压等于所述调制要求电压；
所述正投入包括将子模块从切除状态变为正向投入状态或者从反向投入状态变为切除状态，所述反投入包括将子模块从正向投入状态变为切除状态或者从切除状态变为反向投入状态。
如上所述的阶调式模块化多电平换流器的控制方法，在所述第一轮投切控制中，将所有所述逆变单元的子模块电容电压归算至同一量级，对归算后的所有子模块的电容电压进行大小排序，按照第一设定基准确定正投入所述第一选定子模块组，按照第二设定基准确定正投入所述第二选定子模块组；
所述第一设定基准包括：若桥臂电流为正向，归算后的电容电压小的子模块处于正向投入状态进行充电；若桥臂电流为反向，归算后的电容电压大的子模块处于正向投入状态进行放电；
所述第二设定基准包括：若桥臂电流为正向，归算后的电容电压大的子模块处于反向投入状态进行放电；若桥臂电流为反向，归算后的电容电压小的子模块处于反向投入状态进行充电。
如上所述的阶调式模块化多电平换流器的控制方法，在所述第二轮投切控制中，将所有所述逆变单元的子模块电容电压归算至同一量级，对归算后的所有子模块的电容电压进行大小排序，按照所述第一设定基准、所述第二设定基准和第三设定基准确定正投入所述第三选定子模块组或正、反投入所述第四选定子模块组或反投入所述第五选定子模块或正、反投入所述第六选定子模块组；
所述第三设定基准包括：投入的子模块数量最多。
如上所述的阶调式模块化多电平换流器的控制方法，不同逆变单元之间的子模块的电容容值满足下述比例关系：
C1：C2：……：Cn=2n-1: 2n-2:……：1；
n为逆变单元的总个数，为不小于2的自然数。
为实现前述发明目的，本发明还提供一种阶调式模块化多电平换流器，包括上桥臂、下桥臂和子模块控制单元，其特征在于，所述上桥臂和所述下桥臂均包括有串联连接的多个逆变单元，每个逆变单元包括有至少两个串联连接的子模块，每个逆变单元中的所有子模块中的电容容值均相等，不同逆变单元之间的子模块中的电容容值均不相等。
如上所述的阶调式模块化多电平换流器，不同逆变单元之间的子模块的电容容值满足下述比例关系：
C1：C2：……：Cn=2n-1: 2n-2:……：1；
n为逆变单元的总个数，为不小于2的自然数。
如上所述的阶调式模块化多电平换流器，所述子模块控制单元采用上述的控制方法控制所述子模块的投切状态。
与现有技术相比，本发明的优点和积极效果是：
（1）本发明提供的阶调式模块化多电平换流器，分别在上桥臂和下桥臂设置串联连接的多个逆变单元，每个逆变单元包括有多个串联连接的子模块，每个逆变单元中的所有子模块具有相等的电容容值，不同逆变单元之间的子模块具有不相等的电容容值；一方面，与传统的模块化多电平换流器MMC相比，由于多个逆变单元的子模块具有不相等的电容容值，因此相同数量的子模块的情况下，本发明的换流器能够产生更多的电平数量，在电平数量一定的情况下，本发明的换流器所需要的子模块数量大大减少，显著降低了换流站建设成本；另一方面，与现有所有子模块的电容值均不相同的阶调式模块化多电平换流器相比，本发明的换流器能够在增加子模块数量的同时以简单易行的方式实现电容稳压均衡控制，大大增加了阶调式模块化多电平换流器所能够产生的电平数量，从而适于直流输电系统的实际应用。
（2）本发明提供的阶调式模块化多电平换流器控制方法，针对在上桥臂和下桥臂设置串联连接的多个逆变单元，每个逆变单元包括有多个串联连接的子模块，每个逆变单元中的所有子模块具有相等的电容容值，不同逆变单元之间的子模块具有不相等的电容容值这种结构的换流器，采用两轮投切控制的方式控制子模块的投切状态，在第一轮投切控制中进行超调控制，在第二轮投切控制中实现准确控制，从而使得尽可能多的子模块的电容参与投切，进行状态变化，进而能够最大程度上保持子模块相对电容电压的稳定，使得换流器输出波形满足直流输电的要求。
结合附图阅读本发明的具体实施方式后，本发明的其他特点和优点将变得更加清楚。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明阶调式模块化多电平换流器一个实施例的电路拓扑结构图；
图2是本发明阶调式模块化多电平换流器的控制方法一个实施例的流程图；
图3是第一轮投切控制过程中的一个电压关系示意图；
图4是第一轮投切控制过程中的另一个电压关系示意图；
图5是第二轮投切控制过程中的一个电压关系示意图；
图6是第二轮投切控制过程中的另一个电压关系示意图；
图7是第二轮投切控制过程中的具体投切关系示意图；
图8是本发明直流输电系统的仿真结构示意图；
图9是直流侧电压仿真结果；
图10是直流侧电流仿真结果；
图11是交流侧电压仿真结果；
图12是交流侧电流仿真结果；
图13是逆变单元IU1的输出电压仿真结果；
图14是逆变单元IU2的输出电压仿真结果；
图15是逆变单元IU3的输出电压仿真结果。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下将结合附图和实施例，对本发明作进一步详细说明。
图1所示为本发明阶调式模块化多电平换流器一个实施例的电路拓扑结构图。如图1所示，以单相换流器为例，阶调式模块化多电平换流器包括上桥臂、下桥臂和子模块控制单元（图中未示出），上桥臂和下桥臂均包括有串联连接的多个逆变单元，以其中的上桥臂为例，分别为IU1、IU2、……、IUn，n为单个桥臂中逆变单元的总个数，为不小于2的自然数。对于每个桥臂中的n个逆变单元，满足下述要求：
每个逆变单元包括有至少两个串联连接的子模块，每个逆变单元中的所有子模块中的电容容值均相等，而不同逆变单元之间的子模块中的电容容值均不相等。也即，逆变单元IU1中包括有串联连接的至少两个子模块，所有子模块中的电容的容值均相等，且为C1；逆变单元IU2中包括有串联连接的至少两个子模块，所有子模块中的电容的容值均相等，且为C2；……；逆变单元IUn中包括有串联连接的至少两个子模块，所有子模块中的电容的容值均相等，且为Cn。而且，C1≠C2≠……≠Cn。
在该实施例中，以其中一个桥臂为例，由于换流器的每个逆变单元的子模块具有不相等的电容容值，不相等的电容容值的子模块的输出电压也不相等，与传统的模块化多电平换流器相比，相同数量的子模块的情况下，该实施例的阶调式模块化多电平换流器能够产生更多的电平数量；而在电平数量一定的情况下，该实施例换流器所需要的子模块数量大大减少，显著降低了换流站建设成本。而与现有所有子模块的电容值均不相同的阶调式模块化多电平换流器相比，该实施例的换流器能够在增加子模块数量的同时还能用简单易行的方式实现电容稳压均衡控制，大大增加了阶调式模块化多电平换流器所能够产生的电平数量，从而适于直流输电系统的实际应用。具体控制方法参见下面的描述。
在其他优选实施方式中，不同逆变单元之间的子模块的电容容值，优选为满足下述的比例关系，以便产生更多的电平数量，C1：C2：……：Cn=2n-1: 2n-2:……：1。在该情况下，不同逆变单元之间的子模块的电容电压值满足下述比例关系V1：V2：……：Vn=1:2:……：2n -1。当然，在另外一些实施例中，也还可以设置不同逆变单元之间的子模块的电容容值满足其他比例关系，具体可以根据实际系统需求确定，具有较好的灵活性。
对于每个逆变单元中的子模块，可以为全桥型，也可以为半桥型。当桥臂电流为正向时，逆变单元中的子模块正向投入状态表示其电容充电，反向投入状态表示其电容放电；当桥臂电流为反向时，子模块正向投入状态表示其电容放电，子模块反向投入状态表示其电容充电；子模块为切除状态，表示其电容既不充电也不放电。
由于上述的阶调式模块化多电平换流器不同逆变单元之间的子模块的电容容值不相等，传统的MMC稳压控制策略无法使得电容电压稳定，因此，采用如下的新的控制方法控制子模块的投切状态。
图2示出了本发明阶调式模块化多电平换流器的控制方法一个实施例的流程图，具体来说是对具有图1结构的换流器进行子模块投切状态控制的一个实施例的流程图。
如图2所示，该实施例采用下述两步骤对子模块进行投切状态的控制：
步骤21：在调制波阶跃后，执行第一轮投切控制，使得投切控制后的桥臂电压大于或小于调制要求电压。
在该实施例中，采用NLM（最近电平逼近）调制法实现子模块的投切控制，以减少谐波含量。而且，执行两轮的投切控制。
在调制波阶跃后，首先执行第一轮投切控制：若当前桥臂电压小于调制要求电压，正投入第一选定子模块组，且使得正投入第一选定子模块组后的桥臂电压大于调制要求电压；若当前桥臂电压大于调制要求电压，反投入第二选定子模块组，且使得反投入第二选定子模块组后的桥臂电压小于调制要求电压。也即，在第一轮投切控制中，根据桥臂电压与调制要求电压的大小执行电压超调控制。
参见图3和图4示出的两个第一轮投切控制过程中的电压关系示意图。在图3中，调制波向上阶跃，第一轮投切控制前的当前桥臂电压小于调制要求电压；而执行完第一轮投切控制后的桥臂电压大于调制要求电压。在图4中，调制波向下阶跃，第一轮投切控制前的当前桥臂电压大于调制要求电压；而执行完第一轮投切控制后的桥臂电压小于调制要求电压。
步骤22：执行第二轮投切控制，使得投切控制后的桥臂电压等于调制要求电压。
第一轮投切控制结束后，执行第二轮投切控制，控制的目的是使得投切控制后的桥臂电压等于调制要求电压。
参见图5和图6示出的两个第二轮投切控制过程中的电压关系示意图。在图5中，调制波向上阶跃，第一轮投切控制后的桥臂电压大于调制要求电压，经过第二轮投切控制，使得第二轮投切控制后的桥臂电压等于调制要求电压。在图6中，调制波向下阶跃，第一轮投切控制后的桥臂电压小于调制要求电压，经过第二轮投切控制，使得第二轮投切控制后的桥臂电压等于调制要求电压。
具体的，在第二轮投切控制中，若第一轮投切控制后的实际桥臂电压小于调制要求电压，则正投入第三选定子模块组或正、反投入第四选定子模块组，且使得正投入第三选定子模块组后或正、反投入第四选定子模块组后的桥臂电压等于调制要求电压。若第一轮投切控制后的实际桥臂电压大于调制要求电压，反投入第五选定子模块组或正、反投入第六选定子模块组，且使得反投入第五选定子模块组后或正、反投入第六选定子模块组后的桥臂电压等于调制要求电压。
上述过程中的正投入，包括将子模块从切除状态变为正向投入状态或者从反向投入状态变为切除状态；而上述过程中的反投入，包括将子模块从正向投入状态变为切除状态或者从切除状态变为反向投入状态。
在该实施例中，采用两轮投切控制的方式控制子模块的投切状态，在第一轮投切控制中进行超调控制，且采用单独的正投入或单独的反投入的方式，实现快速地投切控制；在第二轮投切控制中实现准确控制，且可以采用单独的正投入或单独的反投入，或者采用正、反同时投入的方式，从而使得尽可能多的子模块的电容参与投切，进行状态变化，进而能够最大程度上保持子模块相对电容电压的稳定，使得换流器输出波形满足直流输电的要求。
在其他一些优选实施例中，由于不同逆变单元中的子模块的电压不相等，无法直接比较大小。为了便捷、快速地确定要投入的选定子模块组，在第一轮投切控制中，首先将一个桥臂中所有逆变单元的子模块电容电压归算至同一量级，对归算后的所有子模块的电容电压进行大小排序；然后，按照第一设定基准确定正投入第一选定子模块组，按照第二设定基准确定正投入第二选定子模块组。
归算时，可以根据子模块电容之间的关系进行同一量级的归算。譬如，若有3个逆变单元，不同逆变单元的子模块的电容容值满足C1：C2：C3=4:2:1, 则电容电压值满足V1：V2：V3=1:2:4。设定3个逆变单元所包含的子模块数量分别为m1、m2、m3，一共可以产生（m1+2*m2+4*m3）阶电平。在归算时，将C1对应的第一个逆变单元的电容电压乘以4，将C2对应的第二个逆变单元的电容电压乘以2，将对应的第三个逆变单元的电容电压乘以1（也即保持不变），实现将3个逆变单元的电容电压归算至同一量级，可以直接比较大小。
其中，第一设定基准包括：若桥臂电流为正向，归算后的电容电压小的子模块处于正向投入状态进行充电；若桥臂电流为反向，归算后的电容电压大的子模块处于正向投入状态进行放电。
第二设定基准包括：若桥臂电流为正向，归算后的电容电压大的子模块处于反向投入状态进行放电；若桥臂电流为反向，归算后的电容电压小的子模块处于反向投入状态进行充电。
基于上述第一设定基准确定出第一选定子模块组，并将第一选定子模块组全部正投入，也即，将第一子模块组中的子模块从切除状态变为正向投入状态和/或从反向投入状态变为切除状态，使得正投入第一选定子模块组后的桥臂电压大于调制要求电压。
基于上述第二设定基准确定出第二选定子模块组，并将第二选定子模块组全部反投入，也即，将第二子模块组中的子模块从正向投入状态变为切除状态和/或从切除状态变为反向投入状态，使得反投入第二选定子模块组后的桥臂电压小于调制要求电压。
在其他一些优选实施例中，在执行第二轮投切控制时，也需要将一个桥臂中所有逆变单元的子模块电容电压归算至同一量级，对归算后的所有子模块的电容电压进行大小排序。归算方法参见上面的描述。然后，按照上述的第一设定基准、上述的第二设定基准以及第三设定基准确定正投入第三选定子模块组或正、反投入所述第四选定子模块组或反投入第五选定子模块或正、反投入第六选定子模块组。其中，第三设定基准包括：投入的子模块数量最多。
下面结合附图7示出的第二轮投切控制过程中的具体投切关系示意图阐述第二轮投切控制。
以一个桥臂具有3个逆变单元IU1、IU2和IU3为例，且3个逆变单元的子模块的电容容值满足C1：C2：C3=4:2:1的比例关系。
调制波向下阶跃，第一轮投切控制后的实际桥臂电压小于调制要求电压，而且小一个电平。要使得第二轮投切控制后的桥臂电压等于调制要求电压，则需要增加一个电平。那么，在第二轮投切控制中，存在着多种投切控制方案：
可以选择正投入逆变单元IU1中的一个子模块，相当于+1；如果IU1中的子模块已经全部正投入，可以选择正投入IU2中的一个子模块，同时反投入IU1中的一个子模块，相当于2-1；还可以选择正投入IU3中的一个子模块，同时分别反投入IU1中的一个子模块和IU2中的一个子模块，相当于4-2-1；还可以选择正投入IU3中的一个子模块，同时反投入IU1中的三个子模块，相当于4-1-1-1。具体选择哪种方式进行投切，根据第一设定基准、第二设定基准以及第三设定基准来确定，在满足第二轮投切控制后的桥臂电压与调制要求电压相等的基础上，让尽可能多的电容参与充放电，进一步提高子模块相对电容电压的稳定。
在其他一些实施例中，调制波向下阶跃，第一轮投切控制后的实际桥臂电压小于调制要求电压，而且小两个电平。要使得第二轮投切控制后的桥臂电压等于调制要求电压，则需要增加两个电平。那么，在第二轮投切控制中，存在着多种投切控制方案：
可以选择正投入IU2中的一个子模块，相当于+2；可以选择正投入IU3中的一个子模块，同时反投入IU2中的一个子模块，相当于4-2；还可以选择正投入IU1中的两个子模块，相当于1-1。具体选择哪种方式进行投切，根据第一设定基准、第二设定基准以及第三设定基准来确定，在满足第二轮投切控制后的桥臂电压与调制要求电压相等的基础上，让尽可能多的电容参与充放电，进一步提高子模块相对电容电压的稳定。
图8所示为本发明直流输电系统的仿真结构示意图，为了体现阶调式模块化多电平换流器的效果和稳压策略，搭建图8所示的1MW/10kV的直流输电系统仿真模型，并采用本发明提出的两轮投切控制策略进行子模块的投切控制。在仿真模型中，每个桥臂具有3个逆变单元，分别为IU1、IU2、IU3，3个逆变单元的子模块的电容容值满足C1：C2：C3=4:2:1的比例关系, 子模块的电容电压值满足V1：V2：V3=1:2:4的比例关系。IU1、IU2、IU3中的子模块数量分别为4个、3个和10个，交流侧一共可以产生51个电平。
图9和图10分别为直流侧电压仿真结果和直流侧电流仿真结果。从仿真结果可以看出，直流侧电压值能够稳定在10kV，并且电压波动值小于5%，直流侧电流能够稳定在100A。
图11和图12分别为交流侧电压仿真结果和交流侧电流仿真结果，由于两侧均采用双闭环标幺值控制，所以输出的值介于1和-1之间。从仿真结果可以看出，逆变侧输出的电压波形和电流波形接近于正弦波，表明换流器工作正常；整流侧交流输出波形和逆变侧相似。而且，输出的波形质量好，不需要再使用其他的滤波器进行滤波。并且，通过比较，采用该结构的阶调式模块化多电平换流器，一个桥臂采用了17个子模块，能够得到51个电平输出。若要采用普通的MMC，要得到51个电平输出，一个桥臂需要使用50个子模块。因此，采用本发明的阶调式模块化多电平换流器，在输出相同电平数量时，可以降低换流站中子模块的数量，从而降低换流站建造成本。
图13、图14和图15分别示出了逆变单元IU1、IU2、IU3的输出电压仿真结果。从仿真结果可以得出，每个逆变单元电容电压的波动率均小于10%，电压波动小。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其进行限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的普通技术人员来说，依然可以对前述实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明所要求保护的技术方案的精神和范围。

Claims (8)

1.一种阶调式模块化多电平换流器的控制方法，所述阶调式模块化多电平换流器包括上桥臂和下桥臂，其特征在于，所述上桥臂和所述下桥臂均包括有串联连接的多个逆变单元，每个逆变单元包括有至少两个串联连接的子模块，每个逆变单元中的所有子模块中的电容容值均相等，不同逆变单元之间的子模块中的电容容值均不相等；
所述控制方法包括采用下述过程控制所述子模块的投切状态：
在调制波阶跃后，首先执行第一轮投切控制：若当前桥臂电压小于调制要求电压，正投入第一选定子模块组，且使得正投入所述第一选定子模块组后的桥臂电压大于所述调制要求电压；若当前桥臂电压大于所述调制要求电压，反投入第二选定子模块组，且使得反投入所述第二选定子模块组后的桥臂电压小于所述调制要求电压；
然后，执行第二轮投切控制：若第一轮投切控制后的实际桥臂电压小于所述调制要求电压，正投入第三选定子模块组或正、反投入第四选定子模块组，且使得正投入所述第三选定子模块组后或正、反投入所述第四选定子模块组后的桥臂电压等于所述调制要求电压；若第一轮投切控制后的实际桥臂电压大于所述调制要求电压，反投入第五选定子模块组或正、反投入第六选定子模块组，且使得反投入所述第五选定子模块组后或正、反投入所述第六选定子模块组后的桥臂电压等于所述调制要求电压；
所述正投入包括将子模块从切除状态变为正向投入状态或者从反向投入状态变为切除状态，所述反投入包括将子模块从正向投入状态变为切除状态或者从切除状态变为反向投入状态。
2.根据权利要求1所述的阶调式模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于，在所述第一轮投切控制中，将所有所述逆变单元的子模块电容电压归算至同一量级，对归算后的所有子模块的电容电压进行大小排序，按照第一设定基准确定正投入所述第一选定子模块组，按照第二设定基准确定正投入所述第二选定子模块组；
所述第一设定基准包括：若桥臂电流为正向，归算后的电容电压小的子模块处于正向投入状态进行充电；若桥臂电流为反向，归算后的电容电压大的子模块处于正向投入状态进行放电；
所述第二设定基准包括：若桥臂电流为正向，归算后的电容电压大的子模块处于反向投入状态进行放电；若桥臂电流为反向，归算后的电容电压小的子模块处于反向投入状态进行充电。
3.根据权利要求2所述的阶调式模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于，在所述第二轮投切控制中，将所有所述逆变单元的子模块电容电压归算至同一量级，对归算后的所有子模块的电容电压进行大小排序，按照所述第一设定基准、所述第二设定基准和第三设定基准确定正投入所述第三选定子模块组或正、反投入所述第四选定子模块组或反投入所述第五选定子模块或正、反投入所述第六选定子模块组；
所述第三设定基准包括：投入的子模块数量最多。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的阶调式模块化多电平换流器的控制方法，其特征在于，不同逆变单元之间的子模块的电容容值满足下述比例关系：
C1：C2：……：Cn=2n-1: 2n-2:……：1；
n为逆变单元的总个数，为不小于2的自然数。
5.一种阶调式模块化多电平换流器，包括上桥臂、下桥臂和子模块控制单元，其特征在于，所述上桥臂和所述下桥臂均包括有串联连接的多个逆变单元，每个逆变单元包括有至少两个串联连接的子模块，每个逆变单元中的所有子模块中的电容容值均相等，不同逆变单元之间的子模块中的电容容值均不相等。
6.根据权利要求5所述的阶调式模块化多电平换流器，其特征在于，不同逆变单元之间的子模块的电容容值满足下述比例关系：
C1：C2：……：Cn=2n-1: 2n-2:……：1；
n为逆变单元的总个数，为不小于2的自然数。
7.根据权利要求5或6所述的阶调式模块化多电平换流器，其特征在于，所述子模块控制单元采用上述权利要求1至3中任一项所述的控制方法控制所述子模块的投切状态。
8.一种直流输电系统，包括换流站，其特征在于，所述换流站具有上述权利要求5至7中任一项所述的阶调式模块化多电平换流器。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103427692A (zh) * 2013-07-30 2013-12-04 浙江大学 一种基于双队列的模块化多电平换流器的调制方法
CN103683995A (zh) * 2013-09-25 2014-03-26 浙江大学 一种全桥mmc电容电压的均衡控制方法
CN107834589A (zh) * 2017-11-15 2018-03-23 国家电网公司 柔性直流输电技术极控制和阀控制设备同步化系统和方法
CN109104110A (zh) * 2018-09-10 2018-12-28 青岛科技大学 阶调式模块化多电平变换器及其控制方法

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103427692A (zh) * 2013-07-30 2013-12-04 浙江大学 一种基于双队列的模块化多电平换流器的调制方法
CN103683995A (zh) * 2013-09-25 2014-03-26 浙江大学 一种全桥mmc电容电压的均衡控制方法
CN107834589A (zh) * 2017-11-15 2018-03-23 国家电网公司 柔性直流输电技术极控制和阀控制设备同步化系统和方法
CN109104110A (zh) * 2018-09-10 2018-12-28 青岛科技大学 阶调式模块化多电平变换器及其控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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SANGHUN CHOI: "Binary Capacitor Voltage Control-based Multi-Level Converter for Low Nominal DC Voltage Applications", 《IEEE》 *

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