CN112736932B - 海上风电场无功优化补偿装置及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种海上风电场无功优化补偿装置及其控制方法，海上风电场无功优化补偿装置，包括双分裂变压器，所述双分裂变压器的两个低压绕组各与一变流设备连接；两个变流设备共用一直流电容。本发明利用双分裂变压器低压绕组的电气隔离特性，在双分裂变压器两低压绕组抽头中引入MMC背靠背型变流设备，可通过调节低压绕组抽头位置，使得MMC背靠背型变流设备容量潜能得以充分挖掘，有效节约变流设备成本。

Description

海上风电场无功优化补偿装置及其控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子控制领域，特别是一种海上风电场无功优化补偿装置及其控制方法。

背景技术

陆上风电发展到一定程度后，会受到土地资源、人口分布、风资源条件等诸多限制，海上风电场具有节约土地资源、风力稳定、风速高、风力持久、受到干扰少、年利用小时数高的特点，相同装机容量情况下能多发近50％-70％的电能，因而成为未来风电场发展的主要趋势。从2000年开始，欧洲海上风电投入已超陆上风电。截至2018年底，全球海上风电累计装机容量为23GW，2011年-2018年间年均复合增长率为27.97％。海上风电市场逐步形成了以欧洲为中心、亚洲和北美快速跟进的格局。

我国海上风资源质量好，可装机容量巨大，具备大规模开发条件，同时沿海地区电力需求大，可就近消纳。另一方面，受海上养殖和航运交通等影响，风电场近岸浅海海域的选址将受到更为严格的限制，而深远海风电风速更大，风力更加稳定，受限制更少。根据风能资源普查成果，我国5～25米水深、50米高度海上风电开发潜力约2亿千瓦；5～50米水深、70米高度海上风电开发潜力约5亿千瓦，而50m以上水深海上风电开发潜力更大。我国更多的海上风能资源位于深远海海域。未来海上风电开发逐步走向深海远岸是必然趋势。

海上风电的不断发展使得风电具有大规模，远距离，集中并网的特点。该特点使得双分裂变压器被广泛应用于海上升压站中作为升压站主变压器，以达到限制短路电流大小，分散分配主变低压侧风机容量的要求。双分裂绕组变压器以其在限制短路电流、分裂低压绕组容量方面的结构优势，被广泛运用在海上风电场中以作为海上升压站的主变压器。但由于海上风电场中风机容量大，风机离岸距离远，其海缆长度长达几十甚至上百公里，由此引起的容性无功过补问题突出，不仅加大了海上升压站主变、高压侧开关设备、高压侧送出海缆的容量要求，也增加了主变、送出海缆等电器设备的电能损耗，会引发因容性无功过补而出现的电气设备过电压、电能损耗增大的问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种海上风电场无功优化补偿装置及其控制方法，提高主变功率因数；减少主变、高压侧开关设备、高压侧送出海缆的容量投资；降低送出海缆等电气设备的电能损耗。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种海上风电场无功优化补偿装置，包括双分裂变压器；所述双分裂变压器的两个低压绕组各与一变流设备连接；两个变流设备共用一直流电容。

本发明在双分裂变压器两低压绕组抽头中引入MMC背靠背型变流设备，可通过调节低压绕组抽头位置，使得MMC背靠背型变流设备容量潜能得以充分挖掘，提高了主变(变流设备)功率因数，有效节约变流设备成本。

所述双分裂变压器每个低压绕组每相均引出有一中间抽头；每个低压绕组的三个中间抽头分别对应与变流设备的三相输入端连接。本发明可以节约对容量匹配变压器的使用，不仅具有较高的经济性，且节省了匹配变压器的占地空间。

所述低压绕组通过滤波电感接对应的变流设备，以形成四象限可控变流装置，可实现能量的双向流动，便于采用高速度、高运算能力的DSP产生PWM控制脉冲，以减少无功补偿电流的谐波含量。

对于任一个变流设备，当接入该变流设备的任意两个中间抽头的电流i_u1、i_v1满足下式时，该变流设备对应侧的双分裂变压器高压侧的三相绕组中不含有无功分量：

其中，

W_a1、W_b1分别表示双分裂变压器低压侧其中两相线圈匝数；W_A、W_B分别表示双分裂变压器高压侧单分支其中两相线圈匝数；i_sa1h、i_sb1h为海上升压站分裂变压器低压进线a、b相电流中的无功电流分量；y取值范围为0～1；i_sa1h、i_sb1h分别为分裂变压器低压进线a、b相电流中的无功电流分量。可通过调节低压绕组抽头位置(即y的取值)，从而使得MMC背靠背型变流设备容量潜能得以充分挖掘，有效节约变流设备成本。

本发明还提供了一种上述海上风电场无功优化补偿装置的控制方法，该方法包括：检测海上风电场各风机并联所形成的集电线路组群电流i_sa1、i_sb1、i_sc1中的无功电流分量i_sa1h、i_sb1h、i_sc1h，将无功电流分量中的i_sa1h、i_sb1h进行矩阵运算，得到其中一个变流设备需输出的补偿理想电流分量

将补偿理想电流分量

进行d-q同步坐标变换后，采用三相前馈解耦的外环电流跟踪控制方法，控制所述变流设备输出理想补偿电流分量，在d轴电流上加入所述变流设备中间直流电容电压的稳压控制，保持中间直流电容电压的稳定。控制策略算法易于编程实现，运算较为简洁，控制器不会有太大的运算负担。

本发明中，对于所述变流设备的任意一相，利用下式计算该相子模块的调制电压：

其中，u_dc为直流电容C两端的电压，u_u ^*为补偿理想三相前馈解耦电流跟踪算法(见《PWM整流器及其控制》.张兴；该算法的输入为：需要跟踪的电流信号

的d-q变换量、中间直流电容电压稳压控制所叠加的d轴电流分量，实际输出电流量i_u1、i_v1、i_w1，以及用于电压前馈的抽头端口u1、v1、w1对中性点电压u_u1o1、u_v1o1、u_w1o1)输出的调制电压，u_uave ^*为相间平均电压控制(见《PWM整流器及其控制》.张兴；该算法的输入有：各相子模块直流电压平均值

各子模块中电容电压理想值

各相上桥臂电流i_pu1、i_pv1、i_pw1与各相下桥臂电流i_nu1、i_nv1、i_nw1)、同相上下桥臂之间的均压控制(见《PWM整流器及其控制》.张兴；该算法的输入有：各子模块中电容电压理想值

各相中各子模块中电容电压电压值，各相上桥臂电流i_pu1、i_pv1、i_pw1与各相下桥臂电流i_nu1、i_nv1、i_nw1)的输出结果叠加后得到的调制电压分量，u_upj ^*为子模块均压控制(见《PWM整流器及其控制》.张兴；子模块均压控制算法的输入为：各子模块中电容电压理想值

各相中各子模块中电容电压电压值，各相上桥臂电流i_pu1、i_pv1、i_pw1与各相下桥臂电流i_nu1、i_nv1、i_nw1)得到的叠加调制电压分量。

本发明的方法还包括：将电压调制信号u_uave ^*、u_upj ^*叠加在补偿理想电流跟踪算法输出的调制电压u_u ^*上，并引入前馈电压信号u_dc/2n，得到变流设备各相子模块总的电压调制信号，将所述总的电压调制信号标幺化后进行载波调制，驱动各相子模块的功率器件。n为变流设备各相上桥臂或下桥臂所含功率模块个数。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：

1、本发明利用双分裂变压器低压绕组的电气隔离特性，在双分裂变压器两低压绕组抽头中引入MMC背靠背型变流设备，可通过调节低压绕组抽头位置，使得MMC背靠背型变流设备容量潜能得以充分挖掘，有效节约变流设备成本；

2、通过检测分双裂变压器低压侧的无功电流分量，利用双分裂变压器的磁势平衡关系，从而制定电流跟踪控制算法以控制MMC背靠背型变流设备进行相应的无功电流补偿，达到显著提高主变功率因数，减少主变、高压侧开关设备、高压侧送出海缆的容量投资，降低送出海缆等电气设备电能损耗的目的；

3、本发明的装置无需设置隔离变压器，相比无源的无功装置具有更小的体积，更优越的动态无功响应速度，选择适当的主变低压侧抽头位置可充分发挥变流设备潜能，从而使得该装置在海上升压站列装时能有效节约占地面积，尤其适用于大规模海上风电场海上升压站的相关建设。

附图说明

图1为本发明实施例1无功优化补偿装置拓扑结构图；

图2为海上风电场各风机并联所形成的集电线路组群等效电路图；

图3为MMC变流器1等效电路图；

图4为变压器二次侧电压矢量图；

图5为抽头端口电压标幺值变化图；

图6为本发明实施例2控制框图。

具体实施方式

本发明实施例1适用于海上风电场双分裂主变压器的无功优化补偿装置的拓扑结构如图1所示，图1中，i_SA、i_SB、i_SC为海上升压站双分裂绕组主变高压侧送出电流，其中i_SA1、i_SB1、i_SC1与i_SA2、i_SB2、i_SC2分别为双分裂主变高压侧所并联的三相绕组电流，i_sa1、i_sb1、i_sc1与i_sa2、i_sb2、i_sc2为双分裂主变的低压侧电流，i_u1、i_v1、i_w1与i_u2、i_v2、i_w2为背靠背MMC变流设备向双分裂主变两个低压绕组抽头中所注入的电流，其中背靠背MMC变流设备由MMC变流器1、MMC变流器2、直流稳压电容C组成，直流稳压电容C的两端电压为u_dc，L₁为MMC变流设备正负桥臂中的耦合电抗，L为滤波电抗，MMC变流器1上(p表示)下(n表示)桥臂各相输出电流分别为：i_pu1、i_nu1、i_pv1、i_nv1、i_pw1、i_nw1，MMC变流器2上下桥臂各相输出电流分别为：i_pu2、i_nu2、i_pv2、i_nv2、i_pw2、i_nw2，MMC变流器1各相上下桥臂中的环流大小为i_zu1、i_zv1、i_zw1，MMC变流器1各相上下桥臂中的环流大小为i_zu2、i_zv2、i_zw2。MMC变流设备各相上下桥臂中所含功率模块个数分别为n，其数量可根据抽头端口电压大小进行确定，各功率模块由一组IGBT桥臂和一个模块电容组成，采用SPWM调制方式，模块电容两端直流电压大小为u_dcwn1j(其中，1代表MMC变流器1，w代表w相，n代表下桥臂，j取值为1～n)，因此整个装置输出线电压所含电平数为：4n+1。图1中，双分裂绕组主变低压侧并无电气上的直接联系，MMC变流设备无需通过隔离变压器再与其低压侧绕组抽头进行连接，因此不会在MMC变流设备与双分裂主变两个低压绕组之间产生环流。

双分裂绕组变压器低压绕组、高压绕组以及本发明中无功优化补偿装置都具有完全对称的结构，因此分析时，只需对双分裂绕组变压器的左侧进行研究即可，即图1中所对应的MMC变流器1及其连接的分裂变低压绕组a1b1、b1c1、c1a1和与低压绕组所对应的分裂变高压绕组。

分析时，将各风机并联所形成的集电线路组群、MMC变流器1等效为相应的电流源，运用叠加原理将图1中左侧部分进行电路分解，分解电路图如图2与图3所示，图2代表当i_u1、i_v1、i_w1均为0时，仅有海上各风机并联所形成的集电线路组群电流源i_sa1、i_sb1、i_sc1时所等效的电路图；图3代表当i_sa1、i_sb1、i_sc1均为0时，仅有MMC变流器1注入电流i_u1、i_v1、i_w1时所等效的电路图。图2中，W_A、W_B、W_C代表分裂变压器高压侧单分支各相线圈匝数，W_a1、W_b1、W_c1代表分裂变压器低压侧各相线圈匝数，i_k1、i_k2、i_k3为分裂变压器低压侧各相线圈中的电流。图3中，u₁、v₁、w₁代表分裂变压器低压侧抽头(中间抽头)位置，抽头两边绕组匝数比为y:1-y(y取值范围：0～1)，i_k11、i_k12、i_k21、i_k22、i_k31、i_k32代表分裂变压器低压侧各相抽头两边绕组中所流过的电流。

1)当i_u1、i_v1、i_w1为0时

根据图2以及KCL定理，有：

整理有：

忽略变压器励磁电流误差，有变压器一次侧电流i_SA1、i_SB1、i_SC1与二次侧电流i_k1、i_k2、i_k3的磁势平衡方程：

将式(3)代入式(2)，同时由于i_SA1+i_SB1+i_SC1＝0，将方程进一步最简化有：

上式系数矩阵行列式计算如下所示，由所求结果不为0可知，该矩阵可逆。

2)当i_sa1、i_sb1、i_sc1为0时

图3中抽头两边绕组匝数比为y:1-y，变压器二次侧电压矢量图如图4所示，图4中O₁为变压器二次侧虚拟中性点。

图4中，以变压器二次侧端口线电压大小u_a1b1为基值，则该变压器二次侧抽头端口线电压标幺值为：

随着变压器二次侧抽头位置即y大小的变化，变压器二次侧抽头端口线电压标幺值变化如图5所示。

从图5可知，MMC变流设备端口电压标幺值可以通过改变y值大小而在0.5-1之间变化，如果MMC变流设备需补偿无功容量一定的情况下，则MMC变流设备端口输出电流大小则相应成比例增加，本发明中可根据实际需补偿无功容量大小，结合MMC背靠背变流设备的电压电流耐受程度，合适的选取抽头位置以使得背靠背变流设备的容量得到最优利用。例如：若分裂变压器二次侧电压为35kV，需补偿容量为40MVar时，设背靠背有源变流补偿设备耐压为17.5kV左右，耐流为13000A左右(即开关管的耐流能力)，采用本发明的方法，可将y设为0.5，此时运用一个简单的单个三相桥式有源补偿设备，其耐压耐流能力刚好能满足要求，且充分利用了背靠背有源变流补偿设备的补偿容量潜能。

根据图3及KCL定理，有：

从式(7)中可以看出式(6)的矩阵可逆。

此时，变压器一次侧电流与二次侧电流磁势平衡方程为：

式中，[A,B]代表矩阵A与矩阵B的合并，且有：

将式(6)取逆代入式(8)可得：

上式中，矩阵C为式(6)中系数矩阵的逆矩阵，如下式所示，式(10)中“·”代表矩阵乘法运算。

整理上式，并进行最简化计算可得：

式(12)系数矩阵行列式计算如下所示，由所求结果不为0可知，矩阵

可逆。

2)补偿方法

综上所述，由式()4与式(12)可得变压器一次侧电流、各风机并联所形成的集电线路组群电流、MMC变流器1补偿电流的磁势平衡方程如式(14)所示：

若各风机并联所形成的集电线路组群电流i_sa1、i_sb1、i_sc1中无功电流分量为i_sa1h、i_sb1h、i_sc1h，则式(14)变为：

只需满足：

则变压器一次侧电流i_SA1、i_SB1、i_SC1中不含有无功分量，风机集电线路所含无功电流分量得以全部补偿。

本发明实施例2的MMC变流器1控制策略框图如图6所示，通过检测得到集电线路组群电流i_sa1、i_sb1、i_sc1中的无功电流分量：i_sa1h、i_sb1h、i_sc1h，将分量中的i_sa1h、i_sb1h进行矩阵运算得到MMC变流器1需输出的补偿理想电流分量：

将该分量进行d-q同步坐标变换后采用三相前馈解耦的内环电流跟踪控制策略(见张兴的《PWM整流器及其控制》)，以控制MMC变流器1准确输出理想补偿电流分量，在d轴电流上加入背靠背MMC变流设备中间直流电容电压的稳压控制(见张兴的《PWM整流器及其控制》)以保持中间直流电容电压的稳定。

内层控制包括：平均电压控制、子模块电压控制、上下桥臂之间的均压控制。

1)平均电压控制

平均电压控制中

代表各子模块中电容电压理想值，

代表各相子模块直流电压平均值，如式(17)所示。

i_zu1、i_zv1、i_zw1代表各相之间上下桥臂间的环流，针对u、v、w三相有：

u代表u相，p代表上桥臂，n代表下桥臂，1代表背靠背左侧变流器，2代表背靠背右侧变流器，j代表模块序号。(17)式中三个式子分别代表u、v、w三相中，上桥臂各模块中直流电压之和加下桥臂各模块中直流电压之和，除以上下桥臂模块总个数。

即：各相子模块直流电压平均值

各相环流的大小将影响各相子模块直流电压均值的大小，因此平均电压控制采用各相子模块均压PI控制作为外环，各相环流比例控制作为内环(各相电压均值与理想电压外环PI控制得到环流电流理想值，再与实际环流进行比例调节，以其输出量叠加在各模块调制电压上用于平均电压控制)。

2)子模块均压控制

子模块均压时，通过各子模块直流电容电压的比例控制输出量再与子模块所在上下桥臂电流(i_pu1、i_nu1、i_pv1、i_nv1、i_pw1、i_nw1)相乘，即可形成相应的有功分量以控制各子模块直流电容电压的升降，考虑图1中桥臂电流的方向，当子模块位于各相上桥臂时，各子模块汲入有功电流方向与上桥臂电流方向相反，因此各子模块汲入有功电流乘以系数-1，当子模块位于各相下桥臂时，各子模块汲入有功电流方向与下桥臂电流方向相同，因此需乘以系数+1。

3)上下桥臂均压控制

上下桥臂均压控制中，各相上下桥臂子模块直流电容电压均值计算如式(18)所示。

各相上下桥臂均压控制通过各相中的环流来实现，通过各相上下桥臂直流电容电压均值的差分比例控制输出量，再乘以各相端口对中性点电压相角(各相端口对中性点电压相角可通过锁相环得到，即通过图6中的PLL算法得到u_a1b1、u_b1c1、u_c1a1的相角，再分别滞后30度即可得到各相端口对中性点电压相角)，以在各相环流理想信号中叠加入控制上下桥臂模块直流电压均值的有功分量。

综上所述，如图6所示，将内层控制：平均电压控制、子模块电压控制、上下桥臂之间的均压控制所输出的电压调制信号逐一叠加在外层输出调制电压上，以MMC变流器1中u相子模块为例，得到其的调制电压为：

其余各相调制电压类似，这里不再列出。最后各子模块电压乘以

以将子模块调制电压标幺化，与三角载波比较形成PWM调制信号用来驱动各子模块中的IGBT。

Claims (3)

1.一种海上风电场无功优化补偿装置的控制方法，该方法适用于海上风电场无功优化补偿装置，所述海上风电场无功优化补偿装置包括双分裂变压器；所述双分裂变压器的两个低压绕组各与一变流设备连接；两个变流设备共用一直流电容；所述双分裂变压器每个低压绕组每相均引出有一中间抽头；每个低压绕组的三个中间抽头分别对应与变流设备的三相输入端连接；所述低压绕组通过滤波电感接对应的变流设备；对于任一个变流设备，当接入该变流设备的任意两个中间抽头的电流i_u1、i_v1满足下式时，该变流设备对应侧的双分裂变压器高压侧的三相绕组中不含有无功分量：

其中，

W_a1、W_b1分别表示双分裂变压器低压侧其中两相线圈匝数；W_A、W_B分别表示双分裂变压器高压侧单分支其中两相线圈匝数；i_sa1h、i_sb1h为海上升压站分裂变压器低压进线a、b相电流中的无功电流分量；y取值范围为0～1；其特征在于，该方法包括：检测海上风电场各风机并联所形成的集电线路组群电流i_sa1、i_sb1、i_sc1中的无功电流分量i_sa1h、i_sb1h、i_sc1h，将无功电流分量中的i_sa1h、i_sb1h进行矩阵运算，得到其中一个变流设备需输出的补偿理想电流分量

将补偿理想电流分量

进行d-q同步坐标变换后，采用三相前馈解耦的电流跟踪控制方法，控制所述变流设备输出理想补偿电流分量，在d轴电流上加入所述变流设备中间直流电容电压的稳压控制，保持中间直流电容电压的稳定。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：对于所述变流设备的任意一相，利用下式计算该相子模块的调制电压：

其中，u_dc为直流电容C两端的电压，u_u ^*为利用补偿理想三相前馈解耦电流跟踪算法得到的调制电压，u_uave ^*为调制电压分量，u_upj ^*为对u相上桥臂第j个子模块均压控制得到的叠加调制电压分量，

为对u相下桥臂第j个子模块均压控制得到的叠加调制电压分量。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，还包括：将电压调制信号u_uave ^*、u_upj ^*叠加在补偿理想电流跟踪算法输出的调制电压u_u ^*上，并引入前馈电压信号u_dc/2n，得到变流设备各相子模块总的电压调制信号，将所述总的电压调制信号标幺化后进行载波调制，驱动各相子模块的功率器件；n为变流设备各相上桥臂或下桥臂所含功率模块个数。

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