CN202872383U - 一种采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开一种采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器，该变流器通过功率给定单元、信号采集单元、虚拟磁链计算单元、功率解耦单元、坐标变换单元、均压控制单元以及触发脉冲生成单元对模块化多电平变流器中的功率器件进行控制。与采用电压定向双闭环控制的变流器相比，本实用新型的无需设计电流内环且动态响应快；与采用查询开关表直接功率控制的变流器相比，本实用新型无需网侧电压传感器，不仅动态响应快，开关频率恒定，而且具有更好的稳态特性。

Description

一种采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器

技术领域

本实用新型涉及海上风电的变流技术领域，尤其涉及一种采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器。

背景技术

海上风能等可再生能源的大规模并网已成为未来电力系统及智能电网应用的发展方向。基于电压源变流器的柔性直流输电(voltage sourceconverter-high voltage direct current transmission，VSC-HVDC)技术，应用于海上风电场远距离传输已成为当前研究热点之一。VSC-HVDC系统对电压源变流器的容量和电压等级提出了极高要求。模块化多电平变流器(modularmultilevel converter，MMC)具备级联式变流器的特点，容易实现较多电平数目和模块化设计，并能实现直流侧的背靠背连接，是一种适用于VSC-HVDC的多电平拓扑结构。

基于MMC结构的风电变流器目前主要有两种：一、采用基于VSCHVDC系统线性模型的电压定向双闭环控制（voltage oriented control，VOC)的变流器。二、采用基于VSC-HVDC系统非线性模型的查询开关表直接功率控制（Look-up-table direct power control，LUT-DPC）的变流器。

在目前公开的文献中所提出的采用电压定向双闭环控制的变流器主要是通过同步转速旋转坐标变换将三相交流电流转换，分解为同步旋转坐标系中的有功、无功功率电流分量，然后经过比例-积分（PI）调节器实施对有功、无功功率电流的独立控制，从而实现对MMC瞬时有功、无功功率的解耦控制。但是，该变流器存在以下不足：一、PI调节器设计参数过多，调整困难。采用工程整定法大都基于系统传递函数，但该类系统较为复杂，采用简化传递函数等效计算方式得到的PI参数大都偏差较大，需在现场依赖人工经验调整，系统性能无法得到保证。二、对系统参数有一定的依赖性，采用内环前馈结构要用到系统电感等参数，在实际系统中这些参数的准确性难以保证，有时偏差较大，且随着系统运行工况的不同，会有一定的变化，因此，往往造成按照标称系统参数设计的PI调节器的实际运行性能与期望性能存在偏差。三、轻型直流输电系统数学模型本身存在强耦合、非线性等特征，而PI调节器是按照系统稳态线性化模型设计的，因此，无法保证系统动态性能，调节效果不可能达到最优。

在目前公开的文献中所提出的采用查询开关表直接功率控制的变流器源于交流电机直接转矩控制的思想，并应用于采用MMC的柔性直流输电系统中。该变流器工作的基本原理是：在一个采样周期内根据瞬时有功、无功的误差以及电网位置信号，在事先确定的电压矢量开关表中选取合适的变流器输出电压矢量，使得输出功率能够快速、精确地跟踪其给定值。相对于VOC，LUT-DPC的优点主要是动态响应快，具有较高的鲁棒性。然而，其明显不足是变流器开关频率不稳定，稳态特性不如VOC，同时，还因使用了较多的传感器，造成系统成本增加和体积庞大，且由于实际应用中丢失传感器信号，以及受到噪声干扰，造成系统性能降低。

实用新型内容

针对上述技术问题，本实用新型的目的在于提供一种采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器，其通过虚拟磁链计算有功、无功功率，无需电网电压传感器，无需设计电流内环，不仅动态响应快，开关频率恒定，而且具有更好的稳态特性。

为达此目的，本实用新型采用以下技术方案：

一种采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器，包括：模块化多电平变流器(modular multilevel converter，MMC)、功率给定单元、信号采集单元、虚拟磁链计算单元、功率解耦单元、坐标变换单元、均压控制单元以及触发脉冲生成单元；

其中，所述模块化多电平变流器与信号采集单元、触发脉冲生成单元连接，所述信号采集单元与功率给定单元、虚拟磁链计算单元连接，所述触发脉冲生成单元与均压控制单元连接，所述功率给定单元与功率解耦单元连接，所述虚拟磁链计算单元与功率解耦单元、坐标变换单元连接，所述均压控制单元与触发脉冲生成单元、坐标变换单元连接，所述坐标变换单元与功率解耦单元连接。

特别地，所述模块化多电平变流器中的功率器件选用绝缘栅双极性晶体管。

特别地，所述模块化多电平变流器的直流侧采用电容稳压，其交流侧设置有电抗器。

特别地，所述信号采集单元包括霍尔电流传感器、霍尔电压传感器及信号调理电路。

特别地，所述功率给定单元、虚拟磁链计算单元、功率解耦单元、坐标变换单元及均压控制单均选用德州仪器（TI）公司的DSP28335。

特别地，所述触发脉冲生成单元选用瑞士莱姆(LEM)公司的现场可编程门阵(Field－Programmable Gate Array,FPGA)。

本实用新型通过虚拟磁链计算有功、无功功率,实现对模块化多电平变流器的直接功率控制，与采用电压定向双闭环控制的变流器相比，本实用新型的无需设计电流内环且动态响应快；与采用查询开关表直接功率控制的变流器相比，本实用新型无需网侧电压传感器，不仅动态响应快，开关频率恒定，而且具有更好的稳态特性。

附图说明

图1为本实用新型实施例提供的海上风电VSC-HVDC系统结构图；

图2a为本实用新型实施例提供的模块化多电平变流器拓扑结构图；

图2b为本实用新型实施例提供的变流器中子模块结构图；

图3a为本实用新型实施例提供的采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器结构图；

图3b为本实用新型实施例提供的功率解耦控单元原理图；

图4a为本实用新型实施例提供的VSC-HVDC系统有功功率和无功功率响应曲线；

图4b为本实用新型实施例提供的VSC-HVDC系统输出响应曲线；

图4c为本实用新型实施例提供的电力系统出现故障时的系统输出响应曲线。

具体实施方式

为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图和实施例对本实用新型作进一步说明。

请参照图1所示，图1为本实用新型实施例提供的海上风电VSC-HVDC系统结构图。图中，VSC1为风场侧变流器，VSC2为网侧变流器。C1、C2均为直流电容。T1为升压变压器，将风场出口电压升高至所需数值后送入风场侧变流器。T2为隔离变压器，网侧变流器通过该隔离变压器接入电网，发挥隔离和电压匹配的作用。其中，风场侧变流器和网侧变流器均为模块化多电平变流器，其中的功率器件采用基于绝缘栅双极性晶体管（IGBT）的MCC结构。传输功率P_DC的传输方向为由风场侧输送至网侧。需要说明的是，在所述变流器的交流侧还设置有进线电抗器，起到平波和直流侧电容电压泵升的作用。

如图2a所示，图2a为本实用新型实施例提供的模块化多电平变流器拓扑结构图。以网侧变流器VSC2为例。由虚拟磁链概念，可将网侧电源看做一个虚拟交流电机，如图中虚线框中的部分所示。其中，R₀为所述虚拟交流电机的定子电阻，L₀为所述虚拟交流电机的电感，i_a、i_b和i_c为网侧电流，u′_rb、u′_rb及u′_rc该变流器的交流侧电压，u_ra、u_rb及u_rc变流器的桥臂电压。模块化多电平变流器的子模块SMn（n为正整数）结构图,如图2b所示。

如图3a所示，图3a为本实用新型实施例提供的采用直接功率控制的模块化多电平变流器结构图。

本实施例中采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器包括：模块化多电平变流器301、功率给定单元302、信号采集单元303、虚拟磁链计算单元304、功率解耦单元305、坐标变换单元306、均压控制单元307以及触发脉冲生成单元308。

其中，所述模块化多电平变流器301与信号采集单元303、触发脉冲生成单元308连接，所述信号采集单元303与功率给定单元302、虚拟磁链计算单元304连接，所述触发脉冲生成单元308与均压控制单元307连接，所述功率给定单元302与功率解耦单元305连接，所述虚拟磁链计算单元304与功率解耦单元305、坐标变换单元306连接，所述均压控制单元307与触发脉冲生成单元308、坐标变换单元306连接，所述坐标变换单元306与功率解耦单元305连接。

本实施例中所述模块化多电平变流器301中的功率器件选用绝缘栅双极性晶体管（IGBT）。所述模块化多电平变流器301的直流侧采用电容C稳压，其交流侧设置有电抗器。所述信号采集单元303包括霍尔电流传感器、霍尔电压传感器及信号调理电路。所述信号调理电路采用运算放大器TL074构成的运算电路。所述功率给定单元302、虚拟磁链计算单元304、功率解耦单元305、坐标变换单元306及均压控制单均选用德州仪器（TI）公司的DSP28335，型号为XC5VLX330。所述触发脉冲生成单元308选用瑞士莱姆(LEM)公司的现场可编程门阵(Field－Programmable Gate Array,FPGA)。其中，所述运算放大器TL074为常用四运放集成电路。

以一台系统容量为40kVA，电压等级690V的基于模块化多电平变流器301的VSC-HVDC系统为例，该模块化多电平变流器301的每个桥臂设置四个子模块，风场侧变流器VSC1控制直流电压，网侧变流器VSC2控制有功功率。本实施例中采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器的具体工作过程如下：

步骤S101、根据VSC-HVDC系统结构，建立模块化多电平变流器301的数学模型。功率给定单元302通过PI调节器处理直流电压给定值

与模块化多电变流器的直流电压检测值V_dc的误差，获得有功电流给定值

并将该有功电流给定值

与直流电压检测值V_dc的乘积作为有功功率给定值p^*，其中，无功功率给定值q^*在单位功率因数运行时为零。

在该数学模型中，风场部分用同步发电机E等效，网侧采用理想电压源，风场侧变压器为升压变压器，将风场出口电压升高至所需数值后送入风场侧变流器。网侧变流器经隔离变压器接入电网，这一侧变压器的作用为隔离和电压匹配。风场侧变流器和网侧变流器的直流侧以长距离输电电缆连接，电缆模型采用π型等效电路模拟。风场侧变流器和网侧变流器交流侧三相电抗器采用三相电感模块模拟。模块化多电平变流器301的数学模型如公式（1）所示：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{eq}}\frac{\mathrm{dp}}{\mathrm{dt}}=u_{\mathrm{sd}}^2-u_{\mathrm{rd}}.u_{\mathrm{sd}}-\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{eq}}q\\ L_{\mathrm{eq}}\frac{\mathrm{dq}}{\mathrm{dt}}={u_{\mathrm{aq}}}^2+u_{\mathrm{rq}}.u_{\mathrm{sd}}+\mathrm{\ω}{L}_{\mathrm{eq}}p\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，有功功率实际值p＝u_sd·i_sd，无功功率实际值q＝-u_sd·i_sq，u_sd和u_sq、i_sd和i_sq、u_rq和u_rq分别表示d-q坐标系下网侧电压、网侧电流及该变流器的交流侧电压，L_eq表示模块化多电平变流器301的等效输入电感，它包括该变流器的交流侧电抗器的电感及其桥臂的电感。

步骤S102、虚拟磁链计算单元304将信号采集单元303获得的模块化多电平变流器301交流侧的三相交流电流信号I_u，v，w以及其各子模块的输出电压v_ju，v，w、开关函数S_ju，v，w通过虚拟磁链计算单元304进行处理，获得有功功率实际值p，q、无功功率实际值p，q以及磁链矢量的空间位置角γ_ψs。

所述虚拟磁链计算单元304的基本概念是由虚拟电机引出的，其基本思想是将电网等效为理想电压源，与变流器输入电抗合并，网侧电源可以看作一个虚拟的交流电机，认为网侧电压是由虚拟磁链感应产生。

虚拟磁链计算单元304具体工作过程如下：一、虚拟磁链计算单元304计算模块化多电平变流器301的桥臂电压u_ra、u_rb及’u_rc，其中，u_ra、u_rb及’u_rc的计算过程相同，以u_ra为例，计算过程如公式（2）所示：

$u_{\mathrm{ra}}=-{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^n{v}_{\mathrm{ju}}\·S_{\mathrm{ju}}+{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^{2n}{v}_{\mathrm{ju}}\·S_{\mathrm{ju}}---\left(2\right)$

其中，v_ju为所述变流器的输出电压，S_ju为对应开关函数。

二、虚拟磁链计算单元304通过如下公式（3）、（4）计算α-β坐标系下虚拟磁链矢量Ψ_sα、Ψ_sβ及其空间位置角γ_ψs；

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{s\α}}=\∫\left(\frac{1}{\sqrt{6}}(2\·u_{\mathrm{ra}}-u_{\mathrm{rb}}-u_{\mathrm{rc}})\right)\mathrm{dt}+L_{\mathrm{eq}}\·i_{\mathrm{La}}\\ {\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{s\β}}=\∫\left(\frac{1}{\sqrt{2}}(u_{\mathrm{rb}}-u_{\mathrm{rc}})\right)\mathrm{dt}+L_{\mathrm{eq}}\·i_{\mathrm{L\β}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{\sin \mathrm{\γ}}_{\mathrm{\ψs}}=\frac{{\mathrm{\Ψ\ψ}}_{\mathrm{s\β}}}{\sqrt{{{\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{s\α}}}^2+{{\mathrm{\Ψ\ψ}}_{\mathrm{s\β}}}^2}}\\ {\cos \mathrm{\γ}}_{\mathrm{\ψs}}=\frac{{\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{s\α}}}{\sqrt{{{\mathrm{\Ψ\ψ}}_{\mathrm{s\α}}}^2+{{\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{s\β}}}^2}}\end{array}\right.---\left(4\right)$

其中，i_La和i_Lβ为α-β坐标系下交流电流的合成矢量。

三、虚拟磁链计算单元304通过如下公式（5）、（6）计算模块化多电平变流器301有功功率实际值p，q和无功功率实际值p，q；其中，根据该变流器交流侧电压关系u_s＝u_r +u_L，即交流电网电压u_s＝u_r+u_L等于变流器桥臂电压u_s＝u_r+u_L与电抗器上电压u_s＝u_r+u_L之和，则可得电网磁链Ψ_r和该变流器的磁链Ψ_s的关系，如公式（5）所示；

Ψ_s＝L_eqi_L+Ψ_r                            （5） $\left\{\begin{array}{c}p=\mathrm{\ω}({\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{s\α}}{i}_{\mathrm{s\β}}-{\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{s\β}}{i}_{\mathrm{s\α}})\\ q=\mathrm{\ω}({\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{s\α}}{i}_{\mathrm{s\α}}-{\mathrm{\Ψ}}_{\mathrm{s\β}}{i}_{\mathrm{s\β}})\end{array},-,-,-,\left(6\right)\right.$

其中，i_L为交流电流的合成矢量，i_sα和i_sβ为α-β坐标系中的交流电流。

由公式(6)知，系统的功率反馈可以由虚拟磁链计算得到，同时由公式(3)可知，磁链计算过程中含有纯积分环节，其低通特性可提高系统抗干扰性能，但实际应用时积分初值难以确定，影响系统性能，可采用二阶环节2ω_c/(s+ωc)²代替，其幅相频率特性与纯积分环节相似，ω_c为系统角频率。由公式(4)可知坐标变换采用磁链定向从而省去了系统交流电压传感器。

步骤S103、功率解耦单元305将有功功率给定值p^*和无功功率给定值q^*，以及有功功率实际值p，q和无功功率实际值p，q通过前馈解耦获得直接功率控制器输出的两相旋转坐标系下的电压参考信号u_rd和u_rq。

图3b为本实用新型实施例提供的功率解耦单元原理图。由上述公式（1）可知d、q轴变量存在耦合，功率解耦单元305采用前馈解耦控制方法获得功率控制环结构。

步骤S104、坐标变换单元306将磁链矢量的空间位置角γ_ψs与电压参考信号u_rd和u_rq通过三相/两相旋转坐标变换处理，获得三相电压参考信号u′_ref、v′_ref及w′_ref。

步骤S105、均压控制单元307将三相电压参考信号u′_ref、v′_ref及w′_ref与MMC电容电压平均值控制量u_ave、v_ave及w_ave进行叠加处理，获得模块化多电平变流器301的三相电压控制信号u_ref、v_ref及w_ref。

均压控制单元307用于平衡模块化多电平变流器301的桥臂间电压，通过参考信号中叠加平衡分量的方法使各子模块电容电压跟踪其给定值。假定三相负载对称，只考虑环流影响，均压控制单元307通过如下公式（7）、（8）获得控制量

$u_{\mathrm{ave}}^{*}=K_{p2u}(i_{\mathrm{zu}}^{*}-i_{\mathrm{zu}})+K_{i2u}\∫(i_{\mathrm{zu}}^{*}-i_{\mathrm{zu}})\mathrm{dt}---\left(7\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{zu}}^{*}=K_{p1u}(V_{\mathrm{dc}}-{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^{2n}{v}_{\mathrm{ju}})+K_{i1u}\∫(V_{\mathrm{dc}}-{\mathrm{\Σ}}_{j=1}^{2n}{v}_{\mathrm{ju}})\mathrm{dt}\\ i_{\mathrm{zu}}=C_{\mathrm{arm}}\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{ave}}}{\mathrm{dt}}\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中，K_p1u、K_i1u、K_p2u、K_i2u分别为比例、积分放大倍数，i_zu、

为换流实际值与控制量，C_arm为变流器桥臂串联的等效电容，u_ave为所述电容电压的平均值。

步骤S106、触发脉冲生成单元308将三相电压控制信号u_ref、v_ref及w_ref与模块化多电平变流器301上下桥臂电流、其各子模块的电容电压i_nu，v，w、、i_pu，v，w、u_ju，v，w通过均压控制单元307处理，获得控制所述模块化多电平变流器301中功率器件的开关信号。

如图4a所示，图4a为本实用新型实施例提供的VSC-HVDC系统有功功率和无功功率响应曲线。

本实施例中无功功率给定为零，直流电容预充电至47kV(即1.35Uf，Uf为交流系统的线电压有效值)。VSC-HVDC系统启动后，设置网侧有功功率给定值，在t=1s时由0.65p.u阶跃变化至0.95p.u，验证系统动态响应性能。

如图4a所示，由于有功、无功数值差较大，采用标幺值输出（以相电压峰值28.6kV，系统容量20MVA对计算过程进行标幺化），图中P′、Q′由电压、电流测量值计算得到，P、Q是基于虚拟磁链算法利用公式(6)计算获得的，二者稳态值基本一致，表明本实用新型中针对模块化多电平变流器所设计的功率估计方法具有较高的精度。

如图4b所示，图4b为本实用新型实施例提供的VSC-HVDC系统输出响应曲线。其中，曲线Vdc1为本实用新型的直接功率控制算法系统输出直流电压，曲线Vdc2为双闭环矢量控制算法系统输出直流电压，启动阶段动态性能Vdc1明显优于Vdc2，在风场侧输出功率阶跃变化瞬间，直流电压仅有很小幅波动，两种算法控制性能相当，系统动态响应性能良好。

电力系统经常出现暂态过渡过程，如三相短路、对地短路等，要求柔性直流输电系统具有一定的抗干扰能力。设置t=1s时，网侧出现三相对地短路故障，0.12s后恢复正常，VSC-HVDC系统响应曲线如图4c所示，大约在故障恢复后0.6s跟踪给定。图4c中，曲线Vdc1为本实用新型的直接功率控制算法系统输出直流电压，曲线Vdc2为双闭环矢量控制算法系统输出直流电压，Vdc1的超调量小于Vdc2，暂态过程中本实用新型的性能优于双闭环矢量控制。

本实用新型的技术方案无需电网电压传感器，无需设计电流内环，不仅动态响应快，开关频率恒定，而且具有更好的稳态特性。

上述仅为本实用新型的较佳实施例及所运用技术原理，任何熟悉本技术领域的技术人员在本实用新型揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本实用新型的保护范围内。

Claims (6)

1.一种采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器，其特征在于，包括：模块化多电平变流器、功率给定单元、信号采集单元、虚拟磁链计算单元、功率解耦单元、坐标变换单元、均压控制单元以及触发脉冲生成单元；

其中，所述模块化多电平变流器与信号采集单元、触发脉冲生成单元连接，所述信号采集单元与功率给定单元、虚拟磁链计算单元连接，所述触发脉冲生成单元与均压控制单元连接，所述功率给定单元与功率解耦单元连接，所述虚拟磁链计算单元与功率解耦单元、坐标变换单元连接，所述均压控制单元与触发脉冲生成单元、坐标变换单元连接，所述坐标变换单元与功率解耦单元连接。

2.根据权利要求1所述的采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器，其特征在于，所述模块化多电平变流器中的功率器件选用绝缘栅双极性晶体管。

3.根据权利要求2所述的采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器，其特征在于，所述模块化多电平变流器的直流侧采用电容稳压，其交流侧设置有电抗器。

4.根据权利要求3所述的采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器，其特征在于，所述信号采集单元包括霍尔电流传感器、霍尔电压传感器及信号调理电路。

5.根据权利要求4所述的采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器，其特征在于，所述功率给定单元、虚拟磁链计算单元、功率解耦单元、坐标变换单元及均压控制单均选用德州仪器（TI）公司的DSP28335。

6.根据权利要求5所述的采用直接功率控制的模块化多电平风电变流器，其特征在于，所述触发脉冲生成单元选用瑞士莱姆(LEM)公司的现场可编程门阵(Field－Programmable Gate Array,FPGA)。

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