CN112713608A - 一种逆变器的准定频多阈值区间滞环控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种逆变器的准定频多阈值区间滞环控制方法，步骤S1：设定逆变器的电路模态；步骤S2：限定逆变器开关频率的最大值和最小值，设定采样频率fc、逆变器被控制量参考值Xr以及阈值ΔX1、ΔX2；步骤S3：设当前采样周期为第i个周期，每个采样周期电路模态切换时刻为Ti，相邻两个采样周期电路模态切换时刻间隔ΔTi固定为一个采样周期Tc；记录第i‑1周期逆变桥电路模态；获取逆变器在Ti时刻被控制量X的采样值；步骤S4：判断Xr在Ti时刻的极性，判断X在Ti时刻所处阈值区间，根据Xr正负半周的电路模态与阈值区间的对应规则，选择并切换逆变器电路模态；本发明可控的开关频率范围和更快的调节速度，能有效降低电路的开关频率、减少开关损耗并且使得逆变器的滤波参数便于设计。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别是一种逆变器的准定频多阈值区间滞环控制方法。
背景技术
逆变器是应用功率半导体器件将直流电变换成交流电的一种静止变流装置，被广泛应用于光伏并网、直流微网以及电动车等新能源领域。确保输出波形为稳定、高质量的正弦波是单相逆变器控制的首要目标。滞环电流控制是一种基于瞬时值反馈的控制方式,具有鲁棒性好、电流响应速度快、电路结构简单等优点,其运行机制如下:设置参考电流上下边界值,将输出电流反馈到给定端,当反馈输出电流大于参考电流上边界值,则产生一个控制信号,驱动相应的功率开关管,使输出电流减少。当输出电流小于电流下边界值,则产生一个控制信号,驱动相应的功率开关管,使输出电流增加。其余情况保持原开关状态。由于开关管开关点更迭取决于逆变器输出电流到达上下限的时间,且电感电流的变化率随时间变化,因而会导致其开关频率不固定,变化范围大,导致滤波器的尺寸过大和调节性能的恶化,使输出特性不理想。这是限制滞环控制应用的主要原因。因此，如何在保证控制效果的情况下实现开关频率范围的可控，减小后级滤波器设计难度，是逆变器滞环控制所面临的问题。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的是提供一种逆变器的准定频多阈值区间滞环控制方法，在保证较好的控制效果的基础上，限制了开关频率范围，给后级滤波器设计带来方便，且无需经过繁琐的计算来控制电路，节省了芯片资源。
本发明采用以下方案实现：一种逆变器的准定频多阈值区间滞环控制方法，包括以下步骤：
步骤S1：设定逆变器的正、负、零三种电路模态；
步骤S2：限定逆变器开关频率的最大值和最小值，设定采样频率fc、逆变器被控制量参考值Xr以及阈值ΔX1、ΔX2，其中ΔX2＞ΔX1≥0；在逆变器离网运行时，逆变器被控制量X为逆变器输出电压U0；在逆变器并网运行时，逆变器被控制量X为逆变器输出电流I0；
步骤S3：令当前采样周期为第i个周期，每个采样周期电路模态切换时刻为Ti，i＝1,2,3,...,n，n为整数；每个采样周期中，电路模态切换时刻Ti均处于该周期最初始的时刻，相邻两个采样周期电路模态切换时刻间隔ΔTi固定为一个采样周期Tc；记录第i-1周期逆变器电路模态；获取逆变器在Ti时刻被控制量X的采样值；
步骤S4：判断Xr在Ti时刻的极性，判断X在Ti时刻所处阈值区间，根据Xr正负半周的电路模态与阈值区间的对应规则，选择并切换逆变器电路模态；逆变器电路模态切换过程完成后跳转至步骤S3，进入第i+1个采样周期。
进一步地，所述逆变器能够选择电压型逆变器或电流型逆变器。
进一步地，所述步骤S1的具体内容为：
若逆变器为电压型逆变器，其逆变桥输出正电压的电路模态为正态；逆变桥输出负电压的电路模态为负态；逆变桥输出电压为零电压的电路模态为零态；
若逆变器为电流型逆变器，其逆变桥输出正电流的电路模态为正态；逆变桥输出负电流的电路模态为负态；逆变桥输出电流为零电流的电路模态为零态。
进一步地，步骤S2中所述限定逆变器开关频率的最大值和最小值的具体内容为：
限制开关频率最大值的计算方法：
对于任意逆变器，由于相邻两个采样周期电路模态切换时刻间隔ΔTi固定为一个采样周期Tc，因此在相邻两个采样周期开关管连续发生变化的情况下，开关周期会达到最小，即开关频率最大值fsmax＝fc/2；
限制开关频率最小值的计算方法：
当电压型逆变器通常采用L滤波器：电压型逆变器输入电压为Uin，交流侧电压峰值为Uop,交流侧电流峰值为Iop，交流侧频率为fg，滤波电感为Lf，逆变器离网时负载阻抗为RL；
①电压型并网逆变器最小开关频率计算方法：
将输出波形在零态由Ir+ΔI2变化至Ir-ΔI1，而后在正态由Ir-ΔI1变化至Ir+ΔI1的情况定义为开关频率的最小值；
电路模态为零态，输出电流io波形由Ir+ΔI2变化至Ir-ΔI1的时长Tdown为：
电路模态为正态，输出电流io波形由Ir-ΔI1变化至Ir+ΔI1的时长Tup为：
则开关频率的最小值fsmin为：
其中Tdown+Tup应取为Tc的整数倍。
②电压型离网逆变器最小开关频率计算方法：
将输出波形在零态由Ur+ΔU2变化至Ur-ΔU1，而后在正态由Ur-ΔU1变化至Ur+ΔU1的情况定义为开关频率的最小值；
电路模态为零态，输出电压uo波形由Ur+ΔU2变化至Ur-ΔU1的时长Tdown为：
电路模态为正态，输出电压uo波形由Ur-ΔU1变化至Ur+ΔU1的时长Tup为：
则开关频率的最小值fsmin为：
其中Tdown+Tup应取为Tc的整数倍。
当电流型逆变器通常采用CL滤波器：电流型逆变器输入电流为Iin，交流侧电压峰值为Uop,交流侧电流峰值为Iop，电网频率为fg，滤波电容电压为Ucf，滤波电感为Lf，滤波电容为Cf，离网时负载阻抗为RL。
①电流型并网逆变器最小开关频率计算方法：
将输出波形在零态由Ir+ΔI2变化至Ir-ΔI1，而后在正态由Ir-ΔI1变化至Ir+ΔI1的情况定义为开关频率的最小值。
电路模态为零态，输出波形由Ir+ΔI2变化至Ir-ΔI1的时长Tdown为：
电路模态为正态，输出波形由Ir-ΔI1变化至Ir+ΔI1的时长Tup为：
则开关频率的最小值fsmin为：
其中Tdown+Tup应取为Tc的整数倍。
②电流型离网逆变器最小开关频率计算方法：
将输出波形在零态由Ur+ΔU2变化至Ur-ΔU1，而后在正态由Ur-ΔU1变化至Ur+ΔU1的情况定义为开关频率的最小值。
电路模态为零态，波形由Ur+ΔU2变化至Ur-ΔU1的时长Tdown为：
电路模态为正态，波形由Ur-ΔU1变化至Ur+ΔU1的时长Tup为：
则开关频率的最小值fsmin为：
其中Tdown+Tup应取为Tc的整数倍。
进一步地，所述步骤S4的具体内容为：
判断Xr在Ti时刻的极性，判断X在Ti时刻所处阈值区间，用以选择逆变器电路模态；
若Xr极性为正时：
当X∈(Xr+ΔX2,+∞)，逆变器在Ti时刻模态切换为负态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
当X∈(Xr+ΔX1,Xr+ΔX2]，逆变器在Ti时刻模态切换为零态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
当X∈(Xr-ΔX1,Xr+ΔX1]，逆变器桥保持第i-1个周期电路模态，保持Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1个采样周期；
当X∈(-∞,Xr-ΔX1]，逆变器在Ti时刻模态切换为正态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
若Xr极性为负时：
当X∈(-∞,Xr-ΔX2)，逆变器在Ti时刻模态切换为正态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
当X∈[Xr-ΔX2,Xr-ΔX1)，逆变器在Ti时刻模态切换为零态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
当X∈[Xr-ΔX1,Xr+ΔX1)，逆变器在Ti时刻保持第i-1个周期电路模态，保持Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1个采样周期；
当X∈[Xr+ΔX1,+∞)，逆变器在Ti时刻模态切换为负态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
(1)本发明以被控量所处的阈值区间进行判断，引入多个模态，每Tc时刻采样一次，依据被控量偏离参考值的距离来选择接下来逆变桥的工作模态。
(2)在保证较好的控制效果的基础上，通过固定的采样频率和电路模态切换时间，限制了开关管的最大工作频率；通过建立阈值大小与不同电路模态下一个开关周期大小的关系，限制了开关管的最小工作频率。限制开关频率范围给后级滤波器设计带来方便，且无需经过繁琐的计算来控制电路，节省了芯片资源。
附图说明
图1为本发明实施例的方法控制流程图。
图2为本发明实施例的电压型逆变器输出波形及逆变桥交流侧端电压图。
图3为本发明实施例的电流型逆变器输出波形及逆变桥交流侧端电流图。
图4为本发明实施例的电压型逆变器电路原理图。
图5为本发明实施例的电流型逆变器电路原理图。
图6为本发明实施例的电压型逆变器的正态图。
图7为本发明实施例的电压型逆变器的负态图。
图8为本发明实施例的电压型逆变器输出电流正半周的零态图。
图9为本发明实施例的电压型逆变器输出电流负半周的零态图。
图10为本发明实施例的电流型逆变器的正态图。
图11为本发明实施例的电流型逆变器的负态图。
图12为本发明实施例的电流型逆变器的零态图。
具体实施方式
下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
如图1所示，本实施例提供一种逆变器的准定频多阈值区间滞环控制方法，包括以下步骤：
步骤S1：设定逆变器的正、负、零三种电路模态；
步骤S2：限定逆变器开关频率的最大值和最小值，设定采样频率fc、逆变器被控制量参考值Xr以及阈值ΔX1、ΔX2，其中ΔX2＞ΔX1≥0；在逆变器离网运行时，逆变器被控制量X为逆变器输出电压U0；在逆变器并网运行时，逆变器被控制量X为逆变器输出电流I0；其中，采样频率应远大于交流侧频率，通常取为10KHz以上。采样周期Tc＝1/fc；
步骤S3：令当前采样周期为第i个周期，每个采样周期电路模态切换时刻为Ti，i＝1,2,3,...,n，n为整数；每个采样周期中，电路模态切换时刻Ti均处于该周期最初始的时刻，相邻两个采样周期电路模态切换时刻间隔ΔTi固定为一个采样周期Tc；记录第i-1周期逆变器电路模态；获取逆变器在Ti时刻被控制量X的采样值；
步骤S4：判断Xr在Ti时刻的极性，判断X在Ti时刻所处阈值区间，根据Xr正负半周的电路模态与阈值区间的对应规则，选择并切换逆变器电路模态；逆变器电路模态切换过程完成后跳转至步骤S3，进入第i+1个采样周期。
在本实施例中，所述逆变器能够选择电压型逆变器或电流型逆变器。
在本实施例中，所述步骤S1的具体内容为：
上述逆变器均应存在三种电路模态，分别为正、负、零三种电路模态，以上三种电路模态中，每种模态所输出电压(电流)的极性相同，且每种模态至少存在一个电路模态与之对应。正态为电压型逆变器逆变桥输出正电压或电流型逆变器逆变桥输出正电流的电路模态；负态为电压型逆变器逆变桥输出负电压或电流型逆变器逆变桥输出负电流的电路模态；零态为电压型逆变器逆变桥不输出电压或电流型逆变器逆变桥不输出电流的电路模态。在选择阈值区间与电路模态对应关系时，有时不仅仅会选择一个阈值区间对应一个电路模态，也可以是一个阈值区间对应多个同种电路模态中的一个电路模态。
在本实施例中，步骤S2中所述限定逆变器开关频率的最大值和最小值的具体内容为：
所设定的阈值为与X、Xr相同物理量纲的固定数值ΔX1、ΔX2；ΔX1、ΔX2与Xr共同构成5个阈值区间：
①X∈(Xr+ΔX2,+∞),②X∈(Xr+ΔX1,Xr+ΔX2),③X∈(Xr-ΔX1,Xr+ΔX1),
④X∈(Xr-ΔX2,Xr-ΔX1),⑤X∈(-∞,Xr-ΔX2)。
限制开关频率最大值的计算方法：
对于任意逆变器，由于相邻两个采样周期电路模态切换时刻间隔ΔTi固定为一个采样周期Tc，因此在相邻两个采样周期开关管连续发生变化的情况下，开关周期会达到最小，即fsmax＝fc/2；
限制开关频率最小值的计算方法：
1.电压型逆变器通常采用L滤波器。Uin为电压型逆变器输入电压，交流侧电压峰值为Uop,交流侧电流峰值为Iop，交流侧频率为fg，滤波电感为Lf，逆变器离网时负载阻抗为RL。
①电压型逆变器并网运行最小开关频率计算方法：
本实施例将输出波形在零态由Ir+ΔI2变化至Ir-ΔI1，而后在正态由Ir-ΔI1变化至Ir+ΔI1的情况定义为开关频率的最小值。
电路模态为零态，输出电流io波形由Ir+ΔI2变化至Ir-ΔI1的时长Tdown为：
电路模态为正态，输出电流io波形由Ir-ΔI1变化至Ir+ΔI1的时长Tup为：
则开关频率的最小值fsmin为：
其中Tdown+Tup应取为Tc的整数倍。
②电压型逆变器离网运行最小开关频率计算方法：
本实施例将输出波形在零态由Ur+ΔU2变化至Ur-ΔU1，而后在正态由Ur-ΔU1变化至Ur+ΔU1的情况定义为开关频率的最小值。
电路模态为零态，输出电压uo波形由Ur+ΔU2变化至Ur-ΔU1的时长Tdown为：
电路模态为正态，输出电压uo波形由Ur-ΔU1变化至Ur+ΔU1的时长Tup为：
则开关频率的最小值fsmin为：
其中Tdown+Tup应取为Tc的整数倍。
2.电流型逆变器通常采用CL滤波器。电流型逆变器输入电流为Iin，交流侧电压峰值为Uop,交流侧电流峰值为Iop，电网频率为fg，滤波电容电压为Ucf，滤波电感为Lf，滤波电容为Cf，离网时负载阻抗为RL。
①电流型逆变器并网运行最小开关频率计算方法：
本实施例将输出波形在零态由Ir+ΔI2变化至Ir-ΔI1，而后在正态由Ir-ΔI1变化至Ir+ΔI1的情况定义为开关频率的最小值。
电路模态为零态，输出波形由Ir+ΔI2变化至Ir-ΔI1的时长Tdown为：
电路模态为正态，输出波形由Ir-ΔI1变化至Ir+ΔI1的时长Tup为：
则开关频率的最小值fsmin为：
其中Tdown+Tup应取为Tc的整数倍。
②电流型逆变器离网运行最小开关频率计算方法：
本实施例将输出波形在零态由Ur+ΔU2变化至Ur-ΔU1，而后在正态由Ur-ΔU1变化至Ur+ΔU1的情况定义为开关频率的最小值。
电路模态为零态，输出波形由Ur+ΔU2变化至Ur-ΔU1的时长Tdown为：
电路模态为正态，输出波形由Ur-ΔU1变化至Ur+ΔU1的时长Tup为：
则开关频率的最小值fsmin为：
其中Tdown+Tup应取为Tc的整数倍。
在本实施例中，所述步骤S4的具体内容为：
如附图2、附图3所示，两个图中分别为逆变器在离网和并网时输出波形与阈值区间以及电路模态的对应关系。其中，图2逆变器处于离网运行状态，被控制量X为uo；图3逆变器处于并网运行状态，被控制量X为io。控制过程中，判断Xr在Ti时刻的极性，判断X在Ti时刻所处阈值区间，用以选择逆变器电路模态；
若Xr极性为正时：
当X∈(Xr+ΔX2,+∞)，逆变器在Ti时刻模态切换为负态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
当X∈(Xr+ΔX1,Xr+ΔX2]，逆变器在Ti时刻模态切换为零态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
当X∈(Xr-ΔX1,Xr+ΔX1]，逆变器桥保持第i-1个周期电路模态，保持Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1个采样周期；
当X∈(-∞,Xr-ΔX1]，逆变器在Ti时刻模态切换为正态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
若Xr极性为负时：
当X∈(-∞,Xr-ΔX2)，逆变器在Ti时刻模态切换为正态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
当X∈[Xr-ΔX2,Xr-ΔX1)，逆变器在Ti时刻模态切换为零态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
当X∈[Xr-ΔX1,Xr+ΔX1)，逆变器在Ti时刻保持第i-1个周期电路模态，保持Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1个采样周期；
当X∈[Xr+ΔX1,+∞)，逆变器在Ti时刻模态切换为负态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期。
在本实施例中，这种滞环控制方法对应的控制要素是电路模态、阈值区间以及电路模态切换方向。所述阈值区间是与被控制量相同物理量纲的特定数值区间，所述阈值区间的个数为五个，所述阈值区间是作为电路模态切换的依据，所述单相逆变器应能提供正、负、零三种电路模态，其中每种电路模态中至少存在一个逆变器开关状态等效电路与之对应，所述准定频是能确定开关频率的变化范围，即能通过结合阈值区间和采样频率设计开关频率的最大值和最小值。
较佳的，本实施例中的具体示例如下：
实施例1：
如附图4所示，该逆变器为电压型离网逆变器，采用L滤波器进行滤波。逆变桥具有4个开关管，分别为S1、S2、S3、S4。如图6所示，当S1、S4开通，S2、S3关断，逆变桥输出电压为Ui，此电路模态被定义为正态；如图7所示，当S2、S3开通，S1、S4关断，逆变桥输出电压为-Ui，此电路模态被定义为负态；如图8、9所示，当S1开通、D2续流或S3开通、D4续流时，逆变桥输出电压为0，这两种电路模态均被定义为零态；下面采样频率为fc，开关频率为fs，输入电压为Ui，输出电压为uo，输出电流为io，逆变桥输出电压(滤波器输入电压)为uab，滤波电感为Lf，负载阻值为RL，阈值分别为ΔU1、ΔU2。
1)限定开关频率最大最小值
1、开关频率最大值：
2、开关频率最小值：
滤波器输入电压为uab，其输出侧连接交流负载。根据电路列写其微分方程可得：
uo＝RL·io (3)
由公式(2)、(3)计算可得，电路经过t时间，输出电压u0变化量ΔU为：
一个开关周期内，波形存在上升与下降两个阶段。下降阶段滤波器输入电压uab为0，输出波形由Ur+ΔU2变化至Ur-ΔU1，上升阶段滤波器输入电压uab为Uin，输出波形由Ur-ΔU1变化至Ur+ΔU1时，开关周期最大。
下降阶段电路状态为续流状态(零态)，所用时长可以近似为波形Ur+ΔU2平移至波形Ur-ΔU1所用的时间，则根据式(4)可得下降时长Tdown为：
上升阶段电路状态为uab等于Uin的电路状态(正态)，所用时长为波形Ur-ΔU1变化至波形Ur+ΔU1所用的时间，则根据式(4)可得上升时长Tup为：
最终可得最小开关频率fsmin：
需要注意的是，由于该控制方法采样周期固定，开关管动作的间隔时间为采样周期的整数倍，Tsmax应为Tsmax的整数倍，即
N为正整数。
2)设当前周期为第i个周期，每个采样周期电路模态切换时刻为Ti，i＝1,2,...,n。
记录i-1周期逆变桥电路模态；
获取逆变器在Ti时刻u0的采样值；
3)判断Ur在Ti时刻的极性；
判断采样值u0所处阈值区间；
1当Ur极性为正时：
若uo∈(Ur+ΔU2,+∞)，输出电压偏离参考值过大，为了迅速跟随参考值，逆变器模态切换为负态，保证输出电压具有较大的变化率。逆变器在保持该模态Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
若uo∈(Ur+ΔU1,Ur+ΔU2]，输出电压略大于Ur，为了降低输出电压，逆变器模态选择为零态，保持该模态Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
若uo∈(Ur-ΔU1,Ur+ΔU1]，输出电压误差在设计允许范围内，为了降低开关损耗，逆变器保持第i-1周期电路模态，持续Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
若uo∈(-∞,Ur-ΔU1]，输出电压小于参考值，逆变器模态切换为正态，保持该模态Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
2当Ur极性为负时；
若uo∈(-∞,Ur-ΔU2]，输出电压偏离参考值过大，为了迅速跟随参考值，逆变器模态切换为正态，保证输出电压具有较大的变化率。逆变器在保持该模态Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
若uo∈(Ur-ΔU2,Ur-ΔU1]，输出电压绝对值u0略大于参考值Ur。为了降低输出电压，逆变器模态选择为零态，保持该模态Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
若uo∈(Ur-ΔU1,Ur+ΔU1]，输出电压误差在设计允许范围内，为了降低开关损耗，逆变器保持第i-1周期电路模态，持续Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
若uo∈(Ur+ΔU1,+∞)，输出电压绝对值u0小于输出电压参考值绝对值Ur，逆变器模态切换为负态，保持该模态Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
实施例2：
如附图5所示，该逆变器为电流型并网逆变器，采用CL滤波器进行滤波。逆变桥具有4个桥臂，各均有一个开关管，分别为S1、S2、S3、S4，各开关管串联有一个二极管。如图10所示，当S1、S4开通，
S2、S3关断，逆变桥输出电流为Iin，此电路模态被定义为正态；如图11所示，当S2、S3开通，S1、S4关断，逆变桥输出电流为-Iin，此电路模态被定义为负态；如图12所示，开关管S1、S2导通时，逆变桥输出电流为0，此电路模态被定义为零态；该电流型逆变器输入电流为Iin，交流侧电压峰值为Uop,交流侧电流峰值为Iop，电网频率为fg，滤波电容电压为Ucf，滤波电感为Lf，滤波电容为Cf，阈值分别为ΔI1、ΔI2。
1)限定开关频率最大最小值
1、开关频率最大值：
2、开关频率最小值：
滤波器输入电流为im，其输出侧连接电网。根据电路列写其微分方程可得：
由公式(9)、(10)计算可得，电路经过t时间，输出电流i0变化量ΔI为：
一个开关周期内，波形存在上升与下降两个阶段。下降阶段滤波器输入电流im为0，输出波形由Ir+ΔI2变化至Ir-ΔI1，上升阶段滤波器输入电流im为Iin，输出波形由Ir-ΔI1变化至Ir+ΔI1时，开关周期最大。
下降阶段电路状态为续流状态(零态)，所用时常可以近似为波形Ir+ΔI2平移至波形Ir-ΔI1所用的时间，则根据式(11)可得下降时长Tdown为：
上升阶段电路状态为im等于Iin的电路状态(正态)，所用时常为波形Ir-ΔI1变化至波形Ir+ΔI1所用的时间，则根据式(11)可得上升时长Tup为：
最终可得最小开关频率fsmin：
需要注意的是，由于该控制方法采样周期固定，开关管动作的间隔时间为采样周期的整数倍，Tsmax应为Tsmax的整数倍，即
N为正整数。
2)当前周期为第i个周期，每个采样周期电路模态切换时刻为Ti，i＝1,2,...,n。
记录i-1周期逆变桥电路模态；
获取逆变器在Ti时刻被控制量i0的采样值；
3)判断输出电流参考值Ir在Ti时刻的极性；
判断被控制量采样值i0在Ti时刻所处阈值区间；
阈值区间以及电路模态切换方向如附图3所示：
1当Ir极性为正时：
若io∈(Ir+ΔI2,+∞)，逆变器输出电流偏离参考值过大，为了迅速跟随参考值，逆变器模态切换为负态，保证输出电流具有较大的变化率。逆变器在保持该模态Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
若io∈(Ir+ΔI1,Ir+ΔI2],逆变器输出电流i0略大于输出电流参考值Ir。为了降低输出电流，逆变器模态选择为零态，保持该模态Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
若io∈(Ir-ΔI1,Ir+ΔI1]，逆变器输出电流误差在设计允许范围内，为了降低开关损耗，逆变器保持i-1周期电路模态不变，保持Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
若io∈(-∞,Ir-ΔI1]，逆变器模态切换为正态，保持该模态Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
2当Ir极性为负时：
若io∈(-∞,Ir-ΔI2]，输出电流偏离参考值过大，为了迅速跟随参考值，逆变器模态切换为正态，保证输出电流具有较大的变化率。逆变桥在保持该模态Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
若io∈(Ir-ΔI2,Ir-ΔI1]，输出电流绝对值|i0|略大于参考值|Ir|为了降低输出电流，逆变器模态选择为零态，保持该模态Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
若io∈(Ir-ΔI1,Ir+ΔI1]，输出电流误差在设计允许范围内，为了降低开关损耗，逆变器保持第i-1周期电路模态，持续Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
若io∈(Ir+ΔI1,+∞)，输出电流绝对值|i0|小于参考值|Ir|，逆变器模态切换为负态，保持该模态Tc时间后，跳转至第2)步，进入第i+1采样周期；
上述方案实现了限定开关工作频率多阈值滞环控制，控制了开关频率，降低了后级滤波器设计的难度，并且无需繁杂的计算，降低了芯片资源的占用。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。
Claims (5)
1.一种逆变器的准定频多阈值区间滞环控制方法，其特征在于：包括以下步骤：
步骤S1：设定逆变器的正、负、零三种电路模态；
步骤S2：限定逆变器开关频率的最大值和最小值，设定采样频率fc、逆变器被控制量参考值Xr以及阈值ΔX1、ΔX2，其中ΔX2＞ΔX1≥0；在逆变器离网运行时，逆变器被控制量X为逆变器输出电压U0；在逆变器并网运行时，逆变器被控制量X为逆变器输出电流I0；
步骤S3：令当前采样周期为第i个周期，每个采样周期电路模态切换时刻为Ti，i＝1,2,3,...,n，n为整数；每个采样周期中，电路模态切换时刻Ti均处于该周期最初始的时刻，相邻两个采样周期电路模态切换时刻间隔ΔTi固定为一个采样周期Tc；记录第i-1周期逆变器电路模态；获取逆变器在Ti时刻被控制量X的采样值；
步骤S4：判断Xr在Ti时刻的极性，判断X在Ti时刻所处阈值区间，根据Xr正负半周的电路模态与阈值区间的对应规则，选择并切换逆变器电路模态；逆变器电路模态切换过程完成后跳转至步骤S3，进入第i+1个采样周期。
2.根据权利要求1所述的一种逆变器的准定频多阈值区间滞环控制方法，其特征在于：所述逆变器能够选择电压型逆变器或电流型逆变器。
3.根据权利要求1所述的一种逆变器的准定频多阈值区间滞环控制方法，其特征在于：所述步骤S1的具体内容为：
若逆变器为电压型逆变器，其逆变桥输出正电压的电路模态为正态；逆变桥输出负电压的电路模态为负态；逆变桥输出电压为零电压的电路模态为零态；
若逆变器为电流型逆变器，其逆变桥输出正电流的电路模态为正态；逆变桥输出负电流的电路模态为负态；逆变桥输出电流为零电流的电路模态为零态。
4.根据权利要求1所述的一种逆变器的准定频多阈值区间滞环控制方法，其特征在于：步骤S2中所述限定逆变器开关频率的最大值和最小值的具体内容为：
限制开关频率最大值的计算方法：
对于任意逆变器，由于相邻两个采样周期电路模态切换时刻间隔ΔTi固定为一个采样周期Tc，因此在相邻两个采样周期开关管连续发生变化的情况下，开关周期会达到最小，即开关频率最大值fsmax＝fc/2；
限制开关频率最小值的计算方法：
当电压型逆变器通常采用L滤波器：电压型逆变器输入电压为Uin，交流侧电压峰值为Uop,交流侧电流峰值为Iop，交流侧频率为fg，滤波电感为Lf，逆变器离网时负载阻抗为RL；
①电压型并网逆变器最小开关频率计算方法：
将输出波形在零态由Ir+ΔI2变化至Ir-ΔI1，而后在正态由Ir-ΔI1变化至Ir+ΔI1的情况定义为开关频率的最小值；
电路模态为零态，输出电流io波形由Ir+ΔI2变化至Ir-ΔI1的时长Tdown为：
电路模态为正态，输出电流io波形由Ir-ΔI1变化至Ir+ΔI1的时长Tup为：
则开关频率的最小值fsmin为：
其中Tdown+Tup应取为Tc的整数倍；
②电压型离网逆变器最小开关频率计算方法：
将输出波形在零态由Ur+ΔU2变化至Ur-ΔU1，而后在正态由Ur-ΔU1变化至Ur+ΔU1的情况定义为开关频率的最小值；
电路模态为零态，输出电压uo波形由Ur+ΔU2变化至Ur-ΔU1的时长Tdown为：
电路模态为正态，输出电压uo波形由Ur-ΔU1变化至Ur+ΔU1的时长Tup为：
则开关频率的最小值fsmin为：
其中Tdown+Tup应取为Tc的整数倍；
当电流型逆变器通常采用CL滤波器：电流型逆变器输入电流为Iin，交流侧电压峰值为Uop,交流侧电流峰值为Iop，电网频率为fg，滤波电容电压为Ucf，滤波电感为Lf，滤波电容为Cf，离网时负载阻抗为RL；
①电流型并网逆变器最小开关频率计算方法：
将输出波形在零态由Ir+ΔI2变化至Ir-ΔI1，而后在正态由Ir-ΔI1变化至Ir+ΔI1的情况定义为开关频率的最小值；
电路模态为零态，输出波形由Ir+ΔI2变化至Ir-ΔI1的时长Tdown为：
电路模态为正态，输出波形由Ir-ΔI1变化至Ir+ΔI1的时长Tup为：
则开关频率的最小值fsmin为：
其中Tdown+Tup应取为Tc的整数倍；
②电流型离网逆变器最小开关频率计算方法：
将输出波形在零态由Ur+ΔU2变化至Ur-ΔU1，而后在正态由Ur-ΔU1变化至Ur+ΔU1的情况定义为开关频率的最小值；
电路模态为零态，波形由Ur+ΔU2变化至Ur-ΔU1的时长Tdown为：
电路模态为正态，波形由Ur-ΔU1变化至Ur+ΔU1的时长Tup为：
则开关频率的最小值fsmin为：
其中Tdown+Tup应取为Tc的整数倍。
5.根据权利要求1所述的一种逆变器的准定频多阈值区间滞环控制方法，其特征在于：所述步骤S4的具体内容为：
判断Xr在Ti时刻的极性，判断X在Ti时刻所处阈值区间，用以选择逆变器电路模态；
若Xr极性为正时：
当X∈(Xr+ΔX2,+∞)，逆变器在Ti时刻模态切换为负态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
当X∈(Xr+ΔX1,Xr+ΔX2]，逆变器在Ti时刻模态切换为零态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
当X∈(Xr-ΔX1,Xr+ΔX1]，逆变器桥保持第i-1个周期电路模态，保持Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1个采样周期；
当X∈(-∞,Xr-ΔX1]，逆变器在Ti时刻模态切换为正态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
若Xr极性为负时：
当X∈(-∞,Xr-ΔX2)，逆变器在Ti时刻模态切换为正态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
当X∈[Xr-ΔX2,Xr-ΔX1)，逆变器在Ti时刻模态切换为零态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期；
当X∈[Xr-ΔX1,Xr+ΔX1)，逆变器在Ti时刻保持第i-1个周期电路模态，保持Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1个采样周期；
当X∈[Xr+ΔX1,+∞)，逆变器在Ti时刻模态切换为负态中任意一个电路模态，保持该模态Tc时间后，跳转至步骤S3，进入第i+1采样周期。
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| 岳舟: "双降压式光伏逆变器的电流滞环控制", 《科技导报》 * |
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