CN112689956A - 横向体声波滤波器 - Google Patents

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Abstract

公开了声波滤波器装置。该装置包括压电层、位于压电层的顶表面上并且彼此物理分开的输入电极(850)和输出电极(870)、以及具有连接到压电层的底表面的顶表面的反电极。输入和输出电极(850、870)各自包括基底(802、804)和从基底延伸的至少一个延伸部(806、808)。输入电极(850)的至少一个延伸部(806)与输出电极(870)的至少一个延伸部(808)的相邻延伸部并排延伸，并在大致相反的方向上延伸，并且与输出电极(870)的至少一个延伸部(808)的相邻延伸部分开了间隙宽度(810)。在一些实施例中，输入或输出电极的至少一个延伸部(806、808)具有可以从至少一个延伸部的第一端到第二端改变的宽度。

Description

横向体声波滤波器
技术领域
本说明书涉及一种薄膜射频声波滤波器。
技术背景
基于微声和薄膜技术的射频(“RF”)部件诸如谐振器和滤波器被广泛用于无线电应用，诸如：移动电话、无线网络、卫星定位等。它们优于其集总元件、陶瓷和电磁对等件的优点包括小尺寸和大批量生产的能力。
发明内容
本说明书描述了针对横向体声波(“LBAW”)滤波器的技术。在本公开中，LBAW滤波器包括由夹在两对电极之间的压电层形成的输入和输出谐振器。LBAW滤波器由夹在两反电极之间的压电层形成。每对中的一个电极位于压电层的顶表面上，并形成LBAW的输入或输出。输入电极和输出电极由间隙分开。每对还具有位于压电层的底表面上的反电极。通过跨压电层在输入谐振器上施加交流电压，在输入电极下方的压电层中形成机械谐振。压电层厚度和电极之间的间隙可以被设计成使得该机械谐振跨过间隙耦合到输出谐振器。发生这种耦合的频率范围确定了LBAW滤波器可达成的带宽(或通带宽度)。
一般而言，在本说明书中描述的主题的一个创新方面可以体现在声波滤波器装置中，该声波滤波器装置包括：压电层、位于压电层的顶表面上且彼此物理分开的输入电极和输出电极、以及具有连接到压电层的底表面的顶表面的反电极。输入和输出电极各自包括基底和从基底延伸的至少一个延伸部。输入电极的至少一个延伸部与输出电极的至少一个延伸部的相邻延伸部并排延伸，并在大致相反的方向上延伸，并且与输出电极的至少一个延伸部的相邻延伸部间隔了间隙宽度。压电层的厚度以及输入和输出电极的相邻延伸部之间的间隙宽度使得在输入电极和反电极之间施加射频电压将在压电层中创建对称和反对称的声厚度-延伸谐振模式。输入或输出电极的至少一个延伸部具有从至少一个延伸部的第一端到第二端变化的宽度。
前述和其他实施例可各自可选地以单独或组合形式包括以下特征中的一个或多个。
延伸部的第一端可以在对应电极的基底的近端，而延伸部的第二端可以在对应电极的基底的远端。输入或输出电极中的一个的至少一个延伸部可以具有从至少一个延伸部的第一端到第二端减小的宽度。在一些示例中，输入或输出电极中的另一个的至少一个延伸部具有从至少一个延伸部的第一端到第二端增大的宽度。输入电极的至少一个延伸部可以从输入电极的至少一个延伸部的第一端到第二端在宽度上增大，并且输出电极的至少一个延伸部可以从输出电极的至少一个延伸部的第一端到第二端减小。输入或输出电极之一的至少一个延伸部可以具有从至少一个延伸部的第一端到第二端增大的宽度。
在一些实施例中，延伸部之间的间隙宽度是恒定的。在一些实施例中，输入或输出电极的至少一个延伸部的宽度从至少一个延伸部的第一端到第二端连续地改变。
在一些实施例中，输入和输出电极均具有叉指形延伸部的梳状结构。在一些示例中，输入和输出电极具有至少10个延伸部。
声波滤波器可以进一步包括与反电极的底表面接触的布拉格反射器。
在一些实施方式中，压电层的厚度为至少0.5μm。每个延伸部的宽度可以从至少一个延伸部的第一端到第二端增大20％至250％。从第一端到第二端，每个延伸部的宽度可以增大了25％至100％。在一些实施例中，从第一端到第二端，每个延伸部的宽度从4μm增大到5μm。
声波滤波器可以是横向耦合的体声波滤波器。
在本说明书中描述的主题的一个创新方面可以体现在声波滤波器装置中，该声波滤波器装置包括：压电层、位于压电层的顶表面上并且彼此物理上分开的输入电极和输出电极、以及具有与压电层的底表面连接的顶表面的反电极。输入和输出电极各自包括基底和从基底延伸的至少一个延伸部。输入电极的至少一个延伸部与输出电极的至少一个延伸部的相邻延伸部并排延伸，并在大致相反的方向上延伸，并且与输出电极的至少一个延伸部的相邻延伸部间分开了间隙宽度。压电层的厚度以及输入和输出电极的相邻延伸之间的间隙宽度使得在输入电极和反电极之间施加射频电压将在压电层中创建对称和反对称的声厚度-延伸谐振模式。输入和输出电极的相邻延伸部之间的间隙宽度在输入电极的基底和输出电极的基底之间改变。
前述和其他实施例可以单独地或组合地各自任选地包括一个或多个以下特征。
在一些实施例中，输入和输出电极的相邻延伸部之间的间隙宽度在输入电极的基底和输出电极的基底之间增大。在一些示例中，输入电极和输出电极的相邻延伸部之间的间隙宽度从2μm增大到3μm。
在一些实施例中，输入电极和输出电极的相邻延伸部之间的间隙宽度在输入电极的基底和输出电极的基底之间减小。
输入和输出电极各自可以具有梳状结构，该梳状结构具有叉指形的延伸部。
本说明书中描述的主题可以在特定实施例中实现，以便实现以下优点中的一个或多个。本文描述的LBAW滤波器可以更简单地制作，因为与两个垂直堆叠的体声波(BAW)耦合的谐振滤波器相比，它们仅使用单个压电层。与表面声波(SAW)滤波器一样，LBAW滤波器还可以在较高的频率下操作，因为它们的操作更多地是由压电层厚度而不是由IDT电极尺寸确定的。在一些实施例中，LBAW滤波器还可达成比BAW滤波器更宽的带宽。与BAW中使用的多个(接近10个)光刻步骤相比，LBAW滤波器可以作为具有单个光刻构图步骤的滤波器执行，并且可以在SAW中不需要反射器的情况下操作，并且因此尺寸更小。
在一些实施例中，可以将LBAW滤波器设计为抑制边带。在一些实施例中，可以将LBAW滤波器设计为减小通带中的波纹。
本说明书的主题的一个或多个实施例的细节在附图和以下描述中给出。根据说明书、附图和权利要求书，本主题的其他特征、方面和优点将变得显而易见。
附图说明
图1A是固定安装的LBAW滤波器的示意性透视图。
图1B是自支撑的LBAW滤波器的示意性透视图。
图1C是IDT电极结构的示意性平面图。
图2A-2B是LBAW压电层中的两种类型的传播板波模式的示意图。
图3是示例性LBAW的频散曲线。
图4A是LBAW中的两种谐振模式的示意图。
图4B是随频率变化的LBAW的说明性传输响应。
图5是随频率变化的LBAW的实验传输曲线。
图6是在多个电极延伸部下面形成的不同声学模式的示意图。
图7是示例性LBAW的插入损耗对频率的实验图。
图8A是具有锥形延伸部的扇形LBAW电极的截面的示意性顶视图。
图8B是具有锥形延伸部的扇形LBAW电极的示意性顶视图。
图9A是具有锥形间隙宽度的扇形LBAW电极的截面的示意性顶视图。
图9B是具有锥形间隙宽度的扇形LBAW电极的示意性顶视图。
图10A是具有恒定宽度和间隔的电极延伸部的两个LBAW滤波器的插入损耗对频率的绘图。
图10B是图10A中的滤波器的组合的插入损耗对频率的绘图。
图11是比较具有恒定宽度和间距的电极延伸部的LBAW与具有锥形延伸部的扇形电极的LBAW的性能的插入损耗对频率的绘图。
图12是比较具有恒定宽度和间距的电极延伸部的LBAW滤波器的性能与具有扇形电极的LBAW的间距插入损耗对频率的绘图。
在各种附图中相同的附图标记和名称指示相同的元件。
具体实施方式
图1A、图1C示出了具有输入电极150和输出电极170的LBAW滤波器(或谐振器)100的示例，该输入电极和输出电极具有叉指式几何形状(也称为“叉指换能器”或“IDT”LBAW)。LBAW滤波器100包括具有厚度d的压电(“piezo”)层110，位于压电层的顶表面上的IDT电极结构102，以及位于压电层的底表面上的底部反电极120。IDT电极结构(“IDT”)102包括两个梳状电极150和170，其由例如金属或多晶硅的导电材料制成。IDT电极150和170分别具有平行的延伸部150a和170a，它们提供“梳子”的“尖齿”或“牙齿”或“指状物”。电极150和反电极120与压电层110形成输入谐振器。电极170和反电极120与压电层110形成输出谐振器。
通过在输入端口160处跨IDT电极150和底部反电极120施加振荡(或交变)输入电压，在压电层110中创建声振动。所施加的电压经由压电效应被转换为机械(例如，声)振动。在谐振条件下(例如，在如下面进一步详细描述的某些声谐振模式的情况下)，该振动可以在输入电极150下创建驻波，并且在间隙区域190中创建消散波(具有以指数方式衰减的振幅)。在对振动频率和间隙宽度G进行适当选择的情况下，驻波可以跨从电极150下方的压电区域到电极170下方的压电区域的间隙190由消散波机械地耦合，并在电极170下方的压电层110中创建类似的驻波。经由反向压电效应，电极170下方的驻波在输出端口180处产生具有相同频率的输出信号电压。在具有强压电耦合的机械谐振中发生该耦合的频率范围形成LBAW滤波器100的通带(或带宽)。在一些示例中，该频率范围在1.8GHz与1.95GHz之间。如下面进一步讨论的，可以调谐LBAW 100的各种层的厚度和几何形状以及间距，以改变滤波器的RF响应和通带。
反射结构130可以用于将压电层110中的振动与底层衬底140隔离并且防止声泄漏。反射结构可以是薄层的堆叠，例如由交替的高声阻抗和低声阻抗(“Zac”)材料层组成的布拉格反射器。这些层的厚度可以被设计成使得LBAW滤波器的通带处以及其附近的频率被反射回压电层110中，并且所有其他频率都通过反射镜。
在一些实施例中，LBAW 100不直接置于衬底140上面(如图1A所示)，而是自支撑的，如图1B中所示。在这种布置中，衬底140和反射镜130被气间隙代替，其中横向延伸超过其中制作了LBAW 100的区域的压电部分由衬底140支撑。
在一些实施例中，如图1C中所示，延伸部150a和170a是矩形的，并且具有宽度W、长度L、并且由间隙宽度G分开。每个电极150和170分别具有一个或多个延伸部150a和170a。电极延伸部的总数目被指定为K。
虽然图1C示出了具有相同几何形状和间距G的平行延伸部150a/170a的矩形叉指式电极150/170，也可以设想其他电极几何形状。设计考虑包括电极之间的间隙、电极的长度和数目(如果有)以及电极延伸部的形状。该间隙可用于控制输入电极与输出电极之间的耦合。较长的电极也增加耦合。延伸部数目K可用于控制带宽和/或增加耦合，同时节省电极占用的面积。在一些实施例中，电极由具有两个或更多个延伸部(例如，K≥2)的矩形条组成。例如，每个延伸部可以是矩形条。在一些实施例中，电极是具有公共轴线的同心圆或螺旋。
压电层110可以由各种压电材料形成。示例性材料包括ZnO、AlN、CdS、PZT、LiNbO3、LiTaO3、石英、KNN、BST、GaN、Sc合金化的AlN或前面提及的材料与额外元素的掺杂或合金化。可以使用掺杂来改善或调整压电层110的机电属性。如下文进一步详述，选择压电层厚度d，以使得在压电层中产生在LBAW滤波器的期望带宽的频率附近的厚度延伸模式。在一些实施例中，压电层厚度d是λz的20％至50％，或λz的30％至45％，其中λz是压电振动在厚度方向上的波长。在一些实施方案中，d为1500nm至2500nm，或1800nm至2200nm。
薄膜IDT 102可以由各种材料组成。在一些实施例中，IDT电极150和170为金属。例如，电极材料可以包括Al、Mo、Pt、Cu、Au、Ag、Ti、W、Ir、Ru或金属和/或掺杂有例如AlSi、AlSiCu、多晶硅等的的额外材料的金属的多层。掺杂可用于改善或调整IDT的电气属性或机械属性。
虽然图1A示出了单个公共反电极120，但是滤波器100可以包括用于输入谐振器和输出谐振器的单独电极。各种材料适合于反电极(例如，电极120)。例如，电极可以包括金属，诸如Al、Mo、Pt、Cu、Au、Ag、Ti、W、Ir、Ru或金属和/或掺杂有例如AlSi、AlSiCu等的额外材料的金属的多层。掺杂可用于改善或调整IDT的电气属性或机械属性。例如，电极可为Ti+Mo、Ti+W、AlN+Mo或Al+W。电极可以是多层的。电极可以具有沉积在电极下方的特殊薄种晶层。
反射结构130可以由不同材料的交替层组成。例如，反射结构130可以包括钨：(W)、SiO2、硅(Si)和碳(C)中的两种的交替层。例如，高声阻抗的层包括W、Mo、Ir、Al2O3、金刚石、Pt、AlN、Si3N4。低声阻抗层可以包括SiO2、玻璃、Al、Ti、C、聚合物或多孔材料。Si层提供中间声阻抗。各种材料适合于衬底140，诸如Si或SiO2或玻璃、蓝宝石、石英。衬底140材料可以具有高电阻率。衬底的厚度可以适合于RF应用，诸如集成到移动电话平台中。例如，衬底可具有小于500微米或小于200微米的厚度。例如，可以以675μm的厚度购买Si晶片，并使其变薄以达成期望的装置厚度，例如用于移动平台。
LBAW 100的声响应建模可以为如何调谐结构中个别元件的设计参数以达成期望的带通属性提供指导。例如，可以将LBAW 100设计成在特定频率下具有谐振模式。一般而言，可以选择各种LBAW 100部件的几何形状以达成各种声属性。LBAW 100的属性可能取决于可能彼此不独立这些几何形状的组合。
在压电层110中，可能在输入电压的不同激励频率f下(例如，在端口160处)出现不同的体声振动模式。压电层110中的声振动可以作为兰姆波(或板波)横向传播，其中粒子运动位于包含波传播方向和板法线(例如，图1A中的z轴线)的平面中。图2A至图2B中示出了两种此类模式。参看图2A，厚度延伸(TE或纵向)体模式200具有垂直于传播方向(在z方向上)的粒子位移210。参看图2B，二阶厚度剪切(TS2)体模式220具有平行于传播方向(在y方向上)的粒子位移230。对于这两种模式，在厚度方向上可能出现谐振的最低频率是当压电层110的厚度d等于整数目半波长λz时(不考虑电极150/170的厚度)；换句话说，当
Figure BDA0002963628500000081
时，其中N是指示谐振阶数的整数。对于TE1模式，
Figure BDA0002963628500000082
如下面进一步讨论的，可以设计电极的宽度W和电极之间的间隙G，以使得形成具有一定横向波长λ||的TE1模式驻波，该驻波可以跨间隙G通过其消散尾部耦合，以创建两个机械谐振模式。
可以用频散曲线来描述LBAW谐振器100的声属性。参看图3，LBAW 100的示例频散曲线示出了振动的随频率f而变化的横向波数k||，其中
Figure BDA0002963628500000091
附图中表示了一阶纵向(厚度延伸，TE1)振动模式和二阶厚度剪切(TS2)模式，在该一阶纵向振动模式中，组合的压电层厚度d和电极150或170的厚度包含体振动波长的大约一半，即λz/2，在该二阶厚度剪切模式中，体振动垂直于厚度方向(图2B中的z轴线)并且组合的压电层厚度d和电极150或170的厚度中包含大约一个声波长λz。TE1模式是每个频散曲线的较暗部分，而TS2模式是每个频散曲线的较亮区域。顶部曲线(“无电极”)代表间隙190下压电层的频散属性。底部曲线(“电极”)代表电极150/170下压电层的频散属性，也称为活动区域。更具体地，在“电极”曲线与k＝0相交的情况下，TE1模式具有电极150或170和压电层的组合厚度中包含的大约λz/2。这是近似的，因为波可以延伸到布拉格反射器中。“无电极”曲线与k＝0线的相交示出了仅底部电极和压电层的组合厚度中包含大约λz/2的模式。TE1模式具有增加的频率f的增加的k||的这种类型的频散称为类型1。电极区域与无电极区域之间相交的k||＝0频率之差决定了滤波器的可达成带宽的硬性极限。间隙宽度G、电极宽度W和延伸部数目K可用于在由频散差确定的极限内改变耦合强度。
在一些实施例中，LBAW 100可以被设计成产生类型1频散。例如，可以选择其中可能发生类型1频散的压电层110材料。例如，可以使用ZnO。在另一示例中，声布拉格反射器130的适当设计可以帮助达成类型1频散。例如，将氮化铝(“AlN”)用于压电层110通常可以产生类型2频散，其中TE1模式表现为初始具有随增加的频率f不断减小的k||的非单调，并且然后具有随增加的频率f不断增加的k||(大致类似于图3中的频散曲线中所述，但TE1和TS2互换)。然而，在一些实施例中，利用反射结构130(例如，声布拉格反射器)的适当设计，LBAW100可以在压电层100中使用AlN并且仍然达成类型1频散。参见例如Fattinger等人的“Optimization of acoustic dispersion for high performance thin film BAWresonators(高性能薄膜BAW谐振器的声频散优化)”，Proc.IEEE InternationalUltrasonics Symposium，2005，pp.1175-1178。
在图3中，k||的正值表示实波数目(传播波)，而负k||值对应于虚波数(消散波)。为了使谐振出现，必须将声能捕获在LBAW谐振器结构内部。在厚度(z轴线)方向上，与衬底的隔离(使用反射结构130)可以用于能量捕获。在横向方向上，当在电极区域外部(例如，在“无电极”曲线上)形成消散波时，可能发生能量捕获。为了取得LBAW的两个谐振器(例如，电极150/170和120)之间的谐振耦合，TE1模式的驻波形成在压电层的活动区域中(在电极下方)，而消散波形成在“无电极”区域中。换句话说，k||对于TE1“电极”曲线为正，而对于TE1“无电极”曲线为负。根据图3，这发生在标记的“捕获范围”频率范围内。能量捕获在类型1频散中更容易实现。不希望被理论所束缚，在将单调增加的频散曲线作为图3中的厚TE1线的情况下，对于“电极”，在捕获范围内的单个频率下，存在单个虚波数目可用，或者在捕获范围以上存在单个实波数目。前者意味着TE1不在电极外部传播，而后者意味着TE1可以耦合至电极外部的传播波，并且因此“泄漏”。类型2频散可以用类似的曲线描述，但TE1曲线和TS2曲线互换。类型2中的曲线是非单调的事实意味着在给定的频率下可能有几个实波数目。频率具有几个波数目意味着在电极外部有传播波可用，这可能致使“泄漏”。
图4A至图4B图示了驻波谐振模式与LBAW带隙之间的关系。参看图4A，LBAW 100的一部分包括两个相邻电极401和402，其宽度为W(例如，对应于图1A的相应电极150和170的延伸部150a和170a)。LBAW 100的带通频率响应由结构中出现的两个(或更多个)横向驻谐振模式410和420形成。当从相邻电极401和402的边缘反射板波时，横向驻波谐振可能出现。在偶数模式谐振410中，两个电极150和170下方的压电层同相地振动，而在奇数模式谐振420中，相位是相反的。当在结构的总宽度大致等于模式
Figure BDA0002963628500000111
的横向波长λ||的一半时，偶数横向驻波谐振可能会出现。在无限小的间隙宽度G的极限内，λ偶数从下方接近总宽度。如图4A中所示，当G变大时，λ偶数变小，而当G变大时，λ偶数变大。在小间隙(例如，零间隙)的情况下，λ偶数接近4W，而在大间隙的情况下，λ偶数接近2W。当在电极的宽度大致等于式
Figure BDA0002963628500000112
的横向波长λ||的一半时，奇数横向驻波谐振可能出现。
参看图4B，对于具有类型1频散的LBAW，偶数模式410和奇数模式420被示出为随输入频率f而变化的传输峰。对于类型1频散，偶数模式410具有比较短波长的奇数模式420更长的波长，并且在频率上更低。该模式之间的频率差430确定了LBAW滤波器100的可达成带宽，并且取决于结构的声属性和IDT谐振器102的尺寸。可以依据偶数(对称)谐振与奇数(反对称)谐振之间的(谐振)频率差
Figure BDA0002963628500000113
来定义声耦合强度，其中f对称和f反对称分别是对称本征频率和反对称本征频率，并且f0＝(f对称+f反对称)/2是两种模式之间的中心频率。
在一些实施例中，增加每个电极(例如，150和170)中的延伸部(例如，150a和170a)的数目可能增加LBAW中的偶数模式与奇数模式之间的频率差，并因此增加带宽。这种影响可能来自以下事实：奇数模式的横向波长可能取决于电极结构的周期性(例如，宽度W)，而偶数模式可能取决于结构的整个宽度(例如，将所有宽度W和间隙G相加)。例如，如果电极延伸部的总数目为K，电极宽度为W，并且间隙宽度为G，则在偶数模式谐振频率下横向声波的波长λ||接近或略短于
Figure BDA0002963628500000114
然而，该结构中的奇数横向驻波谐振接近或略大于
Figure BDA0002963628500000115
另外或替代地，在一些实施例中，结构K·W+K·G的总宽度可以使得在结构中捕获的最高阶模式是期望的奇数模式谐振。例如，K可为31，W可为3μm，而G可为2μm。
在一些实施例中，电极延伸部的数目K在2个与200个之间，或在10个与60个之间。在一些实施例中，电极延伸部的长度L可以在50μm与2000μm之间，或在70μm与500μm之间。
在一些实施例中，对间隙G进行选择，以允许在电极150和170下方形成的驻波的消散尾部的耦合。例如，电极延伸部之间的间隙G可以为0.1μm和10μm，或者在2μm与5μm之间。
在一些实施例中，可以将电极150和170的拓扑设计成使得间隙宽度G在电极延伸部之间提供足够好的耦合，以跨结构的整个宽度创建单个偶数模式410。例如，间隙宽度G可以是消散声波的衰减长度的2％至300％或10％至100％，即在期望的偶数谐振模式下间隙中原始振幅Ao的振幅A＝A0·e-1的长度。可以优化间隙宽度G。将间隙减小到太小的宽度(1)最终可能将偶数模式和奇数模式彼此拉得太远，从而在通带中创建谷值；(2)可能导致奇数模式的耦合系数降低；或者(3)可能增加从指状物到指状物的电容馈通从而致使不良带外衰减。
在一些实施例中，可以相对于压电层厚度d来定义间隙宽度G。例如，G可以被设计成d的10％至300％，或者d的25％至150％。
在一些实施例中，电极延伸部的宽度W可以在0.1μm与30μm之间，或者在2μm与5μm之间。在一些实施例中，可以将W设计成使得获得了横向声波在期望的奇数模式谐振频率λ奇数下的波长λ||。
在一些实施例中，电极宽度W被设计成使得多个半波长不能配合在电极宽度内。例如，可以将W设计成小于横向声波在期望的奇数谐振模式下的波长λ||，例如其中λ||＝λ奇数。
在一些实施例中，可以选择各种LBAW 100部件的厚度以达成各种声属性，并且可以相互依赖。例如，首先可以相对于在操作频率f下压电材料(λ)中的声波长来确定压电层110的厚度d(最小值和最大值)。在一些实施例中，可以基于压电厚度d的挑选而选择其他LBAW 100层的厚度(最小和最大)。例如，电极(包括反电极120)和压电层的组合厚度可以被选择成大约是所使用的模式的波长的一半，例如用于厚度延伸模式的纵向体波。N＝1的基本模式(第一模式，即一次谐波)可以允许更大的耦合，但是N＞1的模式也是可能的。例如，电极150和170、底部电极120和反射结构130的厚度可以被定义为压电层厚度d的百分比。在一些实施例中，一旦选择了所有厚度，就可以调谐电极延伸部150a和170a的几何形状，诸如数目K、宽度W和长度L，以使LBAW 100电阻抗与系统阻抗匹配。不希望被理论所束缚，阻抗匹配可以帮助避免系统中的损耗和反射。
在一些实施例中，电极150和170的厚度在d的1％至30％之间，或者在d的5％至25％之间，或者在d的3％至15％之间。
在一些实施例中，底部电极120的厚度在d的5％至50％之间，或者在d的10％至30％之间，或者在d的10％至20％之间。
在一些实施例中，在反射结构130是布拉格反射器的情况下，反射器的替代层可以被设计成使得获得通带波长的所需的反射率。例如，每个层的厚度可以在厚度方向上等于或少于或多于声波长λz的四分之一，以反映奇数和偶数TE1谐振模式。在一些实施例中，布拉格反射器中的单个层可以是d的15％至80％，或者d的20％至70％。
IDT 102的由电极150和170的厚度和材料确定的质量加载可以被设计成使得电极区域的TE1模式和外部电极区域的TS2模式的k||＝0频率之间的频率差较小。不希望被任何特定理论所束缚，当外部区域的TS2模式与电极区域的TE1模式之间的频率差较小时，捕获范围大。更特别地，外部区域的TS2模式的k||＝0频率可以是电极区域的TE1截止频率的95％至99％。外部区域的TS2模式与外部区域的TE1模式的k||＝0频率之间的频率差被设计得大，例如电极区域的TE1模式截止频率的5％至15％，例如6.5％至7.5％。
根据本发明的某些实施例，外部区域的TS2模式的k||＝0频率大于或等于电极区域的TE1截止频率的98％，或在98％与99.5％之间，或为98.9％。类似地，表示为电极区域TE1与外部区域TS2的k||＝0频率之间的频率差的频率距离
Figure BDA0002963628500000141
应小，例如1％的量级。作为示例，该频率距离可以在0.2％与2.1％之间，或者在0.5％与1.8％之间，或者在0.8％与1.5％之间，或者例如为1.1％。
图5示出了示例性LBAW 100的插入损耗IL对频率f的曲线。该曲线示出了两个通带，其中峰510对应于TE1波，而峰520对应于TS2波。如上面所讨论的，每个通带的宽度由相应波类型的偶数模式和奇数模式的频率差确定。在此，TS2模式对应于边带520a(本文中也称为“TS2通带”)，而TE1模式对应于通带510a(本文中也称为“TE1通带”)。在一些实施例中，LBAW 100被设计成抑制对应于TS2模式的峰520，同时维持对应于TE1模式的峰510的属性。不希望被任何特定理论所束缚，可以选择TE1模式操作，因为压电薄膜材料具有在厚度方向上更强的机电耦合。换句话说，TE1纵向模式振动在压电层110的整个厚度上更有效地耦合到电激励。
在一些实施例中，LBAW 100可以被设计成对于TE1模式具有在0.5GHz与10GHz之间或在1GHz与4GHz之间的通带。在一些示例中，TE1通带在1.8GHz与3.7GHz之间。通带的极限可以合并设计考虑因素。例如，装置的尺寸可能变得很大或很小。太大的尺寸可能占用太多空间并致使效率低下。过小的尺寸可能由于薄而窄的电极导致电阻和损耗而性能下降。在一些实施例中，LBAW 100可以被设计成具有相对于中心频率为0.5％至15％，例如，相对于中心频率为10％，或5％，或2％或1％的TE1通带宽度510a。在一些实施例中，通带处的插入损耗为-7dB至-0.5dB，或-5dB至-1.5dB。
变化延伸部的宽度或它们沿着延伸部的长度的间隔可以用于减小LBAW通带中的波纹，诸如图5中所示的通带510a中的波纹。这些波纹部分由于IDT电极之间形成的中间驻波模式。图6是这些模式中的一些模式的示意图，其中灰色区域表示电极扩展部，并且曲线表示在LBAW压电层中的扩展部下面形成的声学模式的振幅。对称模式602和反对称模式604可以形成通带的频率边界，而中间模式606可以有助于通带频率内的波纹。
相比之下，如图7中所示，通过使用宽度沿其长度变化的延伸部，通带710要平坦得多。在不希望受到理论的束缚的情况下，变化延伸宽度或延伸部之间的间隙间隔可能导致这些中间模式在沿延伸部长度之间的频率略有不同的频率处发生，从而减小通带中的波纹效应。
以上讨论的各种实施例可以用锥形的延伸部(例如，150a和170a)或锥形的间隙宽度G或两者的结合来实现。参考图8A，示出了具有锥形延伸部(例如，宽度从一端到另一端改变)的叉指形的电极850和870的截面800。电极850和870在物理上彼此分开。参考图8B，示出了具有锥形延伸部的叉指形(扇形)梳状电极(例如，850和870)的全套820。电极850具有基底802和从基底802延伸的延伸部806，并且电极870具有基底804和从基底804延伸的延伸部808。来自于输入电极850的延伸部与输出电极870的相邻延伸部并排且在大致相反的方向上延伸并由通过其分开了间隙宽度810。延伸部806在距基底802远端的区域中具有较小的宽度806a，并且在基底802近端的区域中具有较大的宽度806b。相反，延伸部808在距基底804远端的区域中具有较大的宽度808a，并且在基底804近端的区域中具有较小的宽度808b。
在一些实施例中，电极延伸部的宽度沿着近端和远端区域之间的延伸部的长度单调，例如，连续地改变。在一些实施例中，宽度以逐步的方式，或者非线性的方式(例如，抛物线)，或者以随机的方式(例如，抖动、沿着手指长度的变化增加)改变。在一些实施例中，宽度沿着延伸部的长度增加或减少。在一些实施例中，电极的宽度可以沿着其长度改变10-100％。因此，扩展部的较宽末端可以比较窄末端宽10-250％，例如，10-25％、25-50％、50-75％、75-100％或100％-250％。在一些实施例中，取决于所选择的带通频率范围，电极的宽度可以从10μm变成15μm，或者从2μm变成7μm，或者从3μm变成4μm，或者从3.75μm变成4μm。
在一些实施例中，从基底802到基底804的电极之间的间隙宽度保持恒定。在一些实施例中，间隙宽度在0.6μm和3μm之间，例如，1μm。
参考9A，示出了具有锥形间隙宽度的叉指形的电极950和970的截面900。电极950和970在物理上彼此分开。参考图9B，示出了具有锥形间隙宽度的叉指形的梳状电极的全套920(例如，950和970)。电极950具有基底902和从基底902延伸的延伸部906，每个延伸部具有宽度906a。电极970具有基底904和从基底904延伸的延伸部908，每个延伸部具有宽度908a。来自输入电极950的延伸部与输出电极970的相邻延伸部并排且在大致相反的方向上延伸，并且与输出电极970的相邻延伸部分开了间隙宽度。输入电极950和输出电极970的相邻延伸部之间的间隙宽度在输入电极的基底902与输出电极的基底904之间改变。电极950和970的相邻延伸部在基底902近端的区域处被分开了较大的间隙宽度910a，并在基底902远端的区域处被分开了较小的间隙宽度910b。
对于具有锥形间隙宽度的扇形电极，间隙宽度沿着间隙的长度从一个基底到另一基底增加或减小。在一些实施例中，例如，如果电极延伸部906、908沿其长度具有均匀的宽度，则间隙在两个电极的基底(例如，902和904)之间连续地改变。在一些实施例中，间隙宽度以逐步的方式改变。在一些实施例中，取决于选择的带通频率范围，间隙宽度可以从0.5μm变成3μm，例如，从2μm变成3μm，或从1.25μm变成1.75μm，或从0.75μm变成2μm。
在一些实施例中，延伸部宽度沿其长度保持恒定。在一些实施例中，延伸部宽度在1μm和30μm之间，例如，4μm。
在间隙宽度G和延伸部宽度W都变化的实施例中，比率G/W在0.25至5之间。
让延伸部的宽度或延伸部之间的间隙的宽度分别沿着间隙或者延伸部的长度变化，可以用于选择LBAW滤波器的声学特性(例如，相对于沿其长度具有均匀的宽度的延伸部和间隙两者的滤波器改变声学特性)。例如，交叉形电极可以设计成抑制TS2边带，或不落入所需LBAW通带频率的其他寄生TS1边带。
在不希望受到任何特定理论的束缚的情况下，使用在沿其长度方向延伸宽度或间距变化的交叉形电极在声学上类似于具有一系列平行连接的LBAW滤波器，其具有恒定但不同的延伸宽度和间距。这样，可以选择该理论系列的不同的LBAW滤波器，以在不同的频率处具有TS2边带。因此，当LBAW滤波器并联连接(模拟扇形LBAW电极的效果)时，这些频率之间的TS2边带被平均(或“抹掉”)，并且通常会抑制TS2频带。对TE1通带的效应较弱，因为它是一个较宽的带，其受电极几何形状的影响小。可以使用类似方法来抑制寄生TS1带。在一些实施例中，因为TS2边带通常在更靠近LBAW滤波器的通带的频率处引入更高的插入损耗，所以TS2边带抑制优先于TS1边带抑制。
在图10A至图10B中示出概念证明。图10A是两个单独的LBAW滤波器的测量频率对插入损耗的绘图。曲线1002对应于具有规则的叉指形电极的LBAW滤波器，所述规则的叉指形电极具有1.5μm的恒定间隙宽度和3μm的恒定延伸宽度。曲线1004对应于具有1.5μm的恒定间隙宽度和4μm的恒定延伸宽度的规则叉指电极的LBAW滤波器。曲线1002的TS2峰1002a和寄生TS1峰1002b位于与曲线1004的TS2峰1004a和寄生TS1峰1004b不同的频率处。
图10B示出来自图10A中的两个滤波器的组合的频率对插入损耗的结果曲线。曲线1006通过级联滤波器使得第一滤波器的输出连接到第二滤波器的输入的图10A中的滤波器的测量响应被合成。曲线1008是来自于滤波器的测量响应，该滤波器的几何形状(例如，扇形)类似于图8B所示的滤波器，具有1.5μm的恒定间隙宽度以及沿着其长度从3μm到4μm变化的延伸部的宽度。曲线1006和1008的相似性表明，串联LBAW滤波器类似于变化延伸部宽度的扇形IDT LBAW滤波器执行。此外，如图10A中所示，两条曲线的TS2峰1010和寄生TS1峰1012明显低于单独的LBAW滤波器。总之，扇形LBAW电极可以有效用于边带抑制。
图11示出变化的(锥形)宽度的扇形电极延伸部可以用于抑制频率对插入损耗的绘图中的边带的附加的实验确认。测量曲线1104对应于具有叉指形电极的常规LBAW滤波器，所述叉指形电极具有1.5μm的恒定间隙宽度和4μm的恒定延伸部宽度。扇形LBAW电极的测量曲线1002对应于具有1.5μm的恒定间隙宽度和从3μm至4μm变化的延伸部宽度的叉指形扇形电极。曲线1002对于TS2峰1106和寄生TS1侧峰1108具有可测量地更低的插入损耗。通带的宽度和插入损耗可以通过常规方法来优化。
可以通过模拟预测不同电极几何形状的效应。在一些实施例中，可以通过将电极划分成多个截面(例如，3个截面)并对结果求和来近似连续变化的电极宽度。
参考图12，示出三种规则的LBAW电极几何形状对扇形LBAW电极几何形状的模拟的插入损耗对频率的曲线。曲线1202、1204和1206对应于规则的LBAW几何形状，其间隙宽度为2μm，并且具有10个延伸部，每个延伸部的恒定延伸宽度分别为4μm、4.5μm和5μm。曲线1208对应于具有扇形IDT电极的LBAW，该扇形IDT电极的延伸部宽度沿着延伸部的长度从4μm到5μm变化，延伸部之间的间隙宽度为2μm。通过组合其他三个曲线以近似模拟锥形的LBAW结构来形成曲线1208。如所预测的，曲线1208的较低频率区域1208a示出在1920MHz和1940MHz之间的通带中的波纹的减少。
要求保护权利要求。

Claims (21)

1.一种声波滤波器装置，包括：
压电层；
输入电极和输出电极，所述输入电极和所述输出电极位于所述压电层的顶表面上并且彼此物理分开，所述输入电极和所述输出电极每个都具有包括基底和从所述基底延伸的至少一个延伸部，所述输入电极的所述至少一个延伸部与所述输出电极的所述至少一个延伸部的相邻延伸部并排延伸并且在大致相反的方向上延伸，并且与所述输出电极的所述至少一个延伸部的相邻延伸部分开间隙宽度；以及
反电极，所述反电极具有连接到所述压电层的底表面的顶表面，
其中，所述压电层的厚度以及所述输入电极和所述输出电极的相邻延伸部之间的所述间隙宽度使得在所述输入电极和所述反电极之间的射频电压的施加将在所述压电层中创建对称和反对称的声厚度-延伸谐振模式，并且
其中，所述输入电极或所述输出电极的所述至少一个延伸部具有从所述至少一个延伸部的第一端到第二端改变的宽度。
2.根据权利要求1所述的装置，其中，所述延伸部的所述第一端在对应电极的所述基底的近端，并且所述延伸部的所述第二端在所述对应电极的所述基底的远端。
3.根据权利要求2所述的装置，其中，所述输入电极或输出电极中的一个的所述至少一个延伸部具有从所述至少一个延伸部的所述第一端到所述第二端减小的宽度。
4.根据权利要求3所述的装置，其中，所述输入电极或输出电极中的另一个的所述至少一个延伸部具有从所述至少一个延伸部的所述第一端到所述第二端增大的宽度。
5.根据权利要求4所述的装置，其中，所述输入电极的所述至少一个延伸部从所述输入电极的所述至少一个延伸部的所述第一端到所述第二端在宽度上增大，并且所述输出电极的所述至少一个延伸部从所述输出电极的所述至少一个延伸部的所述第一端到所述第二端减小。
6.根据权利要求2所述的装置，其中，所述输入电极或所述输出电极中的一个的所述至少一个延伸部具有从所述至少一个延伸部的第一端到第二端增大的宽度。
7.根据权利要求1所述的装置，其中，延伸部之间的所述间隙宽度是恒定的。
8.根据权利要求1所述的装置，其中，所述输入电极或所述输出电极的所述至少一个延伸部的所述宽度从所述至少一个延伸部的第一端到第二端连续地改变。
9.根据权利要求1所述的装置，其中，所述输入电极和所述输出电极每个都具有梳状结构，所述梳状结构具有叉指形延伸部。
10.根据权利要求1所述的装置，进一步包括与所述反电极的底表面接触的布拉格反射器。
11.根据权利要求1所述的装置，其中，所述输入电极和所述输出电极具有至少10个延伸部。
12.根据权利要求1所述的装置，其中，所述压电层的厚度为至少0.5μm。
13.根据权利要求1所述的装置，其中，每个延伸部的所述宽度从所述第一端到所述第二端在10％至250％之间增大。
14.根据权利要求1所述的装置，其中，每个延伸部的所述宽度从所述第一端到所述第二端在25％至100％之间增大。
15.根据权利要求1所述的装置，其中，所述装置是横向耦合的体声波滤波器。
16.一种声波滤波器装置，包括：
压电层；
输入电极和输出电极，所述输入电极和所述输出电极位于所述压电层的顶表面上并且彼此物理分开，所述输入电极和所述输出电极每个都包括基底和从所述基底延伸的至少一个延伸部，所述输入电极的所述至少一个延伸部与所述输出电极的所述至少一个延伸部的相邻延伸部并排延伸并且在大致相反的方向上延伸，并且与所述输出电极的所述至少一个延伸部的相邻延伸部分开间隙宽度；以及
反电极，所述反电极具有连接到所述压电层的底表面的顶表面，
其中，所述压电层的厚度以及所述输入电极和所述输出电极的相邻延伸部之间的所述间隙宽度使得在所述输入电极和所述反电极之间的射频电压的施加将在所述压电层中创建对称和反对称的声厚度-延伸谐振模式，并且
其中，所述输入电极和所述输出电极的相邻延伸部之间的所述间隙宽度在所述输入电极的所述基底和所述输出电极的所述基底之间改变。
17.根据权利要求16所述的装置，其中，所述输入电极和所述输出电极的相邻延伸部之间的所述间隙宽度在所述输入电极的所述基底与所述输出电极的所述基底之间增大。
18.根据权利要求17所述的装置，其中，所述输入电极和所述输出电极的相邻延伸部之间的所述间隙宽度从2μm增大到3μm。
19.根据权利要求16所述的装置，其中，所述输入电极和所述输出电极的相邻延伸部之间的所述间隙宽度在所述输入电极的所述基底与所述输出电极的所述基底之间减小。
20.根据权利要求16所述的装置，其中，所述输入电极和所述输出电极每个都具有梳状结构，所述梳状结构具有叉指形延伸部。
21.根据权利要求16所述的装置，进一步包括与所述反电极的底表面接触的布拉格反射器。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10756696B2 (en) * 2018-09-10 2020-08-25 Vtt Technical Research Centre Of Finland Ltd Lateral bulk acoustic wave filter
US11476834B2 (en) 2020-10-05 2022-10-18 Resonant Inc. Transversely-excited film bulk acoustic resonator matrix filters with switches in parallel with sub-filter shunt capacitors
US11658639B2 (en) 2020-10-05 2023-05-23 Murata Manufacturing Co., Ltd. Transversely-excited film bulk acoustic resonator matrix filters with noncontiguous passband
US11728784B2 (en) * 2020-10-05 2023-08-15 Murata Manufacturing Co., Ltd. Transversely-excited film bulk acoustic resonator matrix filters with split die sub-filters

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130057360A1 (en) * 2010-04-23 2013-03-07 Teknologian Tutkimuskeskus Vtt Wide-band acoustically coupled thin-film baw filter
US20130321100A1 (en) * 2012-06-05 2013-12-05 Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. Laterally-coupled acoustic resonators
CN104205632A (zh) * 2011-11-11 2014-12-10 芬兰国家技术研究中心 具有改进的通带特性的横向耦合式体声波滤波器
US20150270826A1 (en) * 2014-03-19 2015-09-24 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd Laterally coupled resonator filter having apodized shape

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI107660B (fi) 1999-07-19 2001-09-14 Nokia Mobile Phones Ltd Resonaattorirakenne
FI20106063A (fi) 2010-10-14 2012-06-08 Valtion Teknillinen Akustisesti kytketty laajakaistainen ohutkalvo-BAW-suodatin
FI20106060A (fi) 2010-10-14 2012-04-15 Valtion Teknillinen Lateraalisesti kytkettyihin BAW-ohutkalvoihin perustuva tasapainoitettu-tasapainottamaton suodatin
US10756696B2 (en) * 2018-09-10 2020-08-25 Vtt Technical Research Centre Of Finland Ltd Lateral bulk acoustic wave filter

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130057360A1 (en) * 2010-04-23 2013-03-07 Teknologian Tutkimuskeskus Vtt Wide-band acoustically coupled thin-film baw filter
CN104205632A (zh) * 2011-11-11 2014-12-10 芬兰国家技术研究中心 具有改进的通带特性的横向耦合式体声波滤波器
US20130321100A1 (en) * 2012-06-05 2013-12-05 Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. Laterally-coupled acoustic resonators
US20150270826A1 (en) * 2014-03-19 2015-09-24 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd Laterally coupled resonator filter having apodized shape

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