CN112688685A - 压控振荡器频率校准装置、方法及存储介质 - Google Patents

Abstract

本公开提供了一种压控振荡器频率校准装置、方法及存储介质。该装置包括：与压控振荡器连接的分频器、与分频器连接的时间‑数字转换器、与时间‑数字转换器连接的逻辑控制器，数模转换器与压控振荡器连接；其中，分频器用于将压控振荡器产生的信号分成N倍，得到分频信号，其中，N为正整数；时间‑数字转换器用于测量分频信号的实际时间周期；以及逻辑控制器用于根据分频信号的实际时间周期与分频信号的校准周期之间的差，产生控制电压，以及根据控制电压调节压控振荡器的频率。采用本公开的方案，采用低复杂度的轻量化校准方式，提高了压控振荡器的频率精度，实现了压控振荡器无模型自适应频率校准。

Description

压控振荡器频率校准装置、方法及存储介质

技术领域

本公开涉及通信技术领域，尤其涉及一种压控振荡器频率校准装置、方法及存储介质。

背景技术

正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)在许多无线通信标准中被采用作为一种调制方案，如数字视频广播(digital video broadcasting，DVB)，无线局域网(wireless local area network，WLAN)，窄带物联网(narrow band-internet of things，NB-IoT)等等。同时，IEEE802.11 ax和5G无线通信系统采用正交频分多址(orthogonal frequency division multiplexing access， OFDMA)，一种基于OFDM的多路接入技术。OFDM之所以成功，主要是因为它的高频谱效率，以及能够处理严重的传播延迟分散而不需要一个复杂的通道均衡器。然而，OFDM系统对频率同步误差非常敏感，被称为载波频率偏移(carrier frequency offset，CFO)，其破坏了子载波的正交性。因此，接收到的OFDM信号有很多变形，包括衰减、相位旋转和子载波干扰(inter-carrierinterference，ICI)，这些将导致检测错误。另一方面，减少的CFO可以有效延长通信设备的寿命，例如NB-IoT终端设备的寿命。CFO的一个主要来源是发射机与接收器内的本地振荡器之间的频率不匹配。因此，晶体振荡器的频率精度是如此的重要，它可以影响无线通信系统的整体性能。

根据工作频率与校准频率的正常频率之差，定义了晶体振荡器的频率精度。一般来说，精度值范围在相对于校准频率的10^-6或10^-9的刻度范围内，表示为百万分之一(ppm)或十亿分之一(ppb)。有很多影响晶体振荡器频率精度的因素，包括负载电容、环境温度、工作电压，等等。例如，应用在晶体振子上的负载电容的精度约为5％，这就导致了频率偏移。同时,随着时间的推移，缓慢地交替着晶体振荡器的工作频率，是晶体振荡器老化的因素。其他缺陷源于制造过程使它无法保证晶体振荡器的完全一致的参数集。这些因素与其他因素具有根据校准频率变化得到的不同的工作频率。这样的变化，即使是很小的在百万分之几的范围内，会对无线通信系统造成致命的影响。例如，仅仅1ppm的频率误差会导致工作在2.4GHz和5GHz频段的无线通信系统2.4kHz和5kHz的载波频率偏移。与此同时，不断涌现的无线通信系统对CFO的要求正变得越来越严格。例如，IEEE 802.11n/ac允许312.5kHz的子载波间距，但最新的IEEE 802.11ax标准中子载波间距显著减少到78.125kHz。这种演变暗示了本地振荡器的频率精度变得越来越重要。

为了减轻上述因素的影响，从晶体振荡器提供较低的频率偏移，有许多方法都侧重于保护晶体振荡器不受外部温度变化的影响，以增加其工作频率的准确性。目前最先进的烤箱控制振荡器(oven-controlled oscillator，OCXO)，它包括振荡器，具有精确地控制环境在恒定温度范围内。因此，它可以产生一个误差为几ppb的工作频率。然而，恒温烘箱由于加热耗电大、具有大容量，使其价格昂贵，因此，限制这项技术仅使用在高价和专用工具。对于具有高集成度和低功耗要求的消费类电子产品来说，比如手机和物联网设备，相对使用小的低成本和低功耗振荡器，对环境温度的需求是轻松实现的。温度补偿晶体振荡器(temperature-compensated crystal oscillator，TCXO)是特别构造以补偿在不同温度下晶体振荡器的应力，以减小在某种程度上可以接受的温度的影响。尽管如此，频率偏移的其他来源，如负载电容，工作电压，制造的不完善，仍然影响晶体振荡器的精度。

校准是一种可以提高晶体振荡器的频率精度的成本效益技术。一个VCO可以通过调整其内部可变电容的电压来校准，以控制产生的频率。在这方面，许多校准方法已经在文献中被提出。

采用温度补偿锁相环(temperature-compensated phase locked loop，TCPLL)校准晶体振荡器，是通过根据温度调节PPL的内部参数来保持准确的载波频率。虽然这种方法可以大大降低了影响载波频率的温度，但是TCPLL结构复杂，并且必须事先知道不同温度下的频率特性。GPS训导的振荡器(GPS disciplined oscillator，GPSDO)提供了另一种基于GPS信号的校准方法。当GPSDO设备第一次接收到GPS信号，它产生一个稳定的每秒一个脉冲(1PPS)信号，被用作本地的晶体振荡器的参考。尽管它的精度高，稳定性好，对频率偏移因素如温度和老化的抵抗，GPSDO由于不能获取到有效地GPS信号，它不能在室内工作，因为它需要在卫星的直接的视线下。提出通过补偿芯片内部的晶振来校准频率，从而该振荡器的集成电路需要重新设计。

本地振荡器的操作频率的精度对无线通信系统的总体系统性能至关重要。但是，高精度的振荡器对于民事应用来说可能太贵了。

发明内容

本公开提供了一种压控振荡器频率校准方案。

第一方面，提供了一种压控振荡器频率校准装置，所述装置包括：与压控振荡器连接的分频器、与所述分频器连接的时间-数字转换器、与所述时间-数字转换器连接的逻辑控制器，所述数模转换器与所述压控振荡器连接；其中，

所述分频器用于将所述压控振荡器产生的信号分成N倍，得到分频信号，其中，N为正整数；

所述时间-数字转换器用于测量所述分频信号的实际时间周期；

所述逻辑控制器用于根据所述分频信号的实际时间周期与所述分频信号的校准周期之间的差，产生控制电压，以及根据所述控制电压调节所述压控振荡器的频率。

可选地，所述控制电压增大，则所述分频信号的周期减小，所述分频信号的频率增大。

可选地，所述时间-数字转换器的分频系数为250。

可选地，所述控制电压和所述分频信号的实际时间周期之间的关系为：

y(k+1)＝f(y(k),…,y(k-n_y),u(k),…,u(k-n_u))

其中，u(k)为所述控制电压，y(k)为第k次即时产生的分频信号的周期，n_y和n_u为整数。

可选地，所述控制电压和所述分频信号的实际时间周期之间的关系为：

Δy(k+1)＝φ(k)Δu(k)

其中，u(k)为所述控制电压，y(k+1)为第k+1次即时产生的分频信号的周期，φ(k)为系统在第k时刻的时变特性。

可选地，所述逻辑控制电路还用于估计所述φ(k)，得到

如下：

其中，

是φ(k)的估计值，k为分频次数，u(k-1)为根据测量第k-1分频信号的实际时间周期产生的控制电压，y(k)为第k次即时产生的分频信号的周期。

可选地，所述装置还包括与所述逻辑控制电路和所述压控振荡器分别连接的数字模拟转换器；其中，

所述数字模拟转换器用于将所述控制电压转换为调节所述压控振荡器的频率的模拟信号。

第二方面，提供了一种压控振荡器频率校准方法，应用于压控振荡器频率校准装置，所述装置包括：与压控振荡器连接的分频器、与所述分频器连接的时间-数字转换器、与所述时间-数字转换器连接的逻辑控制器，所述数模转换器与所述压控振荡器连接；其中，

所述分频器将所述压控振荡器产生的信号分成N倍，得到分频信号，其中， N为正整数；

所述时间-数字转换器测量所述分频信号的实际时间周期；

所述逻辑控制器根据所述分频信号的实际时间周期与所述分频信号的校准周期之间的差，产生控制电压，以及根据所述控制电压调节所述压控振荡器的频率。

可选地，所述控制电压增大，则所述分频信号的周期减小，所述分频信号的频率增大。

可选地，所述装置还包括与所述逻辑控制电路和所述压控振荡器分别连接的数字模拟转换器；其中，

所述数字模拟转换器将所述控制电压转换为调节所述压控振荡器的频率的模拟信号。

第三方面，提供了一种计算机可读存储介质，包括指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行上述第二方面或第二方面的任一种实现所述的方法。

第四方面，提供了一种包含指令的计算机程序产品，当其在计算机上运行时，可使得计算机基于所述指令执行上述第二方面或第二方面的任一种实现所述的方法。

第五方面，提供了一种芯片，所述芯片与存储器耦合，执行本申请实施例第二方面或第二方面中任一种实现所述的方法。

需要说明的是，本申请实施例中“耦合”是指两个部件彼此直接或间接地结合。

采用本公开的方案，具有如下有益效果：

一方面，工作频率校准采用输入/输出(input/output，I/O)数据的系统历史记录，而不是建立一个准确的VCO压控振荡器模型。另一方面，采用低复杂度的轻量化校准方法，它可以以有限的计算能力在单片机上实现。实验结果表明，提出的校准方法可以将VCO的频率精度从±20ppm提高到±10ppb，表明了其实现了VCO无模型自适应频率校准。

附图说明

为了更清楚地说明本公开实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本公开的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本公开实施例提供的一种压控振荡器频率校准装置的结构示意图；

图2是本公开实施例提供的VCO控制电压与产生的低频信号的周期的对应关系示意图；

图3是本公开实施例提供的一种压控振荡器频率校准方法的流程示意图；

图4是本公开实施例提供的一个VCO控制电压随时间的变化示意图；

图5是本公开实施例提供的一个校准精度的示意图；

图6是本公开实施例提供的另一个VCO控制电压随时间的变化示意图；

图7是本公开实施例提供的另一个校准精度的示意图。

具体实施方式

下面将结合本公开实施例中的附图，对本公开实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本公开中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。

本公开提出了一种无模型自适应频率校准压控晶体振荡器(voltage-controlledcrystal oscillator，VCO)(简称“压控振荡器”)校准框架，该 VCO配置有到数字转换器(digital converter，TDC)的时间，可以明显提高校准VCO的频率精度。这个想法是使用高精度TDC去直接测量压控振荡器的周期，然后传递给无模型方法以进行工作频率校准。这种方法的优点之一是工作频率校准采用输入/输出(input/output，I/O)数据的系统历史记录，而不是建立一个准确的VCO压控振荡器模型。另一个优势是采用低复杂度的轻量化校准方法，它可以以有限的计算能力在单片机上实现。实验结果表明,提出的校准方法可以将VCO的频率精度从±20ppm提高到±10ppb，表明了其实现了VCO无模型自适应频率校准。

如图1所示，是本公开实施例提供的一种压控振荡器频率校准装置的结构示意图。在本实施例中，我们将介绍提出的基于TDC的频率校准方案的系统的体系结构，分析影响其频率精度的因素。

提出的系统架构如图1所示。该结构与GPSDO的不同之处在于不需要GPS 定时信号作为参考，只有在校准过程中使用TDC测量值。提出的频率校准装置包括VCO11、分频器12，TDC13和逻辑控制器(logic controller)14，还可以包括数模转换器(digital to analogconverter，DAC)15(图中以虚线表示)。如图1 所示，从VCO11所产生的信号被分成N倍，成为低频信号。然后，使用TDC13 测量实际时间周期。由于频率的变化，测量周期和低频信号的校准周期之间存在差异。根据测量的周期，逻辑控制器14通过控制电压调节VCO11的频率。DAC15将逻辑控制器产生的控制电压转换为模拟信号，发送给VCO11。

图2示出了在不同的控制电压下由TDC测量的产生的低频信号的周期。低频信号的校准周期为4000us。当VCO的控制电压增大，产生的低频信号的周期减小，即所产生的信号的频率增大。可以从图2看出，信号周期和VCO控制电压之间存在非线性关系。非线性对高精度频率校准有显著的影响。此外，VCO 的动态特性导致产生的频率逐渐从其校准值偏移。因此，在这样的非线性动态条件下，提出的校准方案需要控制VCO的频率偏移在特定范围内。

晶体振荡器的频率精度通常表达为：

其中，f_m是工作频率，f_n是校准频率。如果频率精度表示为周期，(1)可以改写为：

其中，T_n为f_n的周期，T_m为f_m的周期。其中，T_m可以通过TDC测量。然而，由于TDC方案存在测量误差w。因此，频率精度为：

高分辨率TDC有很小的测量误差w。因此，从公式(3)可以看出，通过使用高分辨率的TDC或更长的测量时间周期T_m，校准精度能得到改善。理想情况下，如果TDC的分辨率不够高或测量时间周期足够长，我们可以达到一个非常精确的工作频率。但是，测量时间周期受到TDC的范围的限制。如果测量时间周期超过TDC的测量范围，结果变得不准确。另一方面，虽然TDC有很高的分辨率，但是测量时间越长，测量误差越大。因此，为达到预期的频率精度，需要选择一个对于TDC来说合适的分频系数。为了平衡测量时间周期和测量分辨率，我们选择测量时间周期为4ms，即分频系数为250。通过这种方式，测量时间周期可以足够长，且TDC具有足够的分辨率。

其中，上述提出的无模型频率校准算法，是基于等价的非线性动态系统的线性模型。

a.动态线性化数据模型

我们用公式(4)表示VCO控制电压和作为一般的离散时间系统产生的低频信号的周期之间的关系：

y(k+1)＝f(y(k),…,y(k-n_y),u(k),…,u(k-n_u))(4)

其中，u(k)和y(k)分别是VCO控制电压和第k次即时产生的低频信号的周期。n_y和n_u是两个未知整数，表示系统的顺序。f(·)是一个未知的非线性函数。公式(4)中的系统被称为非线性自回归外生(nonlinear autoregressive exogenous， NARX)模型。由公式(4)可以看出，该模型仅基于输入和输出的系统的历史数据，不需要内部的状态信息。NARX模型已被广泛应用于神经网络，成为神经网络中研究最广泛的模型之一。

对于一些复杂的非线性系统，应该适当地选择阶n_y和阶n_u。本文给出了y 和u之间的关系可以表示为一个缓慢的时变非线性系统，即：

y(k)＝f(y(k-1),u(k-1),u(k-2))(5)

对于非线性时变系统，我们可以将其转化为在以下两种条件下的动态线性系统:

1)对应VCO的控制电压u(k)，偏导数f(·)是连续的。

2)非线性函数f(·)满足广义的李普希兹条件，即

其中：

Δy(k)＝y(k)-y(k-1) (7)

Δu(k)＝u(k)-u(k-1)，|Δu(k)|≠0 (8)

其中，b是一个正常数。

对于一个物理上可实现的系统，这两个条件是合理的。由于VCO控制电压 u(k)的变化率总是有限的，我们可以合理地假设f(·)的导数

相对于u(k)是连续的。此外，对于一个稳定系统，如果输入有界，则输出也有界。

对于满足这两个条件的系统，我们可以将其转化为一个动态线性系统，即：

Δy(k+1)＝φ(k)Δu(k)，(9)

其中，φ(k)被称为伪偏导数(pseudo-partial derivative，PPD)，

φ(k)为时变参数，且|φ(k)|≤b。

由公式(9)可知，复杂的非线性系统可以简化为一个动态的线性系统。非线性系统的动态特征，如非线性、时变的特性等，被合并为一个参数φ(k)。因此，φ(k)的动态特性变得非常复杂和难以用数学方法描述，但是，它的数值行为可以计算出来。

b.频率校准

提出的无模型校准方法迭代地减小了利用历史的输入和输出数据的信号周期和目标值y*之间的误差。如前所述，φ(k)表示系统在第k时刻的时变特性。如果我们知道系统在第k时刻的时变特性，则可以

估计VCO控制电压。有很多不同的方法估计φ(k)。在本文中，我们采用了一种改进的推测算法来估计φ(k)。PPD的准则函数定义为：

其中，在

是φ(k)的估计值，且μ>0是一个惩罚φ(k)变化率的权重因子。通过解决下面的最适条件后,

则有

其中，ρ∈(0,1]是步长常数。增加的这个参数是为了使算法更灵活。为了使该算法具有较强的时变跟踪能力，且确保|Δu(k-1)|≠0，我们使用以下复位方法，即：

或者|Δu(k-1)|≤ε, (13)

或者

其中，φ(1)是PPD的初始值，ε是一个小的正值常数。

在估计了PPD后，我们知道了系统在第k时刻的时变特性，我们可以进一步利用这个特性估计输入u(k)。对于给定的目标值y*，本文提出的方案找到一个输入值u(k)，在其中，输出y(k)尽可能地接近y*。考虑到下面的准则函数：

J(u(k))＝|y^*-y(k+1)|²+λ|u(k)-u(k-1)|² (14)

其中，y*是目标值，λ>0是用来限制u(k)的变化率的权重因子，合理的λ值使系统更加稳定，以及具有更佳的输出性能。求解最优条件：

令输入值u(k)为：

其中，ρ∈(0,1]是使公式(16)更普遍的步长常数。经过几次迭代，输出值 y(k)将逐渐收敛到目标值y*。

如图3所示，是本公开实施例提供的一种压控振荡器频率校准方法的流程示意图，该方法可以应用于图1所示的装置中。该方法可以包括以下步骤：

S101、分频器将压控振荡器产生的信号分成N倍，得到分频信号，其中， N为正整数。

S102、时间-数字转换器测量分频信号的实际时间周期。

S103、逻辑控制器根据分频信号的实际时间周期与分频信号的校准周期之间的差，产生控制电压，以及根据控制电压调节压控振荡器的频率。

具体实现时，从压控振荡器所产生的信号被分成N倍，成为低频信号。然后，使用时间-数字转换器测量实际时间周期。由于频率的变化，测量周期和低频信号的校准周期之间存在差异。根据测量的周期，逻辑控制器通过控制电压调节压控振荡器的频率。数模转换器将逻辑控制器产生的控制电压转换为模拟信号，发送给压控振荡器。

为了验证上述方案的效果，我们将以实验的方式评估提出的无模型自适应频率校准方案的性能。实验是在一个温度几乎恒定的环境中进行的，且TDC的测量结果是相对稳定的。

实验验证电路板的主要元件包括TDC、VCO、DAC、MCU和复杂可编程逻辑器件(complex programmable logic device，CPLD)。VCO具有校准频率为 40MHz。可控的电压范围为0-3.15V，频率可调范围大于±100ppm。利用通用的频率计数器测量VCO的频率，我们发现控制电压为0V和3.15V时VCO的实际工作频率分别为39.989447939MHz和40.007946938MHz。即实际可调的频率精度范围从-260ppm到200ppm，共460ppm。DAC的分辨率为20位。即DAC 的每一步的可调频率范围大约是460/2²⁰ppm＝0.439ppb。TDC的测量范围和分辨率决定校准精度。在这个实验中，所选TDC具有的测量范围为16s和测量分辨率为10ps。采用CPLD被用来对频率为40MHz的信号进行分频以产生TDC 测量的启动和停止脉冲信号。我们知道，分辨率越高或测量范围越长，则校准精度更高。在这个实验中，我们发现，当测量长时间间隔脉冲时，TDC的测量分辨率大大降低。为了平衡测量时间周期和测量分辨率，选择4ms的测量时间周期。也就是说，CPLD将40MHz信号的频率除以160000得到校准周期为4ms 的一种信号。

在实验过程中，我们发现CPLD分频40MHz的信号产生的启动和停止之间有一个固定的时间差。当TDC测量值需要收敛为3999.984480us时，实际的输出频率值将接近40MHz。该行为是CPLD合成后的验证电路中的启动和停止信号不一致的延迟造成的。

根据MCU发送的TDC的测量值，历史测量值和历史VCO控制电压，控制计算机采用建议的无模型自适应方案以计算下一个VCO控制电压，发送至MCU 以调整晶体振荡器的输出频率。通过迭代调整，所产生的低频信号的周期被调整到使用提出的频率校准方案得到的期望值。采用通用频率计数器验证频率校准的实际效果。

算法1总结了提出的无模型自适应频率校准算法的过程，其中，u(1)，φ(1)，Δy(1)，Δu(1)是系统的初始值，η,μρ,λ是待优化的参数。通常，当控制电压是最大值的一半时，VCO的频率精度很高，所以我们可以用它作为初始值。对于算法的收敛速度和稳定性来说，φ(1)的值和符号是非常重要的，因此，这个参数需要仔细优化。

在校准过程中，为了减少TDC测量的误差，我们取10次测量的平均值作为测量值。每5秒执行一次校准过程。图4示出了VCO的控制电压随时间推移的变化。我们可以看到，在不到20次校准后，即40秒，VCO控制电压变得稳定。然而，随着时间的推移，VCO的状态会慢慢改变，VCO控制电压增加。 VCO的状态变化可能是由温度变化或其他因素引起的。校准精度如图5所示。由公式(2)计算出的校准精度表明，频率精度在±30ppb以内。频率计数器测量的结果表明，校准精度小于±20ppb。这主要是由于TDC的测量错误，这导致频率精度计算的精度不够。然而，它可以反映频率精度的变化趋势。

可以看出，VCO的初始频率误差大于±30ppm。在不到20次校准后，频率误差很快收敛到±20ppb以内。虽然VCO的状态会随着时间缓慢改变，但提出的无模型自适应频率校准算法能够很好地跟踪这种变化，并保持校准误差在± 20磅之内。

此外，我们还将迭代时间从5秒缩短至1秒，并在相同的21℃环境温度下重新校准VCO。校准结果如图6和图7所示，表明所提出的无模型自适应频率校准算法需要大约20次迭代才能将频率误差从±30ppm降低到±10ppb，并保持在±10ppb范围内。

本公开提出的上述晶体振荡器频率校准方案。该校准方案不需要一个精确的数学模型，只使用该系统的输入输出(input/output，I/O)数据校准振荡器频率。提出的频率校准方案是一种低成本、结构简单的解决方案。实验结果表明，经过约20次迭代后，VCO的频率误差从±30ppm降低到±10ppb。

本公开实施例还提供了一种计算机可读存储介质，该计算机可读存储介质中存储有计算机程序或指令，当计算机程序或指令被执行时，实现上述方法。

本公开实施例还提供了一种包含指令的计算机程序产品，当该指令在计算机上运行时，使得计算机执行上述方法。

本公开实施例还提供了一种芯片，所述芯片与存储器耦合，执行本申请实施例上述方法。

需要说明的是，本申请实施例中“耦合”是指两个部件彼此直接或间接地结合。

需要说明的是，本公开实施例中的术语“系统”和“网络”可被互换使用。“多个”是指两个或两个以上，鉴于此，本公开实施例中也可以将“多个”理解为“至少两个”。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A 和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，字符“/”，如无特殊说明，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。

所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。

在本公开所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的系统、装置和方法，可以通过其它的方式实现。例如，该单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。所显示或讨论的相互之间的耦合、或直接耦合、或通信连接可以是通过一些接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。

作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。

在上述实施例中，可以全部或部分地通过软件、硬件、固件或者其任意组合来实现。当使用软件实现时，可以全部或部分地以计算机程序产品的形式实现。该计算机程序产品包括一个或多个计算机指令。在计算机上加载和执行该计算机程序指令时，全部或部分地产生按照本公开实施例的流程或功能。该计算机可以是通用计算机、专用计算机、计算机网络、或者其他可编程装置。该计算机指令可以存储在计算机可读存储介质中，或者通过该计算机可读存储介质进行传输。该计算机指令可以从一个网站站点、计算机、服务器或数据中心通过有线(例如同轴电缆、光纤、数字用户线(digital subscriber line，DSL)) 或无线(例如红外、无线、微波等)方式向另一个网站站点、计算机、服务器或数据中心进行传输。该计算机可读存储介质可以是计算机能够存取的任何可用介质或者是包含一个或多个可用介质集成的服务器、数据中心等数据存储设备。该可用介质可以是只读存储器(read-only memory，ROM)，或随机存取存储器(random access memory，RAM)，或磁性介质，例如，软盘、硬盘、磁带、磁碟、或光介质，例如，数字通用光盘(digital versatile disc，DVD)、或者半导体介质，例如，固态硬盘(solid state disk，SSD)等。

Claims (10)

1.一种压控振荡器频率校准装置，其特征在于，所述装置包括：与压控振荡器连接的分频器、与所述分频器连接的时间-数字转换器、与所述时间-数字转换器连接的逻辑控制器，所述数模转换器与所述压控振荡器连接；其中，

所述分频器用于将所述压控振荡器产生的信号分成N倍，得到分频信号，其中，N为正整数；

所述时间-数字转换器用于测量所述分频信号的实际时间周期；

所述逻辑控制器用于根据所述分频信号的实际时间周期与所述分频信号的校准周期之间的差，产生控制电压，以及根据所述控制电压调节所述压控振荡器的频率。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述控制电压增大，则所述分频信号的周期减小，所述分频信号的频率增大。

3.根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于，所述时间-数字转换器的分频系数为250。

4.根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于，所述控制电压和所述分频信号的实际时间周期之间的关系为：

y(k+1)＝f(y(k),…,y(k-n_y),u(k),…,u(k-n_u))

其中，u(k)为所述控制电压，y(k)为第k次即时产生的分频信号的周期，n_y和n_u为整数。

5.根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于，所述控制电压和所述分频信号的实际时间周期之间的关系为：

其中，u(k)为所述控制电压，y(k+1)为第k+1次即时产生的分频信号的周期，

为系统在第k时刻的时变特性。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述逻辑控制电路还用于估计所述

得到

如下：

其中，

是

的估计值，k为分频次数，u(k-1)为根据测量第k-1分频信号的实际时间周期产生的控制电压，y(k)为第k次即时产生的分频信号的周期。

7.根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于，所述装置还包括与所述逻辑控制电路和所述压控振荡器分别连接的数字模拟转换器；其中，

所述数字模拟转换器用于将所述控制电压转换为调节所述压控振荡器的频率的模拟信号。

8.一种压控振荡器频率校准方法，应用于压控振荡器频率校准装置，其特征在于，所述装置包括：与压控振荡器连接的分频器、与所述分频器连接的时间-数字转换器、与所述时间-数字转换器连接的逻辑控制器，所述数模转换器与所述压控振荡器连接；其中，

所述分频器将所述压控振荡器产生的信号分成N倍，得到分频信号，其中，N为正整数；

所述时间-数字转换器测量所述分频信号的实际时间周期；

所述逻辑控制器根据所述分频信号的实际时间周期与所述分频信号的校准周期之间的差，产生控制电压，以及根据所述控制电压调节所述压控振荡器的频率。

9.一种压控振荡器频率校准芯片，其特征在于，所述芯片与存储器耦合，执行如权利要求8所述的方法。

10.一种计算机可读存储介质，其特征在于，包括指令，当其在计算机上运行时，使得计算机执行如权利要求8所述的方法。

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