CN112688577A - 单相pwm整流器二次纹波抑制电路的定频电流预测控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种单相PWM整流器二次纹波抑制电路的定频电流预测控制方法，步骤如下：根据锁相环得到的输入电压角度，计算下一个采样时刻的储能电容功率给定值、储能电容电流给定值；在一个采样周期内选取三个开关状态，包括一个有效开关状态和两个零开关状态，从而实现定频控制，根据电路的离散化数学模型计算下一个采样时刻各个开关状态对应的输入电流预测值、储能电容电流预测值、储能电容功率预测值，将目标函数对时间求导并令其导数为0，得到不同有效开关状态的最佳作用时间和零开关状态的作用时间；将计算得到的给定值与预测值代入目标函数，选择使目标函数取值最小的有效开关状态作为下一时刻的开关状态并计算每个桥臂的上管导通时间。
Description
技术领域
本发明涉及单相PWM整流器控制技术领域，具体涉及一种单相PWM整流器二次纹波抑制电路的定频电流预测控制方法。
背景技术
随着能源危机和环境问题日益严重，新能源技术的研究受到越来越多的关注。在中小功率场合，单相PWM整流器被广泛的应用。但是单相整流器的输出直流电压中会含有二次纹波电压，该纹波电压不仅会给输入电流带来三次谐波，还会对负载带来不利影响，特别是在给蓄电池充电时，该纹波电压会引入额外的低频纹波电流，影响了电池性能，降低了电池寿命。
抑制单相PWM整流器二次纹波的方法可以分为无源滤波和有源滤波。无源滤波即在输出侧并联大容量电解电容或者并联LC谐振电路，但是并联大容量电解电容会增加系统体积，且电解电容寿命较短，而LC谐振电路又会增加系统的不稳定性。有源滤波方案大多采用SPWM或SVPWM的控制方法，但这些控制方法都至少需要4个PI调节器或PR调节器，控制过程复杂，增加了系统设计难度，降低了系统的鲁棒性和稳定性，并且开关频率不恒定。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有有源滤波控制方法中的不足，提供一种单相PWM整流器二次纹波抑制电路的定频电流预测控制方法，该方法具有实现结构简单、参数设计少、易实现的优点。
本发明的目的可以通过采取如下技术方案达到：
一种单相PWM整流器二次纹波抑制电路的定频电流预测控制方法，该单相PWM整流器二次纹波抑制电路包括6个MOS管、两个滤波电感、一个滤波电容和一个储能电容以及电阻，其中，每2个MOS管串联后分别构成相互并联的第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂，第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂构成桥式结构，电路的输入端中一个滤波电感的一端与第一桥臂中点相连，该滤波电感的另一端连接输入电压的一端，该输入电压的另一端连接第二桥臂中点；电路的输入端中还包括一个储能电容与另一个滤波电感串联构成的储能支路，该储能支路的一端与第三桥臂中点相连，另一端与第二桥臂中点相连；电路的输出端由一个稳压电容与电阻并联组成，并与桥式结构并联。
所述的定频电流预测控制方法包括以下步骤：
S1、将采样得到的输入交流电压经过锁相环后得到输入电压角度的正弦值，并计算下一个采样时刻的储能电容功率给定值、储能电容电流给定值；
S2、在一个采样周期内选取三个开关状态，包括一个有效开关状态和两个零开关状态，从而实现定频控制，根据单相PWM整流器二次纹波抑制电路的离散化数学模型计算下一个采样时刻各个开关状态对应的输入电流预测值、储能电容电流预测值、储能电容功率预测值，将目标函数对时间求导并令其导数为0，得到不同有效开关状态的最佳作用时间和零开关状态的作用时间；
S3、将计算得到的给定值与预测值代入目标函数，选择使目标函数取值最小的那个开关状态作为下一时刻的开关状态并计算每个桥臂的上管导通时间。
进一步地，所述的步骤S1中计算下一个采样时刻的储能电容功率给定值、储能电容电流给定值的过程如下：
假设单相PWM整流器工作在单位功率因数情况下，则输入电压及输入电流表示为：
其中，ω表示电气角速度，t为时间，Vsm、Ism分别表示输入电压、输入电流幅值，vs、is分别表示输入电压、输入电流瞬时值；
假设储能电容电压与输入电压之间的角度差为θ，则储能电容的电压及电流表示为：
其中，Vcm、Icm表示储能电容的电压及电流幅值，uc、ic表示储能电容的电压及电流瞬时值，Cr表示储能电容的电容值；
根据式(A)得到单相PWM整流器中第一桥臂和第二桥臂之间瞬时输入功率Pab为：
式中，L是交流侧滤波电感，
根据式(B)得到单相PWM整流器中第二桥臂和第三桥臂之间的瞬时功率Pcb为：
式中，Lr是和储能电容串联的滤波电感。
为消除输出电压中的二次纹波，应当使得Pab中的交流分量等于Pcb，于是得到：
进而得到储能电容功率给定值为
储能电容电流给定值为
进一步地，所述的步骤S2中，计算有效开关状态的最佳作用时间和零开关状态的作用时间的过程如下：
S21、根据单相PWM整流器二次纹波抑制电路，列写如下微分方程：
式中，Cr是储能电容，Lr是和储能电容串联的滤波电感，L是交流侧滤波电感，uab是单相PWM整流器中第一桥臂和第二桥臂之间的输入电压，ubc是单相PWM整流器中第二桥臂和第三桥臂之间的输入电压；
S22、将式(F)离散化后的表达式如下，
式中，Ts表示采样周期，is(k)表示第k时刻的输入电流采样值，ic(k)表示第k时刻的储能电容电流采样值，vs(k)表示第k时刻的输入电压采样值，vc(k)表示第k时刻的储能电容电压采样值，vdc为输出电压，is(k+1)表示第k+1时刻的输入电流预测值，ic(k+1)表示第k+1时刻的储能电容电流预测值，Sab(k)为第k时刻ab桥臂开关状态，Sbc(k)为第k时刻bc桥臂开关状态，uc(k+1)表示第k+1时刻的储能电容电压预测值；
S23、再假设有效开关状态的作用时间为ton，由于零开关状态的Sab＝0，则可得到
其中，Sbc1(k)为第k时刻有效开关状态对应的bc桥臂开关状态，Sbc2(k)、Sbc3(k)为第k时刻两个零开关状态分别对应的bc桥臂开关状态；
S24、设第k+1时刻的储能电容功率Pc(k+1)为
Pc(k+1)＝uc(k+1)*ic(k+1)(I)；
S25、设置目标函数为
其中，
表示输入电流的给定值，λ1、λ2、λ3分别是相应的权重系数，其取值范围是0到1，本实验例中λ1＝280、λ2＝0.04152、λ3＝0.305；
S26、将目标函数对时间求导并令其导数为0，得到
其中
进一步地，所述的步骤S3中，计算单相PWM整流器中每个桥臂的上管导通时间的过程如下：
当选取的ab桥臂有效开关状态是(1,0,0,1)时，两条桥臂的上管导通时间ta、tb分别是
当选取的ab桥臂有效开关状态是(0,1,1,0)时，两条桥臂的上管导通时间ta、tb分别是
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,0,1)、(1,0,0,1,0,1)、(0,1,0,1,0,1)或者(1,0,1,0,0,1)、(0,1,1,0,0,1)、(0,1,0,1,0,1)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝0 (Q)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,1,0)、(1,0,0,1,0,1)、(0,1,0,1,1,0)或者(1,0,1,0,1,0)、(0,1,1,0,0,1)、(0,1,0,1,1,0)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝(Ts-ton)/2 (R)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,1,0)、(1,0,0,1,0,1)、(0,1,0,1,0,1)或者(1,0,1,0,1,0)、(0,1,1,0,0,1)、(0,1,0,1,0,1)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝Ts-ton (S)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,0,1)、(1,0,0,1,1,0)、(0,1,0,1,0,1)或者(1,0,1,0,0,1)、(0,1,1,0,1,0)、(0,1,0,1,0,1)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝ton (T)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,1,0)、(1,0,0,1,1,0)、(0,1,0,1,1,0)或者(1,0,1,0,1,0)、(0,1,1,0,1,0)、(0,1,0,1,0,1)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝(Ts+ton)/2 (U)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,1,0)、(1,0,0,1,1,0)、(0,1,0,1,1,0)或者(1,0,1,0,1,0)、(0,1,1,0,1,0)、(0,1,0,1,1,0)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝Ts (V)。
本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：
以往的有源滤波控制方法中需要用到大量的PI调节器或PR调节器，其中控制输入电流的双闭环结构中需要1个PI调节器和1个PR调节器，控制储能电容电压和电流的双闭环结构中需要2个PR调节器，而本发明采用的定频电流预测控制不仅有效地实现了对二次纹波的抑制，而且只需要1个PI调节器，大大减小了有源滤波控制方法的参数设计复杂度，降低了参数设计对有源滤波控制方法稳定性的影响，并且实现了定频控制。
附图说明
图1是本发明实施例中单相PWM整流器二次纹波抑制电路图；
图2是本发明实施例中公开的单相PWM整流器二次纹波抑制电路的定频电流预测控制方法的流程图；
图3是本发明实施例中二次纹波抑制方案的输入电压、输入电流、输出电压示意图；
图4是本发明实施例中二次纹波抑制方案的输入电流谐波分析图；
图5是本发明实施例中二次纹波抑制方案的输出电压示意图图；
图6是本发明实施例中二次纹波抑制方案的输入电压与储能电容电压示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例
图1是单相PWM整流器二次纹波抑制电路图，该单相PWM整流器二次纹波抑制电路包括6个MOS管、两个滤波电感、一个滤波电容和一个储能电容以及电阻，其中，每2个MOS管串联后分别构成相互并联的第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂，第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂构成桥式结构，电路的输入端中一个滤波电感的一端与第一桥臂中点相连，该滤波电感的另一端连接输入电压的一端，该输入电压的另一端连接第二桥臂中点；电路的输入端中还包括一个储能电容与另一个滤波电感串联构成的储能支路，该储能支路的一端与第三桥臂中点相连，另一端与第二桥臂中点相连；电路的输出端由一个稳压电容与电阻并联组成，并与桥式结构并联。
上述单相PWM整流器二次纹波抑制电路与传统H桥整流电路相比，增加了第三桥臂，并在交流输入侧连接了一条储能电容支路，该支路上还串联了一个滤波电感。
该单相PWM整流器二次纹波抑制电路控制的目标包括3个，一是实现网侧单位功率因数控制，二是将二次纹波功率存储于储能电容中，三是实现定频控制。根据图2公开的单相PWM整流器二次纹波抑制电路的定频电流预测控制方法的流程图，该定频电流预测控制方法的控制过程分为如下三步：
S1、将采样得到的输入交流电压经过锁相环后得到输入电压角度的正弦值，并计算下一个采样时刻的储能电容功率给定值、储能电容电流给定值；
本实施例的步骤S1中计算下一个采样时刻的储能电容功率给定值、储能电容电流给定值的过程如下：
假设单相PWM整流器工作在单位功率因数情况下，则输入电压及输入电流表示为：
其中，ω表示电气角速度，t为时间，Vsm、Ism分别表示输入电压、输入电流幅值，vs、is分别表示输入电压、输入电流瞬时值；
假设储能电容电压与输入电压之间的角度差为θ，则储能电容的电压及电流表示为：
其中，Vcm、Icm表示储能电容的电压及电流幅值，uc、ic表示储能电容的电压及电流瞬时值，Cr表示储能电容的电容值；
根据式(A)得到单相PWM整流器中第一桥臂和第二桥臂之间瞬时输入功率Pab为：
式中，L是交流侧滤波电感，
根据式(B)得到单相PWM整流器中第二桥臂和第三桥臂之间的瞬时功率Pcb为：
式中，Lr是和储能电容串联的滤波电感。
为消除输出电压中的二次纹波，应当使得Pab中的交流分量等于Pcb，于是得到：
进而得到储能电容功率给定值为
储能电容电流给定值为
S2、在一个采样周期内选取三个开关状态，包括一个有效开关状态和两个零开关状态，从而实现定频控制，根据单相PWM整流器二次纹波抑制电路的离散化数学模型计算下一个采样时刻各个开关状态对应的输入电流预测值、储能电容电流预测值、储能电容功率预测值，将目标函数对时间求导并令其导数为0，得到不同有效开关状态的最佳作用时间和零开关状态的作用时间；
本实施例的步骤S2中，计算有效开关状态的最佳作用时间和零开关状态的作用时间的过程如下：
S21、根据单相PWM整流器二次纹波抑制电路，列写如下微分方程：
式中，Cr是储能电容，Lr是和储能电容串联的滤波电感，L是交流侧滤波电感，uab是单相PWM整流器中第一桥臂和第二桥臂之间的输入电压，ubc是单相PWM整流器中第二桥臂和第三桥臂之间的输入电压；
S22、将式(F)离散化后的表达式如下，
式中，Ts表示采样周期，is(k)表示第k时刻的输入电流采样值，ic(k)表示第k时刻的储能电容电流采样值，vs(k)表示第k时刻的输入电压采样值，vc(k)表示第k时刻的储能电容电压采样值，vdc为输出电压，is(k+1)表示第k+1时刻的输入电流预测值，ic(k+1)表示第k+1时刻的储能电容电流预测值，Sab(k)为第k时刻ab桥臂开关状态，Sbc(k)为第k时刻bc桥臂开关状态，uc(k+1)表示第k+1时刻的储能电容电压预测值；
S23、再假设有效开关状态的作用时间为ton，由于零开关状态的Sab＝0，则可得到
其中，Sbc1(k)为第k时刻有效开关状态对应的bc桥臂开关状态，Sbc2(k)、Sbc3(k)为第k时刻两个零开关状态分别对应的bc桥臂开关状态；
S24、设第k+1时刻的储能电容功率Pc(k+1)为
Pc(k+1)＝uc(k+1)*ic(k+1) (I)；
S25、设置目标函数为
其中，
表示输入电流的给定值，λ1、λ2、λ3分别是相应的权重系数，其取值范围是0到1，本实验例中λ1＝280、λ2＝0.04152、λ3＝0.305；
S26、将目标函数对时间求导并令其导数为0，得到
其中
S3、将计算得到的给定值与预测值代入目标函数，选择使目标函数取值最小的那个开关状态作为下一时刻的开关状态并计算每个桥臂的上管导通时间。
本实施例的步骤S3中，计算单相PWM整流器中每个桥臂的上管导通时间的过程如下：
当选取的ab桥臂有效开关状态是(1,0,0,1)时，两条桥臂的上管导通时间ta、tb分别是
当选取的ab桥臂有效开关状态是(0,1,1,0)时，两条桥臂的上管导通时间ta、tb分别是
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,0,1)、(1,0,0,1,0,1)、(0,1,0,1,0,1)或者(1,0,1,0,0,1)、(0,1,1,0,0,1)、(0,1,0,1,0,1)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝0 (Q)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,1,0)、(1,0,0,1,0,1)、(0,1,0,1,1,0)或者(1,0,1,0,1,0)、(0,1,1,0,0,1)、(0,1,0,1,1,0)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝(Ts-ton)/2 (R)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,1,0)、(1,0,0,1,0,1)、(0,1,0,1,0,1)或者(1,0,1,0,1,0)、(0,1,1,0,0,1)、(0,1,0,1,0,1)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝Ts-ton (S)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,0,1)、(1,0,0,1,1,0)、(0,1,0,1,0,1)或者(1,0,1,0,0,1)、(0,1,1,0,1,0)、(0,1,0,1,0,1)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝ton (T)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,1,0)、(1,0,0,1,1,0)、(0,1,0,1,1,0)或者(1,0,1,0,1,0)、(0,1,1,0,1,0)、(0,1,0,1,0,1)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝(Ts+ton)/2 (U)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,1,0)、(1,0,0,1,1,0)、(0,1,0,1,1,0)或者(1,0,1,0,1,0)、(0,1,1,0,1,0)、(0,1,0,1,1,0)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝Ts (V)。
仿真实验中单相PWM整流器二次纹波抑制电路的参数如表1所示，表1.单相PWM整流器二次纹波抑制电路参数表
| 参数 | 取值 |
| 输入电压峰值 | 50V |
| 输入电流峰值 | 2.84A |
| 交流侧滤波电感L | 10mH |
| 直流侧电容C | 220uF |
| 直流侧电压 | 100V |
| 电网频率 | 50Hz |
| 采样频率 | 20kHz |
| 储能电容C<sub>r</sub> | 110uF |
| 死区时间 | 2us |
| 滤波电感L<sub>r</sub> | 5mH |
图3为本实施例所提出的二次纹波抑制方案的输入电压、输入电流、输出电压示意图，从图中可以看出本实施例提出的定频电流预测控制方法可以实现单位功率因数控制。
图4为本实施例所提出的二次纹波抑制方案的输入电流谐波分析图，从图中可以看出输入电流的THD只有3.13％。
图5为本实施例所提出的二次纹波抑制方案的输出电压纹波示意图，可以看出此时输出二次纹波已经减小到了5V以内。
图6为本实施例所提出的二次纹波抑制方案的输入电压与储能电容电压示意图，可以看出输入电压与储能电容之间相差大约π/4的相位，符合理论计算的结果。
从上面的实验结果可以看出，本实施例提出的一种单相PWM整流器二次纹波抑制电路的模型预测控制方法，可以有效地将二次纹波功率存储于储能电容中，从而达到抑制输出电压纹波的目标，并且在一个采样周期内选取三种开关状态，保证了开关管的开关频率恒定，有效减少输入电流的谐波分量。该模型预测控制方法不仅有效地实现了对输出电压中二次纹波的抑制，还具有控制简单，易于实现的优点。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。
Claims (4)
1.一种单相PWM整流器二次纹波抑制电路的定频电流预测控制方法，该单相PWM整流器二次纹波抑制电路包括6个MOS管、两个滤波电感、一个滤波电容和一个储能电容以及电阻，其中，每2个MOS管串联后分别构成相互并联的第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂，第一桥臂、第二桥臂和第三桥臂构成桥式结构，电路的输入端中一个滤波电感的一端与第一桥臂中点相连，该滤波电感的另一端连接输入电压的一端，该输入电压的另一端连接第二桥臂中点；电路的输入端中还包括一个储能电容与另一个滤波电感串联构成的储能支路，该储能支路的一端与第三桥臂中点相连，另一端与第二桥臂中点相连；电路的输出端由一个稳压电容与电阻并联组成，并与桥式结构并联，其特征在于，所述的定频电流预测控制方法包括以下步骤：
S1、将采样得到的输入交流电压经过锁相环后得到输入电压角度的正弦值，并计算下一个采样时刻的储能电容功率给定值、储能电容电流给定值；
S2、在一个采样周期内选取三个开关状态，包括一个有效开关状态和两个零开关状态，从而实现定频控制，根据单相PWM整流器二次纹波抑制电路的离散化数学模型计算下一个采样时刻各个开关状态对应的输入电流预测值、储能电容电流预测值、储能电容功率预测值，将目标函数对时间求导并令其导数为0，得到不同有效开关状态的最佳作用时间和零开关状态的作用时间；
S3、将计算得到的给定值与预测值代入目标函数，选择使目标函数取值最小的那个开关状态作为下一时刻的开关状态并计算每个桥臂的上管导通时间。
2.根据权利要求1中所述的单相PWM整流器二次纹波抑制电路的定频电流预测控制方法，其特征在于，所述的步骤S1中，计算下一个采样时刻的储能电容功率给定值、储能电容电流给定值的过程如下：
假设单相PWM整流器工作在单位功率因数情况下，则输入电压及输入电流表示为：
其中，ω表示电气角速度，t为时间，Vsm、Ism分别表示输入电压、输入电流幅值，vs、is分别表示输入电压、输入电流瞬时值；
假设储能电容电压与输入电压之间的角度差为θ，则储能电容的电压及电流表示为：
其中，Vcm、Icm表示储能电容的电压及电流幅值，uc、ic表示储能电容的电压及电流瞬时值，Cr表示储能电容的电容值；
根据式(A)得到单相PWM整流器中第一桥臂和第二桥臂之间瞬时输入功率Pab为：
式中，L是交流侧滤波电感，
根据式(B)得到单相PWM整流器中第二桥臂和第三桥臂之间的瞬时功率Pcb为：
式中，Lr是和储能电容串联的滤波电感。
为消除输出电压中的二次纹波，应当使得Pab中的交流分量等于Pcb，于是得到：
进而得到储能电容功率给定值为
储能电容电流给定值为
3.根据权利要求1中所述的单相PWM整流器二次纹波抑制电路的定频电流预测控制方法，其特征在于，所述的步骤S2中，计算有效开关状态的最佳作用时间和零开关状态的作用时间的过程如下：
S21、根据单相PWM整流器二次纹波抑制电路，列写如下微分方程：
式中，Cr是储能电容，Lr是和储能电容串联的滤波电感，L是交流侧滤波电感，uab是单相PWM整流器中第一桥臂和第二桥臂之间的输入电压，ubc是单相PWM整流器中第二桥臂和第三桥臂之间的输入电压；
S22、将式(F)离散化后的表达式如下，
式中，Ts表示采样周期，is(k)表示第k时刻的输入电流采样值，ic(k)表示第k时刻的储能电容电流采样值，vs(k)表示第k时刻的输入电压采样值，vc(k)表示第k时刻的储能电容电压采样值，vdc为输出电压，is(k+1)表示第k+1时刻的输入电流预测值，ic(k+1)表示第k+1时刻的储能电容电流预测值，Sab(k)为第k时刻ab桥臂开关状态，Sbc(k)为第k时刻bc桥臂开关状态，uc(k+1)表示第k+1时刻的储能电容电压预测值；
S23、再假设有效开关状态的作用时间为ton，由于零开关状态的Sab＝0，则可得到
其中，Sbc1(k)为第k时刻有效开关状态对应的bc桥臂开关状态，Sbc2(k)、Sbc3(k)为第k时刻两个零开关状态分别对应的bc桥臂开关状态；
S24、设第k+1时刻的储能电容功率Pc(k+1)为
Pc(k+1)＝uc(k+1)*ic(k+1) (I)；
S25、设置目标函数为
其中，
表示输入电流的给定值，λ1、λ2、λ3分别是相应的权重系数，其取值范围是0到1；
S26、将目标函数对时间求导并令其导数为0，得到
其中
4.根据权利要求1中所述的单相PWM整流器二次纹波抑制电路的定频电流预测控制方法，其特征在于，所述的步骤S3中，计算单相PWM整流器中每个桥臂的上管导通时间的过程如下：
当选取的ab桥臂有效开关状态是(1,0,0,1)时，两条桥臂的上管导通时间ta、tb分别是
当选取的ab桥臂有效开关状态是(0,1,1,0)时，两条桥臂的上管导通时间ta、tb分别是
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,0,1)、(1,0,0,1,0,1)、(0,1,0,1,0,1)或者(1,0,1,0,0,1)、(0,1,1,0,0,1)、(0,1,0,1,0,1)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝0 (Q)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,1,0)、(1,0,0,1,0,1)、(0,1,0,1,1,0)或者(1,0,1,0,1,0)、(0,1,1,0,0,1)、(0,1,0,1,1,0)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝(Ts-ton)/2 (R)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,1,0)、(1,0,0,1,0,1)、(0,1,0,1,0,1)或者(1,0,1,0,1,0)、(0,1,1,0,0,1)、(0,1,0,1,0,1)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝Ts-ton (S)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,0,1)、(1,0,0,1,1,0)、(0,1,0,1,0,1)或者(1,0,1,0,0,1)、(0,1,1,0,1,0)、(0,1,0,1,0,1)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝ton (T)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,1,0)、(1,0,0,1,1,0)、(0,1,0,1,1,0)或者(1,0,1,0,1,0)、(0,1,1,0,1,0)、(0,1,0,1,0,1)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝(Ts+ton)/2 (U)；
当三组桥臂开关序列为(1,0,1,0,1,0)、(1,0,0,1,1,0)、(0,1,0,1,1,0)或者(1,0,1,0,1,0)、(0,1,1,0,1,0)、(0,1,0,1,1,0)时，第三桥臂的上管导通时间tc为：
tc＝Ts (V)。
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|---|---|---|---|---|
| CN102931857A (zh) * | 2012-10-26 | 2013-02-13 | 河南师范大学 | 电压型pwm整流器定频式模型预测控制方法 |
| CN105024541A (zh) * | 2015-07-24 | 2015-11-04 | 上海交通大学 | 低谐波高功率因素的单相整流电路的预测电流控制方法 |
| CN109842317A (zh) * | 2017-11-24 | 2019-06-04 | 国网山东省电力公司济宁供电公司 | 一种基于Boost和Buck-Boost电路的差分变换器及其应用 |
| CN110190764A (zh) * | 2019-05-20 | 2019-08-30 | 华南理工大学 | 单相pwm整流器二次纹波抑制电路的模型预测控制方法 |
| CN110677064A (zh) * | 2019-10-18 | 2020-01-10 | 华南理工大学 | 单相pwm整流器定频电流预测控制方法 |
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| JUNPENG MA 等: ""Low-Complexity Model Predictive Control of Single-Phase Three-Level Rectifiers With Unbalanced Load"", 《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》 * |
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