CN112688561A - 电感耦合电源和斜率控制 - Google Patents

Abstract

本公开的实施例涉及电感耦合电源和斜率控制。一种电源包括功率源、初级电感路径、以及次级电感路径。该初级电感路径被耦合以从所述功率源接收输入电流。次级电感路径磁性耦合到初级电感路径，以对通过初级电感路径的电流流动进行调整，初级电感路径可操作为产生输出电压。

Description

电感耦合电源和斜率控制

技术领域

本公开涉及感应耦合电源和斜率控制。

背景技术

常规开关电源电路有时包括诸如电感器的能量存储部件，以产生为负载供电的输出电压。例如，为了将输出电压的幅度维持在期望范围内，控制器控制通过电感器切换输入电流。

基于电感器的电源的缺点如下：在变化负载条件下(诸如当负载瞬间消耗更多或更少的功率时)，向电感器输入足够的电流，从而使输出电压保持在调节内的能力。

例如，负载可以在稳态条件下操作，其中负载在稳态中消耗10安培的电流，然后突然切换为消耗大得多的100安培电流。相反，负载可以在稳态条件下操作，其中负载在稳态下消耗100安培，然后突然切换为消耗更少的10安培电流。无论哪种情况都期望的是，在这些类型的瞬态条件期间将电源的输出电压保持在期望电压范围之内。

发明内容

本公开包括以下观察：常规开关电源在瞬态负载条件期间将输出电压维持在期望范围内的能力有限。例如，常规开关电源在能够从输出1安(安培)切换到输出100安(反之亦然)的速度上受到限制。可以修改参数，诸如相应开关电源的输入电压和电感，以适应范围广泛的瞬态负载条件。然而，这样的修改可能需要尺寸更大的电路部件，并且降低了相应电源的电路效率。

作为说明常规电源的局限性的更具体示例，在输入电压和输出电压被设定或在受限操作范围内的SMPS(开关模式电源)中，在负载阶跃改变期间的±di/dt(又称电流斜率)被设定、并且不能够主动改变。对于常规升降压转换器或任何开关电源应用，本公开包括以下观察：通过升降压转换器的对应输出电感器L的输出电流的改变速率(di/dt)如下：

di/dt＝(Vin-Vout)/L；

其中di/dt等于当升降压转换器的相应高侧开关接通(电感器的输入节点耦合到Vin)时输出电流增加的最大斜率，Vin等于电感器的输入电压，而Vout等于电感器的输出电压；

并且，在放电模式下，最大负速率为：

-di/dt＝Vout/L；

其中-di/dt等于当相应低侧开关接通(电感器的输入节点耦合到接地参考)时输出电流减少的最大负斜率，Vin是电感器的输入电压，而Vout等于电感器的输出电压。

由于Vin、Vout和L在相应电源应用中是相对设置的值，因此电流的对应改变速率(斜率)也被设定并且不可改变。

如下文所进一步讨论的，本文中的实施例经由附加电流耦合系统(诸如调整通过初级电感路径的电流的斜率升压器电路)在正向方向和负向方向两者上提供斜率调整，从而提供对瞬态负载消耗条件的更好响应。

本文中的实施例经由对负载供电的开关电源，提供了输出电压的新颖、并且经改善的生成方式。

例如，在一个实施例中，电源包括功率源、初级电感路径、以及次级电感路径。初级电感路径被耦合为从功率源接收输入电流。次级电感路径磁性耦合到初级电感路径，并且调整通过初级电感路径的电流流动。初级电感路径产生输出电压以为负载供电。

在又一实施例中，功率系统包括初级电感路径、次级电感路径以及控制器。初级电感路径从功率源接收第一电流。次级电感路径磁性耦合到初级电感路径，次级电感路径使用第二电流驱动。控制器经由控制通过次级电感路径的第二电流的幅度来调整/控制初级电感路径的阻抗。

本文中的额外实施例包括控制器，该控制器监测供应给负载的输出电压和/或电流的幅度。基于一个或多个这种参数(诸如输出电压的幅度、电流消耗等)，控制器控制输入电流向初级电感路径的递送。

在又一实施例中，当控制器确定仅对通过初级电感路径的输入电流进行控制不足以将输出电压维持在期望电压范围内时，控制器控制通过次级电感路径的电流流动，该次级电感路径磁性耦合到初级电感路径。经由对通过初级电感路径的电流输入的控制，以及对调节通过次级电感路径的电流的量和方向的补充控制，控制器在瞬态条件期间将输出电压的调节维持在期望范围内。

在一个实施例中，如先前所讨论的，对通过次级电感路径的电流的控制改变了与初级电感路径相关联的阻抗。

注意，如本文中所描述的，对通过次级电感路径的电流的补充控制使得控制器能够调整通过初级电感路径的电流流动(经由所谓的电流升压，诸如正或负)。经由辅助控制，控制器提供对改变从初级电感路径递送的输出电流的增强斜率控制。

根据额外实施例，初级电感路径是多绕组变压器的绕组。例如，变压器可以被配置为包括第一绕组和第二绕组。第一绕组(即，初级电感路径)接收从第一功率源输入的电流(或更一般地，能量)。在一个实施例中，控制器监测输出电压、并且控制从第一功率源向第一绕组(初级电感路径)的能量输入。

如先前所讨论的，必要时，初级电感路径还依据通过第二电感路径的电流来接收对相应电流的调整。

根据其他实施例，注意，在本文中所描述的变压器的第一绕组和第二绕组之间的耦合系数是任何合适值。通过非限制性示例实施例，在第一绕组与第二绕组之间的耦合系数在0.6与0.95之间。初级电感路径包括一系列泄漏电感(Lk)。

本文中的额外实施例包括控制器，其可操作为在第一操作模式与第二操作模式之间切换。在第一模式下，控制器通过次级电感路径在第一方向上供应电流。在第二模式下，控制器通过次级电感路径在第二方向上供应电流。如先前所讨论的，在一个实施例中，通过次级电感路径的电流流动改变了与初级电感路径相关联的阻抗。

本文中的额外实施例包括控制器，该控制器可操作为在以下两者之间进行切换：i)电源在第一模式下的操作，在第一模式下，在没有电流流过次级电感路径时，初级电感路径产生输出电压；以及ii)电源在第二模式下的操作，在该第二模式下，在电流流过次级电感路径时，初级电感路径产生输出电压，。

根据又一实施例，本文中所描述的电源包括第一开关和第二开关。经由来自控制器的第一控制输入，第一开关控制来自第一功率源(电压源)的输入电流通过初级电感路径(诸如变压器的第一绕组)的递送。经由来自控制器的第二控制输入，第二开关控制通过第二电感路径的电流的幅度。在一个实施例中，如先前所讨论的，控制器还控制通过次级电感路径的电流的方向，其调整由初级电感路径向负载提供的电流的量。

在又一实施例中，功率源是第一电压，电源还包括电压调节器、第一开关以及第二开关。电压调节器可操作为从第一电压产生第二电压。如先前所讨论的，经由控制第一开关，控制器控制输入电流从第一电压向初级电感路径的递送。经由第二开关的控制，控制器控制电流通过次级电感路径的递送，因此控制通过初级电感路径的电流的量。

在又一些实施例中，如先前所讨论的，控制器在瞬态状态期间能够被操作，以控制通过次级电感路径的电流流动，在瞬态条件下，由负载所消耗的输出电流从第一电平改变为第二电平。输出电流维持在第二电平，而由电源通过初级电感路径所提供的电流从第一电平逐渐偏移到第二电平，在该偏移期间，对输出电流的调整的贡献对应地逐渐减少。

本文中的实施例是新颖的，并且比常规电源有用。例如，与常规电源相反，本文中的实施例包括辅助(第二)次级电感路径与初级电感路径的磁性耦合，以适应瞬态负载条件，在该瞬态负载条件下，负载突然消耗更多或更少的电流。

下文对这些和其他具体实施例进行更详细地公开。

注意，如本文中所讨论的在系统中实现的资源中的任一资源可以包括一个或多个计算机化设备、控制器、移动通信设备、手持式计算机或膝上型计算机等，以执行和/或支持本文中所公开的任何方法操作或所有方法操作。换句话说，一个或多个计算机化设备或处理器可以被编程和/或配置为如本文中所解释地操作，以执行本文中所描述的不同实施例。

本文中的其他实施例包括用于执行上文概述并且下文所详细公开的步骤和操作的软件程序。一个这样的实施例包括一种计算机程序产品，该计算机程序产品包括非暂态计算机可读存储介质(即，任何计算机可读硬件存储介质)，在该非暂态计算机可读存储介质上，对软件指令进行编码，以供后续执行。当在具有处理器的计算机化设备(硬件)中执行指令时，指令对处理器(硬件)进行编程和/或使之执行本文中所公开的操作。这样的布置通常被提供为在诸如光学介质(例如，CD-ROM)、软盘、硬盘、记忆棒、存储器设备等的非暂态计算机可读存储介质、或诸如一个或多个ROM、RAM、PROM等中的固件、或诸如专用集成电路(ASIC)等的其他介质上布置或编码的软件、代码、指令和/或其他数据(例如，数据结构)。软件、固件或其他这样的配置可以安装到计算机化设备上，以使得计算机化设备执行本文中所说明的技术。

因而，本文中的实施例涉及一种支持本文中所讨论的操作的方法、系统、计算机程序产品等。

一个实施例包括一种计算机可读存储介质和/或系统，其上存储有指令以产生输出电压。指令当由计算机处理器硬件执行时，使得计算机处理器硬件(诸如位于相同位置或位于不同位置的一个或多个处理器设备或硬件)：控制通过第一电感路径的第一电流；控制通过第二电感路径的第二电流，第二电感路径磁性耦合到第一电感路径；并且基于第一电感路径的输出来产生输出电压以为负载供电。

为了清楚起见，已添加了上述步骤的排序。注意，如本文中所讨论的处理步骤中的任一处理步骤可以以任何合适次序执行。

本公开的其他实施例包括软件程序和/或相应硬件，以执行上文所概述的并且下文所详细公开的方法实施例步骤和操作中的任一方法实施例步骤和操作。

应当理解，本文中所讨论的系统、方法、装置、计算机可读存储介质上的指令等也可以严格体现为软件程序、固件，体现为软件、硬件和/或固件的混合，或体现为单独硬件(诸如在处理器(硬件或软件)内、或在操作系统内或在软件应用内)。

进一步地，注意，尽管本文中所讨论的实施例可应用于开关电源，但是本文中所公开的概念可以有利地应用于任何其他合适拓扑。

附加地，注意，尽管本文中的不同特征、技术、配置等中的每个特征、技术、配置等可以在本公开的不同地方进行讨论，但是意图是，在适当情况下，概念中的每个概念可以可选地彼此独立执行或彼此结合。因而，可以以许多不同方式来体现和查看本文中所描述的一个或多个发明。

此外，注意，本文中的实施例的初步讨论(发明内容)有意不指定本公开或所要求保护的一个或多个发明的每个实施例和/或日益新颖方面。取而代之的是，该发明内容仅提供了优于常规技术的一般实施例和对应新颖性特点。对于一个或多个本发明的其他细节和/或可能观点(排列)，读者会被引导到如下文所进一步讨论的“具体实施方式”章节(其是实施例的概述)和本公开的对应附图。

附图说明

图1A是图示了根据本文中的实施例的其中初级电感路径从一个或多个源接收能量的电源的示例图。

图1B是图示了根据本文中的实施例的在电路板上制造电源的示例图。

图2是图示了根据本文中的实施例的在斜升模式期间的电流流动(与斜率升压器相关联)的示例图。

图3是图示了根据本文中的实施例的在斜升模式期间电源的操作的示例时序图。

图4是图示了根据本文中的实施例的在斜降模式期间的电流流动(与斜率升压器相关联)的示例图。

图5是图示了根据本文中的实施例的在斜降模式期间电源的操作的示例时序图。

图6是图示了根据本文中的实施例的提供对通过磁性耦合到初级电感路径的第二绕组的电流的控制的半桥电路的示例图。

图7是图示了根据本文中的实施例的斜率升压器电流控制的示例图。

图8是图示了根据本文中的实施例的实现斜率升压器电流控制的流程图的示例图。

图9是图示了根据本文中的实施例的可操作为执行一种或多种方法的示例计算机体系架构的示例图。

图10是图示了根据本文中的实施例的方法的示例图。

图11是图示了根据本文中的实施例的斜率升压器电流控制的示例图。

如附图所图示的，根据本文中的以下具体实施方式，本文中的实施例的前述和其他目的、特征和优点将变得显而易见，其中在所有不同视图中，相同的附图标记是指相同的部分。附图不一定按比例绘制，而是着重于对实施例、原理、概念等进行说明。

具体实施方式

一种电源包括功率源、初级电感路径以及次级电感路径。初级电感路径被耦合为从功率源接收输入电流。次级电感路径磁性耦合到初级电感路径，以对通过初级电感路径的电流进行调整，初级电感路径可操作为产生输出电压。

现在，参考附图。图1A是图示了根据本文中的实施例的包括初级电感路径和次级电感路径的电源的示例图。

在该示例实施例中，电源100产生输出电压123，该输出电压123对动态负载118(诸如一个或多个电子电路、部件等)供电。

电源100包括多个部件，诸如控制器140、源121(诸如电流源、电压源、功率源等)、源122(诸如电流源、电压源、功率源等)、以及磁性耦合的电感器设备150。磁性耦合的电感器设备150(诸如变压器或其他合适设备)包括初级电感路径151(诸如第一绕组)和次级电感路径152(诸如第二绕组)。

如果需要，则源122可以被配置为接收电压V1而非V2，从而无需多个电压源。

进一步地，在该示例实施例中，电源100包括初级电感路径151。在一个实施例中，初级电感路径151是磁性耦合的电感器设备150的绕组。

根据额外实施例，控制器140经由一个或多个控制信号111和一个或多个控制信号112的生成，来控制通过初级电感路径151和次级电感路径152的电流流动。

更具体地，经由(多个)控制信号111，控制器140控制由电流源121所供应的、并且通过磁性耦合的电感器设备150的初级电感路径151(绕组)输送的电流131的流动。

经由(多个)控制信号112，控制器140控制由电流源122所供应的、并且通过磁性耦合的电感器设备150的次级电感路径152传送的电流132的幅度和方向。

根据额外实施例，控制器140接收与输出电压123相关联的一个或多个反馈参数。

例如，控制器140可以被配置为接收反馈125，该反馈125指示一个或多个参数，诸如输出电压123的幅度、由输出电压123(通过初级电感路径151)向负载118供应的电流的量等。

根据其他实施例，控制器140监测反馈175(诸如输出电压123的幅度、由负载118所消耗的电流等)，并且基于这样的一个或多个监测的参数来控制输入电流131向初级电感路径151的递送，以及电流132通过次级电感路径152的递送。

更具体地，在一个实施例中，当控制器140确定仅对通过初级电感路径151的输入电流进行控制不足以将输出电压123维持在期望电压范围内时，控制器140将通过次级电感路径152的电流132的流动控制为非零，该次级电感路径152磁性耦合到初级电感路径151。

如本文中所进一步讨论的，通过次级电感路径152的电流流动提供了对输出电流139的调整以及在与初级电感路径151相关联的电流(斜率)改变上更大的控制。

经由对通过初级电感路径151的电流131的输入进行控制，以及对通过磁性耦合到初级电感路径151的次级电感路径152的电流132的量和方向进行调节的补充控制，控制器140在由负载118的稳态电流消耗条件和瞬态电流消耗条件期间，将输出电压123的调节维持在期望范围内。

进一步注意，如本文中所描述的，存在三个主要变量，这三个变量可以提高斜率升压(诸如源122和次级电感路径152)的di/dt能力。

与初级电感路径151相关联的增加di/dt(电流斜率或电流随时间流逝而发生改变)能力的第一变量是与斜率升压器(诸如源122和次级电感路径152)相关联的电压V2的幅度。在一个实施例中，假设L1(初级电感路径151的绕组数目)和LS(与次级电感路径152相关联的绕组数)相同或接近1:1，则电压源120-2的电压V2的幅度大于由电压源120-1所提供的电压V1。

与初级电感路径151相关联的增加di/dt(电流斜率或电流随时间流逝发生改变)能力的第二变量是LS(与次级电感路径152相关联)的匝数，其小于L1(初级电感路径151)的匝数，以便从LS向L1施加更高的电压。基于这样的设置，即使输入/输出电压非常低，本文中所描述的电流升压概念也可以成立，从而消除了开关模式电源的来自低输入/输出电压的斜率限制。还可以考虑另一方法，该方法是两个变量的混合，其具有较高的电压V2以及LS与L1的匝数比不是1:1。

与初级电感路径151相关联的增加di/dt(电流斜率或电流随时间流逝发生改变)能力的第三变量是设计耦合电感器(第二电感路径152)的泄露电感，因为由负载118将泄露电感视为斜率升压器正在操作时升降压转换器的输出电感，泄露电感又在负载电流消耗改变期间控制初级电感路径151的di/dt。然后，泄露电感是LS(次级电感路径152)与L1(初级电感路径151)之间耦合的直接结果。

注意，斜率升压器资源(诸如电流源122和/或次级电感路径152)的另一益处如下：它仅在电流负载阶跃事件期间操作(在控制器140的控制下)，因此对电源100(诸如开关模式电源)总体稳态没有贡献。

因此，本文中的实施例包括斜率升压器电路和相应控制方法。这样的实施例可以在任何开关模式电源中实现，以控制初级电感路径151的输入电流/输出电流的di/dt(即，所供应的电流随时间流逝而发生改变)，尤其是在阶跃负载改变(负载118所消耗的电流发生改变)期间。从理论上讲，本文中的实施例可以应用于具有磁性部件(即，电感器)的任何电源。

图1B是图示了根据本文中的实施例的在电路板上制造电源的示例图。

在该示例实施例中，制造器196：接收电路板103；将电源100(和对应部件)附着到电路板103。进一步地，制造器196将负载118附着到电路板103。制造器196例如经由可选的电路路径117(诸如一条或多条迹线等)将电源100耦合到负载118。在一个实施例中，电路路径将从电源100生成的输出电压123传送到负载118。

根据其他实施例，一种配置包括处理器负载，其位于处理器衬底上(或耦合到该处理器衬底)，该处理器衬底自身连接到相应电路板。如果需要，则处理器负载可以经由在电路板上的可选插槽连接到电路板。附加地或备选地，本文中的实施例可以包括在处理器负载衬底和相应的插座或电路板之间的插入器(interposer)。

根据其他可能实施例，功率转换可以直接从处理器负载(CPU负载)衬底内发生。因此，如先前所讨论的，电路路径117是可选的。

因而，本文中的实施例包括一种系统，包括：电路板103(诸如独立板、母板、注定要耦合到母板的独立板的独立板等)；电源100，其包括一个或多个本文中所描述的电感器设备；以及负载118，该负载118由输出电压123供电。负载118可以是可以位于独立电路板上的任何合适电路，诸如CPU(中央处理单元)、GPU(图形处理单元)和ASIC(专用集成电路，诸如包括一个或多个人工智能加速器)。

图2是图示了根据本文中的实施例的电源的细节的示例图。

在该示例实施例中，如所示出的，开关电源221包括开关QA1、开关QB1以及初级电感路径151。电压源120-1向开关QA1(诸如高侧开关)和开关QB1(诸如低侧开关)的串联组合供应电压V1(诸如6VDC或任何合适电压)。

进一步地，在该示例实施例中，初级电感路径151(也称为L1)被示出为等效电路，该等效电路包括电感器Lp(100％耦合到电感路径152)、电感器L1'以及泄漏电感器Lk。如所示出的，电感器L1'与电感器Lp并联布置；电感器Lk与电感器L1'串联。

在一个实施例中，开关QA1和QB1以及初级电感路径151的组合的操作与升降压转换器拓扑的操作类似。

又进一步地，在该示例实施例中，开关QA1的漏极节点被连接，以接收由电压源120-1所提供的电压V1。开关QA1的源极节点耦合到开关QB1的漏极节点以及初级电感路径151的输入节点。开关QB1的源极节点耦合到接地。初级电感路径151的输出节点耦合到负载118。

在操作期间，控制器140产生控制信号111(诸如控制信号A1和控制信号B1)，以控制开关QA1和QB1的状态。例如，控制器140所产生的控制信号A1驱动并控制开关QA1的栅极节点；控制器140所产生的控制信号B1驱动并控制开关QB1的栅极节点。

进一步地，在该示例实施例中，斜率升压器122-1(电路)包括开关Q1、Q2、Q3和Q4。

电压源120-2向开关Q1、Q2、Q3和Q4的全桥布置供应电压V2(诸如12VDC或任何合适电压)。开关Q1和开关Q2的第一串联组合与开关Q3和开关Q4的第二串联组合并联布置。

开关Q1的漏极节点被连接，以接收由电压源120-2所提供的电压V2。开关Q1的源极节点耦合到开关Q2的漏极节点以及次级电感路径152(Ls)的输入节点。开关Q2的源极节点耦合到接地。

如进一步所示出的，开关Q3的漏极节点被连接，以接收由电压源120-2所提供的电压V2。开关Q3的源极节点耦合到开关Q4的漏极节点以及次级电感路径152(Ls)的输出节点。开关Q4的源极节点耦合到接地。

在操作期间，控制器140产生控制信号112(诸如控制信号SIG1、控制信号SIG2、控制信号SIG3以及控制信号SIG4)。控制信号SIG1控制开关Q1的栅极(G)；控制信号SIG2控制开关Q2的栅极(G)；控制信号SIG3控制开关Q3的栅极(G)；控制信号SIG4控制开关Q4的栅极(G)。施加到栅极的逻辑高电压接通相应开关。施加到栅极的逻辑低电压关断相应开关。

在一个实施例中，尽管本文中的实施例可以应用于任何合适应用中，电路221被实例化为电压转换器(诸如升降压转换器)。

进一步地，在该示例实施例中，如先前所讨论的，电路122-1(诸如功率源122的实例化的斜率升压器)是用于正di/dt和负di/dt(斜升和斜降)二者的全桥布置(诸如开关Q1、Q2、Q3和Q4的桥配置)以及相对于通过初级电感路径151的电流的调制，如本文中所进一步讨论的。

斜升模式

为了演示斜率升压器122-1的正斜率升压(斜升)能力，使用以下操作条件：

V1＝6VDC

输出电压123＝0.75V

V2＝12VDC

Iload_start＝12.5A

Iload_end＝112.5A

L1＝40nH

LS＝40nH

耦合电感器比例＝1:1

fswbuck＝2MHz

在L1与LS之间的耦合系数(k)＝0.7

图3是图示了根据本文中的实施例的在斜升模式(与图2相关联)期间电源的操作的示例曲线图表(模拟波形)。

在该示例实施例中，图3的曲线图310示出了在斜升模式期间的信号的波形。曲线图310的顶部部分示出了通过耦合的电感器的各种电流以及贡献，曲线图310的中部部分示出了输出电压波形(输出电压123)，并且曲线图310的底部部分示出了升降压转换器和斜率升压器122-1的所有栅极信号。

在一个示例实施例中，斜率升压器122-1仅在负载改变过渡操作期间的需要维持输出电压123的调节的期间操作。在稳态操作期间，诸如当来自源121的、通过初级电感路径151的电流传输向负载118供应充足的电流以将输出电压123维持在调节之内时，只有升降压转换器(诸如开关QA1、QB1和初级电感路径151)可操作。这在曲线图310中的时间T0之前和时间T2之后的时段中示出。

在曲线图310中的T0与T1之间，电源100在所谓的斜升模式或升压模式下操作。这与以下条件相对应：通过电感路径151的电流本身不可以满足负载118的要求，并且输出电压123的幅度面临下降到期望最小阈值以下的风险。在这种实例中，为了维持输出电压123的调节，控制器140生成信号A1以在时间T0与时间T1之间保持接通(接通开关QA1)；控制器140经由将控制信号SIG2和SIG3设置为在T0与T1之间的高状态来激活开关Q2和Q3，从而相对于初级电感路径151(即，电感器L1)而叠加大负电压。

将斜率升压器122-1和对应电感路径152磁性耦合到电感路径L1(初级电感路径151)在等效电路中导致以下两项：以Ls/Lp示出的理想变压器(具有100％耦合)，以及代表整体耦合的量的泄漏电感Lk。在一个实施例中，电感器Lk是与初级电感路径151串联布置的额外部件，而非作为设备150的一部分。在(近)完美耦合中，电感器Lk是非常小的电感值，诸如接近零，作为最终极限，而在现实情况下，电感器Lk在数个(个位数)nH(毫微亨)的范围内。

通过在时间T0与T1之间同时连续接通开关Q2和开关Q3，以及在时间T1与T2之间同时断续接通开关Q2和开关Q3来激活斜率升压器122-1，在次级电感路径152(又称电感器Ls)两端创建正电压，并且(由于理想变压器Ls-Lp)在Lp创建出正电流，该正电流直接流入负载118(诸如由于图2的电流回路291)。基于两个斜率升压器开关(即，开关Q2和Q3的激活)、泄漏电感Lk、升降压转换器221的控制开关Q1(高侧)以及电压源120-1，闭合电气路径(图2的回路292)。

本文中的实施例的一个方面是di/dt仅由泄露电感Lk决定，而不再由主电感L1'决定。因此，通过改善耦合并且使其接近完美，本文中的实施例可以实现在需要时(经由通过次级电感路径152的电流)向负载118提供升压电流的基本上不受限制的动态响应。

因此，经由开关Q2和Q3的激活并且经由对通过电感路径152(电感器Ls)的对应电流的控制，本文中的实施例包括在两种不同的操作模式下动态改变系统的阻抗(具体地，改变与电感路径151相关联的有效阻抗)。

注意，在激活斜率升压器122-1和次级电感路径152的该示例模式下，从Lp流出的正电流创建了通过电感器L1'返回的循环电流。这就是为什么当我们以先前所讨论的方式操作斜率升压器122-1时，在主电感L1'中的电流减少的原因。从物理上讲，因为两个电感器Lp和L1'的并联组合向负载118供应电流，所以供应给负载118的输出电流139必须减少。调整332代表由初级电感路径152所提供的额外电流的量，该额外电流由于通过次级电感路径152的电流而产生。与电感路径151相关联的等效电路至少对其进行了说明。

因此，在升压模式期间，在T0与T1之间的时间期间并行发生两件事：例如，电流132在LS(次级电感路径152)中斜升，并且该电流耦合到(初级电感路径151的)电感器Lp。

附加地，由于从LS(次级电感路径152)叠加于L1(初级电感路径151)上的电压是负电压、并且大于电压V1，所以通过L1’(初级电感路径151)可以看到总体负电压。电源100的输出电流139是这两个电流分量(诸如来自电压源121的电流131)和其他电流分量/贡献(诸如由流经次级电感路径152的电流132产生的通过电感器Lp的电流)之和。

斜率升压器的di/dt基本上取决于电压源V2和有效泄露电感(Lk，如图4所示)，如通过耦合的LS电流所看到的。因此，在一个实施例中，期望在L1(初级电感路径151)和LS(次级电感路径152)之间的耦合系数是不太接近1的值。在该示例情况下，使用相应的0.7耦合系数，以便给出现实可控的电流斜率。

在T1与T2之间，在将输出电流升压到负载118之后，控制器140再次在所谓的调节模式下操作。在这样的时间期间，斜升的电流达到新的所需电流电平，并且斜率升压器122-1经由PWM对全桥进行调制，以将输出电流139维持在该新电流电平。在一个实施例中，在该时间段期间使用的调节频率为6MHz，但是它可以为任何合适频率。

在时间T2，L1的电流分量变得与输出电流139(iout)相同，并且升降压转换器操作(开关QA1、QA2和初级电感路径151)提供了产生输出电压123的操作，而无需对由通过次级电感路径152的电流所引起的输出电流139进行进一步调整。

虚线345指示来自升降压转换器部件的最大可能di/dt，而无需实现如先前所描述的斜率升压器122-1的能力。因此，对通过初级电感路径151的电流(由于通过次级电感路径152的电流)进行的调整提供了向负载118提供适当电流的更快的过渡。换句话说，在没有本文中所描述的斜率升压器122-1的能力的情况下，与功率转换器电路221相关联的标准升降压部件将仅能够在(T2减去T0)时间单位之后向负载118提供适当电流；然而，实现斜率升压器122-1以及通过次级电感路径152的电流将向负载118提供适当电流的响应时间减少到(T1减去T0)时间单位，该时间单位与在T0与T2之间的持续时间相比较是很短的时间量。

图4是图示了根据本文中的实施例的斜降模式期间的电流流动(与斜率升压器相关联)的示例图。

斜降模式

为了演示负斜率升压(斜降)，使用以下操作条件：

V1＝6VDC

Vload＝0.75VDC

V2＝12VDC

Iload_start＝112.5A

Iload_end＝12.5A

L1＝40nH

LS＝40nH

耦合电感比＝1：1

fswbuck＝2MHz

在L1与LS之间的耦合系数(k)＝0.7

如先前所讨论的，在一个实施例中，斜率升压器122-1的功能仅在负载改变过渡期间实现；在稳态操作期间，仅功率转换器电路221可操作，以产生输出电压123。这在时间T10之前和时间T12之后的时间段中示出。

如所示出的，开关Q1和Q4的激活以及通过第二电感路径152(图4中)的电流流动导致电流回路491提供升压电流能力。下文在图5中对电流回路491和所得回路492的效果进行进一步讨论。

图5是图示了根据本文中的实施例的在斜降模式期间的电源操作的示例时序图。

在该示例实施例中，在时间T10与时间T11之间，斜率升压器122-1在升压斜降模式下操作。在曲线图510中的T10与T11之间的操作产生以下条件：通过电感路径151的电流的幅度大于由负载118所消耗的电流。在这种实例中，由于负载118所消耗的电流的瞬时减少，而使输出电压123的幅度面临超过最大输出电压调节阈值的风险。为了维持对输出电压123的调节，控制器140生成信号B1，以在时间T10与T11之间保持接通(接通开关QB1)，同时关断开关QA1；控制器140经由设置控制信号SIG2和SIG3来停用开关Q2和Q3，并且经由将控制信号SIG1和SIG4设置为在T10与T11之间的高状态来激活开关Q1和Q4，从而相对于初级电感路径151(又称电感器L1)叠加大正电压。

如先前所讨论的，斜率升压器122-1和对应电感路径152磁性耦合到电感路径L1(初级电感路径151)导致等效电路实现以下两项：被示为Ls/Lp的理想变压器(具有100％耦合)以及代表整体耦合的量的泄露电感Lk。在(近)完美耦合中，电感器Lk是非常小的电感值，诸如接近零作为极限值，而在现实情况下，电感器Lk在数个(个位数)nH(毫微亨)的范围内。

通过在时间T10与T11之间同时连续接通开关Q1和开关Q4(导致流动电流132)以及在时间T11与T12之间同时断续接通开关Q1和开关Q4来激活斜率升压器122-1，在次级电感路径152(又称电感器Ls)两端创建负电压，以及(由于理想变压器Ls-Lp)经由电流(图4的回路491)创建与电感器Lp相关联的负电流。该电气路径(图4的回路491)通过两个斜率升压器开关(即，开关Q1和Q4)、转换器221的控制开关Q2(低侧)以及泄露电感Lk闭合。

该电流回路491的一个方面如下：di/dt仅由泄露电感Lk决定，而不再由主电感L1'决定。换句话说，当没有电流流过次级电感路径152时，功率转换器电路221的有效电感是电感器Lk加上电感器L1'。当足够的电流132在所示的适当方向上流过次级电感路径152时，功率转换器电路221的有效电感仅为电感器Lk，这是因为通过电感器Lp的电流(由通过次级电感路径152、LS的电流感应)抵消了与电感器L1'相关联的电感，该电感器L1'与初级电感路径151相关联。因此，通过改善耦合并且使其接近完美，本文中的实施例可以实现在需要时，向负载118提供升压电流(经由通过次级电感路径152的电流)的基本上不受限制的动态响应。

因此，经由开关Q1和Q4的激活以及经由对通过电感路径152(电感器Ls)的对应电流的控制，本文中的实施例包括在两种不同模式下动态改变系统的阻抗(具体地，与电感路径151相关联的阻抗)。

注意，在激活斜率升压器122-1和次级电感路径152的该示例模式下，与电感器Lp相关联的负电流创建通过电感器L1'返回的循环电流。如在图4和图5中示出的，这就是为什么在主电感L1'中到负载118的电流增加的原因。从物理上讲，因为两个电感器Lp和L1'的并联组合，所以供应给负载118的输出电流139必须减少。在时序图510中与回路492相关联的调整332代表由初级电感路径151向负载118提供的电流的减少，该电流的减少由于通过次级电感路径152的电流产生。与电感路径151相关联的等效电路至少对其进行了说明。

因此，在T10与T11之间的该时间段期间并行发生两件事：首先，在次级电感路径152(Ls)中的电流132斜降(与先前所讨论的斜升模式方向相反)，并且该电流耦合到电感器L1。其次，由于从LS(次级电感路径152)叠加于L1(初级电感路径151)上的电压为正，并且高于L1的负放电电压，所以通过L1可以看到整个正电压，而通过L1(初级电感路径151)的电流减少。升降压转换器的输出电流现在是这两个相反电流分量之和，并且被示出为输出电流139(iout)。因此，本文中的实施例包括在相反方向上施加较高负电流以消除原始升降压电流，来产生有效输出电流139，该有效输出电流以高于仅经由单独导通开关QB1的、自然可能的di/dt的di/dt斜降。虚线545指示来自没有斜率升压器122的升降压转换器的最大可能-di/dt。在一个实施例中，控制器140防止由于在L1中电流的增加而使磁芯过激励至饱和。因此，依据芯部设计，可能存在最大-di/dt，但这仅限于设计，并非理论限制。

还要注意，在T11与T12之间，控制器140在调节模式下操作，在该调节模式下，对与初级电感路径151相关联的电流(经由通过次级电感路径的电流)的调节斜降到零，同时在没有激活升压器122-1的情况下，初级电感路径151最终赶上将输出电流139减少到适当电平。

在一个实施例中，在该时间段期间用于控制开关Q1和Q4的调节频率再次为约6MHz，但是切换可以在任何合适频率下实现。

图6是图示了根据本文中的实施例的提供对磁性耦合到初级电感路径的次级电感路径的控制的半桥电路的示例图。

半桥斜率升压器

根据额外实施例，应当注意，斜率升压器(122-1)和对应电路装置可以在任何合适方式中实现(诸如使用电容器C1替换开关Q3，使用电容器C2替换开关Q4)。

在一个实施例中，如图8所示，斜率升压器(122-1)经由半桥逆变器支路型电路来实现。该升压器提供与全桥斜率升压器(电路122-1)相同的功能，同时使用的有源开关的数目较少。

在一个实施例中，为了实现与全桥相同的di/dt，电压源V2必须高两倍。

在一个实施例中，C1和C2的电容的幅度必须足够大，以使电压在一些操作中不会崩溃。

在一个实施例中，在C1与C2之间实现电压平衡，以便防止不稳定。

图7是图示了根据本文中的实施例的斜率升压器控制的示例图。

仅示出了利用升降压转换器操作的斜率升压器122-1，但是斜率升压器122-1仍然可以使用任何其他开关电源拓扑操作。因此，斜率升压器122-1可以以任何合适方式来控制。

在一个实施例中，预期目标应用是VRM(电压调节模块)。即使在斜率升压器122-1加上升降压电路装置内，也可以存在多种控制方法。例如，可以根据应用需要具体实现对输出电流139的斜率的控制。在一个实施例中，控制器140仅需要在时间上的简单Iref(电流参考)来跟踪和跟随。

注意，图7图示了与电源100(和斜率升压器122-1)相关联的控制器140的另一示例，其中控制器140以其能够提供的最大di/dt控制大多数/所有瞬态阶跃改变。

更具体地，在该示例实施例中，控制器140实现两个反馈控制回路，以在稳定状态条件和瞬态条件期间将输出电压123维持在调节中。例如，在该实施例中，控制被分为两个并行控制回路，其中一个快速回路901是由主控制器940控制的电流控制。控制回路901控制斜率升压器(经由信号SIG1、SIG2、SIG3的生成驱动开关Q1、Q2、Q3和Q4。与控制器140相关联的慢速控制回路902为升降压转换器部件(开关QA1、QB1和初级电感路径151)提供电压控制。

在该示例实施例中，所测量的Iout(来自驱动负载118的初级电感路径151的输出电流139)用作相对于负载线输出电压902的参考(即，输出电流139的幅度乘以Rdroop)。如进一步所示出的，差异资源910比较由诸如CPU(中央处理单元)的资源所设置的电压ID(参考电压)和负载线电压902。

差异资源910的输出是Vout,ref(Voutref)。差异资源920比较实际测量的输出电压123与Vout,ref信号。从比较(差异资源920)输出的差值为ΔVout。控制功能923和主控制器940使用从差异资源920接收的生成的ΔVout值，作为用于控制控制信号112的设置(在缓慢升降压调节期间)。

在该控制回路902中，控制器940不对阶跃改变做出快速反应，而是对Vout(输出电压123)的缓慢漂移做出反应，以补偿在实际负载之前的任何电压降。在这种情况下，与控制信号112(控制信号A1和B1)相关联的占空比改变最小，因为它提供针对Vout变化的调整。不管稳态电流大小如何，都可以认为这接近恒定占空比，以维持稳态电流。在稳态条件期间，主控制器940仅将这些信号(诸如dbuck、预信号)发送到PWM控制器942，同时控制信号111被设置为停用所有相应开关Q1-Q4。

然而，当关于由负载118对输出电流139的消耗而出现负载阶跃时，控制器940实现快速回路901，以提供对瞬态条件的快速响应。

更具体地，在一个实施例中，在快速响应回路901中的求和器930接收从PI控制功能921输出的前馈Iout参考信号(即，Iout-ref-FF)和参考信号Iout-ref-PI(PI控制器)。在电流监测控制回路901(快速回路)中的控制功能921接收从资源920输出的ΔVout信号，并且计算与快速回路901相关联的PI控制功能的Iout参考PI信号(Iout-ref-PI)；加法器930将前馈Iout参考PI信号和前馈信号(Iout-参考-FF)相加以产生信号998。

差功能940比较来自求和器930的信号998与输出电流139的测量(Iout,meas)。输出电流139代表由负载118所消耗的电流的当前量。基于该差异，差功能940产生ΔIout信号(信号998减去Iout,meas)；该差异被输入到功能922。

然后，经由功能922，ΔIout信号用于计算所需状态，并且发信号通知以操作斜率升压器，以将实际Iout(输出电流130)驱动到新参考电平(新电流需求)。以先前所讨论的方式，在瞬态事件期间，斜率升压器控制(主控制器940)接管(开关QA1和QB1的)升降压控制，并且将其半桥保持处于激励状态(从次级电感路径152向初级电感路径151添加磁能)或去激励状态(从初级电感路径151向次级电感路径提取磁能)，这如先前所讨论的取决于它是斜升还是斜降。下文在图10中示出了与控制器940相关联的主控制器流程图1000。

图8是图示了根据本文中的实施例的实现斜率升压器的流程图的示例图。

在流程图1000的处理操作1010中，控制器140监测一个或多个参数，诸如从初级电感路径151到负载118的输出电压123和/或输出电流(输出电流139)。如果在处理操作1010中，一个或多个参数的改变没有高于相应阈值，则控制器140将电路221作为升降压转换器进行操作。例如，在处理操作1020中，控制器140生成控制信号111以控制开关QA1和QB1；控制器140生成控制信号112以停用开关Q1-Q4，从而禁用斜率升压器122-1。

备选地，在处理操作1010中，如果控制器140检测到与负载118相关联的实质性负载改变(诸如在高于阈值的时间窗口中电流消耗的瞬时增加或瞬时减少)，则控制流程在处理操作1030处继续。

在处理操作1030中，控制器140确定是增加还是减少通过初级电感路径151的电流的量。例如，在处理操作1040中，控制器140使得通过次级电感路径152的电流在第一方向上流动，从而导致通过初级电感路径151到达负载118的电流增加。相反，在处理操作1050中，控制器140使得通过次级电感路径152的电流在第二方向上流动，从而导致通过初级电感路径151到达负载118的电流减少。

图11是图示了根据本文中的实施例的电源电路的示例图。

在该示例实施例中，电源1300包括相位221、斜率升压器电路122-1(诸如，先前所讨论的半桥电路)以及电压调节器1320。

电压调节器1320包括串联连接的开关Q5和Q6。在操作期间，电压调节器1320产生从节点1323输出的电压V2。在一个实施例中，在节点1323处的电压V2的幅度是电压V1的幅度的两倍。但是，注意，在节点1323处的电压可以是任何合适值。

V2调节器1320还包括电感器Lr。经由对开关Q1、Q2、Q5和Q6的控制，控制器140产生电压V2，并且控制由源电压V2通过次级电感路径152在节点1323处所提供的电流的幅度和方向。

在又一实施例中，注意，V2电压调节器1320具有以下特性：i)V2调节器1320通过在所有条件下使用相同占空比来维持C1和C2的平衡，因此无需调节回路；ii)V2调节器1320自动在节点1323(轨)处生成2xV1的V2电压；iii)V2调节器1320仅需要处理非常小的C1和C2的能量差异，因此，SB1、SB2可以是高欧姆设备，LR也可以相对较小；iv)利用V2轨，针对每个附加升降压相位的所有附加斜率升压器可以是HB而非FB，从而显著减少了开关和控制信号的总数；v)电容器C2直接连接到电压V1或与二极管解耦，以避免电流反向流动。

因而，在一个实施例中，电源1300包括电压调节器1320，该电压调节器1320可操作为从第一电压V1产生第二电压V2。第一开关QA1和QB1控制输入电流131从第一电压V1向初级电感路径151的递送。第二开关Q1、Q2、Q5和Q6控制通过次级电感路径152的电流递送。

图9是图示了根据本文中的实施例的可操作为执行一种或多种方法的示例计算机体系架构的示例图。

如先前所讨论的，本文中所讨论的资源中的任何资源(诸如控制器140等)可以被配置为包括计算机处理器硬件和/或对应可执行指令，以进行本文中所讨论的不同操作。

如所示出的，本示例的计算机系统1100包括互连1111，该互连1111耦合计算机可读存储介质1112，诸如非暂态类型的介质(其可以是可以在其中存储和取回数字信息的任何合适类型的硬件存储介质)、处理器1113(计算机处理器硬件)、I/O接口1114以及通信接口1117。

(多个)I/O接口1114支持与诸如键盘、显示屏、存储库等外部硬件1199的连接。

计算机可读存储介质1112可以是任何硬件存储设备，诸如存储器、光学存储装置、硬盘驱动器、软盘等。在一个实施例中，计算机可读存储介质1112存储指令和/或数据。

如所示出的，计算机可读存储介质1112可以使用修整应用140-1(例如，包括指令在内)进行编码，以进行本文中所讨论的操作中的任何操作。

在一个实施例的操作期间，处理器1113经由使用互连1111来访问计算机可读存储介质1112，以便启动、运行、执行、解释或以其他方式执行在计算机可读存储介质1112上存储的、在修整应用140-1中的指令。执行修整应用140-1产生修整进程140-2，以执行本文中所讨论的操作和/或过程中的任何操作和/或过程。

本领域技术人员应当理解，计算机系统1100可以包括其他过程和/或软件和硬件部件，诸如控制硬件资源的分配和使用以执行修整应用140-1的操作系统。

根据不同的实施例，注意计算机系统可以驻留在各种类型的设备中的任一设备中，这些设备包括但不限于电源、开关电容器转换器、功率转换器、移动计算机、个人计算机系统、无线设备、无线接入点、基站、电话设备、台式计算机、笔记本计算机、上网本计算机、大型计算机系统、手持式计算机、工作站、网络计算机、应用服务器、存储设备、消费类电子设备(诸如相机)、便携式摄像机、机顶盒、移动设备、视频游戏机、手持式视频游戏设备、外围设备(诸如开关)、调制解调器、路由器、机顶盒、内容管理设备、手持式远程控制设备、任何类型的计算设备或电子设备等。计算机系统1150可以驻留在任何位置，或者可以包括在任何网络环境中的任何合适资源中，以实现如本文中所讨论的功能。

经由图10的流程图对如本文中所描述的一个或多个资源所支持的功能进行讨论。注意，流程图中的步骤可以按任何合适次序执行。

图10是图示了根据本文中的实施例的示例方法的流程图1200。注意，关于上文所讨论的概念将会有一些重复。

在处理操作1210中，控制器140控制通过第一电感路径151的第一电流。

在处理操作1220中，控制器140控制通过第二电感路径152的第二电流132；第二电感路径磁性耦合到第一电感路径151。

在处理操作1230中，电感路径151基于来自第一电感路径151的输出139来产生输出电压123，以对负载118供电。

再次注意，本文中的技术非常适合用于开关电源应用。然而，应当注意，本文中的实施例不限于在这样的应用中使用，并且本文中所讨论的技术也很好地适合于其他应用。

虽然已经参考本发明的优选实施例对本发明进行具体示出和描述，但是本领域技术人员应当理解，在不脱离如由所附权利要求书定义的本发明的精神和范围的情况下，可以对形式和细节进行各种改变。这样的变型旨在由本申请的范围覆盖。如此，本申请的实施例的前述描述不旨在具有限制性。相反，在所附权利要求中提出了对本发明的任何限制。

Claims (20)

1.一种电源，包括：

初级电感路径；

次级电感路径；以及

所述初级电感路径被耦合以从功率源接收输入电流，所述次级电感路径磁性耦合到所述初级电感路径，以调整流过所述初级电感路径的电流，所述初级电感路径可操作为产生输出电压。

2.根据权利要求1所述的电源，其中所述次级电感路径可操作为：

依据通过所述次级电感路径的电流的幅度和方向，来修改所述第一电感路径的阻抗。

3.根据权利要求2所述的电源，其中所述磁性耦合的电感器设备具有的耦合系数在0.5与0.96之间。

4.根据权利要求1所述的电源，还包括：

第一开关，所述第一开关控制来自所述功率源的所述输入电流通过所述初级电感路径的递送；以及

第二开关，所述第二开关控制电流通过所述次级电感路径的递送。

5.根据权利要求4所述的电源，还包括：

控制器，可操作为基于所述输出电压与期望设定点电压的比较，控制所述第一开关和所述第二开关的状态。

6.根据权利要求4所述的电源，还包括：

控制器，可操作为基于所述输出电压与期望设定点电压的比较，控制所述第一开关和所述第二开关的状态，所述控制器还可操作为依据所述输出电压相对于阈值的斜率，选择性地激活所述第二开关。

7.根据权利要求1所述的电源，还包括：

控制器，可操作为在以下项之间进行切换：i)在第一模式中操作所述电源，在所述第一模式中，在没有电流流过所述第二电感路径时，所述初级电感路径产生所述输出电压；以及ii)在第二模式中操作所述电源，在所述第二模式中，在电流流过所述次级电感路径时，所述初级电感路径产生所述输出电压。

8.根据权利要求1所述的电源，还包括：

控制器，所述控制器可操作为执行：i)第一模式，使通过所述次级电感路径的电流斜升，以适应由所述负载引起的瞬态电流消耗条件；以及ii)第二模式，使通过所述次级电感路径的电流斜降，以适应由所述负载引起的瞬态电流消耗条件。

9.根据权利要求1所述的电源，其中所述初级电感路径是变压器的第一绕组，其中所述次级电感路径是所述变压器的第二绕组，所述电源还包括：

电感器，与所述变压器的所述第一绕组串联布置；以及

其中在所述初级电感路径与所述次级电感路径之间的磁性耦合系数大于0.9。

10.一种方法，包括：

控制通过第一电感路径的第一电流；

控制通过第二电感路径的第二电流，所述第二电感路径磁性耦合到所述第一电感路径；以及

基于所述第一电感路径的输出来产生输出电压，以对负载供电。

11.根据权利要求10所述的方法，其中控制通过所述第二电感路径的所述第二电流来调整通过所述第一电感路径的所述第一电流的幅度。

12.根据权利要求10所述的方法，其中通过所述第一电感路径的所述第二电流增加了由所述第一电感路径向所述负载供应的电流的量。

13.根据权利要求10所述的方法，其中通过所述第二电感路径的所述第二电流减少了由所述第一电感路径向所述负载供应的电流的量。

14.根据权利要求10所述的方法，其中所述第一电感路径是变压器的第一绕组；以及

其中所述第二电感路径是所述变压器的第二绕组。

15.根据权利要求10所述的方法，还包括：

经由第一开关的控制来控制所述输入电流从所述功率源到所述初级电感路径的递送；以及

经由第二开关的控制来控制所述第二电流通过所述次级电感路径的递送。

16.一种计算机可读存储硬件，在其上存储有指令，当由计算机处理器硬件执行时，所述指令使得所述计算机处理器硬件：

控制通过第一电感路径的第一电流；以及

控制通过第二电感路径的第二电流，所述第二电感路径磁性耦合到所述第一电感路径，所述初级电感路径基于所述第一电感路径的输出来产生输出电压，以对负载供电。

17.一种电源，包括：

初级电感路径，所述初级电感路径从功率源接收第一电流；

次级电感路径，所述次级电感路径磁性耦合到所述初级电感路径，所述次级电感路径使用第二电流驱动；以及

控制器，可操作为经由控制通过所述次级电感路径的所述第二电流的幅度，对所述初级电感路径的阻抗进行调整。

18.根据权利要求18所述的电源，其中所述变压器的所述第一绕组和所述第二绕组具有的磁性耦合系数在0.5与0.96之间。

19.一种系统，包括：

电路板；

根据权利要求1所述的电源，所述电源被制造在所述电路板上；以及

负载，所述负载由所述输出电压供电。

20.一种方法，包括：

接收电路板；以及

在所述电路板上制造根据权利要求1所述的电源，所述电源可操作为将所述输出电压传送给附着到所述电路板的负载。

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