CN112600168A - 一种基于dc-dc开关电源实现自定时重启电路 - Google Patents
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Abstract
适用于DC‑DC开关电源系统的过流保护电路上，利用数字控制电路对负载电流进行周期性的过流检测，对输出驱动进行调制。同时，在此基础上每周期将检测信号传递给自定时逻辑进行诊断，进行对应电容充放电，当电容电压超过阈值时，自定时重启模块会关断整个系统的供电，以实现自动化过流保护的目的。本发明提出的新型电路结构相较传统模拟电路结构具有迟滞的特点，可以实现正常过流保护的同时，DC‑DC开关电源整体工作效率的大大提高。
Description
技术领域
本发明属于集成电路设计领域，具体涉及到一种降压型DC-DC开关电源的自定时重启电路。
背景技术
开关电源是目前常应用于移动手机、可穿戴设备等消费类电子的电源管理方案。而DC-DC开关电源依靠它高效与最大的紧凑性等特点，在便携式电源管理芯片设计中得到大量的采用；电源管理已日益成为一个战略性的竞争优势，特别是在通信、计算以及工业应用等领域。随着5G商用、人工智能、物联网等技术的大规模应用，新一波电子产品发展新浪潮又将到来。随着可穿戴式移动设备和智能家居设备的不断发展，设计人员在下一代便携式移动式系统中增加了大量功能，同时将其体积不断缩小，实现了以前无法企及的系统级性能。如何给功能越来越多、性能越来越高、体积越来越小的芯片供电，成为了一个非常具有挑战性的问题。
然而功能以及性能的不断改进对于便携式电源管理系统而言也存在着极大的风险和挑战。对于一些电流过载情况，开关电源的过流保护需要进行一定量的考虑，过流保护过于灵敏和迟钝均会影响系统的正常工作，过于灵敏则会导致开关电源经常发生保护性重启，影响开关电源整体工作效率，过于迟钝则可能会导致过流保护功能不能实现，导致电路的烧毁。本发明主要针对此情况在DC-DC开关电源的基础上设计出保护电路，并且在开关电源内部产生的时钟信号控制下下实现自动控制保护。如图1所示为DC-DC开关电源的基本框架。
发明内容
本发明针对DC-DC开关电源的过流保护电路可能会存在阈值选取失误使得系统无法正常工作或者工作效率降低的问题，提出了一种基于片内时钟信号控制的降压型DC-DC变换器的自动化过流保护电路，使得其在满足负载电流过高等条件时可以实现自定时重启，从而实现开关电源的过流保护。
本发明的技术原理是利用数字控制电路对负载电流进行周期性的过流检测，当检测出来的电压大于比较阈值电压时，输出调制信号，对输出驱动进行调制，调整带载能力。同时，在此基础上每周期将检测信号传递给自定时逻辑进行诊断，检测到高信号时会进行电容充电，反正则进行电容放电，当电容电压超过给定比较阈值时，自定时重启电路会输出重启信号，关断整个系统的供电，以实现自动化过流保护的目的。同时本发明提出的新型电路结构相较传统模拟电路结构具有迟滞的特点，可以实现正常过流保护的同时，DC-DC开关电源整体工作效率的大大提高，方案简单易行。
本发明的技术方案是：
一种基于DC-DC开关电源实现可自定时重启电路，这个系统是由驱动电路、反馈控制电路、DC-DC开关电源电路以及电源输出采样电路组成。
如图2所示，当BUCK DC-DC模块正常工作时，电路会通过ISENSE模块和电压采样模块进行负载电流和输出电压的采样，并且将采样得来的输出电压和负载电流传递给反馈控制模块，由反馈控制模块根据给定的阈值和采样电流和电压值的比较结果来调制驱动模块控制功率管的脉冲占空比，从而保证输出电压的正常，实现整个DC-DC开关电源系统的稳定运行。当采样的电流到达一直阈值时，反馈控制模块会进入过流保护程序，整个DC-DC模块将停止工作，重新启动，如果反复检测到过流保护信号，DC-DC模块将不断进行电路重启，直到负载电流正常。
当电路正常工作时，负载电流一般不会超过设计规定值，因此ISENSE模块采样的电流值一般低于阈值，所以反馈控制模块一般根据输出电压的采样值来调制驱动模块，调整功率管的开关周期占空比，从而保持输出电压的稳定。但是，如果只是关注输出电压，而忽略负载电流的话，一旦器件电流超过该器件额定的负荷能力时，器件会发生升温并损坏，因此，对负载电流进行采样检测是非常重要的。同时，由于开关电源实际工作环境中存在许多复杂的因素，负载电流有可能出现短时间内有个比较大的峰值，如果DC-DC模块中的过流保护电路过于灵敏，会触发过流保护，电路进入重启程序，开关电源整体的工作效率就会降低，因此，设计一个合适的过流保护电路也是非常重要的。
如图3所示，该电路框图为本发明所设计的反馈控制模块整体结构图。在系统一开始进行工作时，软启动控制模块将驱动电流对CSS电容进行充电，当充电到达一定值后，采样得来的信号值将不再受屏蔽，反馈控制模块将根据负载电流和输出电压采样回来的值对输出驱动模块进行调制，调整输出占空比来保持输出电压的稳定。由于对于DC-DC开关电源来说，PWM模式是通过调整时钟高电平所占整个时钟周期的大小来调节驱动功率管的开关频率，从而达到控制输出电压的目的。因此，一般说来在时钟高电平时刻整个系统流过的带载电流会比较大，本发明在设计DC-DC开关电源模块电路过流保护程序的时候，只针对时钟高电平时刻进行负载电流采样，这样既能够降低设计复杂度，同时也能获得更为准确的数据。
当PWM为低电平时，电路模块中LO模块进行工作，然而PWM比较器和其他逻辑模块均不工作，在这种情况下，则电路采样电路没有必要打开。这样做可以有效减少整个系统的功耗。而输出电压而不一样，不管是PWM为高电平还是低电平，输出电压采样模块均要进行采样，同时将采样回来的结果输出给PWM比较器，由比较器将其与系统产生的斜坡电压进行比较，输出脉冲逻辑信号。该脉冲信号会连同过流采样电路输出的脉冲逻辑信号，以及软启动控制模块输出的脉冲逻辑信号一起输出到驱动控制模块。这些脉冲逻辑信号会传递到控制驱动模块的时钟信号上，从而调整该时钟信号占空比。通过驱动模块调制功率管的开关频率，实现整个DC-DC开关电源系统输出电压的降低和最后稳定在设计的目标值附近。
如图4所示，自定时重启模块是BUCK DC-DC模块过流保护电路的核心，延迟hiccup模式是它的常用模式，具体为RES端外接一个到地的电容。它的主要作用是每个时钟周期检测电路中的负载电流，满足高于阈值后将调制的脉冲逻辑信号精确地传送到驱动模块，直接调制功率管的开关时钟占空比，以及将电流检测模块的脉冲逻辑信号传递给重启电流源逻辑电路进行充放电操作，RES端电压超过阈值电压即进入系统重启。
每个时钟周期到来后，RS1触发器会根据接受到的S、R端口信号进行输出。由于一开始没有检测到过流信号，因此COMP2比较器输出的是低电平信号，此时RS1触发器的R端信号由时钟信号来决定，而S端则接收电流采样电路输出的比较信号。每个时钟上升沿到来，假如电流采样电路高于阈值电压，COMP1输出为低电平，则RS1触发器Q端输出低电平信号，且在时钟低电平时保持输出稳定，而这时D触发器1每个时钟上升沿输出的均为低电平信号，因此NIBO会一直导通，从而电路一直进行放电操作；而假如电流采样电路高于阈值电压，COMP1输出为高电平，则RS1触发器Q端输出为低电平信号，但在时钟低电平时Q端输出变为高电平信号，这时D触发器1每个时钟上升沿输出为高电平信号，此时PIBO会一直导通，电路会对C1进行充电操作，当满足RES端电压高于阈值Vref2时，COMP2会输出高电平信号，系统进入重启，同时COMP2输出端信号高电平时间会多于时钟信号，电路会进行放电操作，从而使RES端电压降低至0。
如图5所示，仅逐周期是自定时重启模块的另外一种工作模式，具体为RES端外接一个限定阻值的电阻，根据电阻阻值转换工作模式。如果电阻阻值较小，使得当PIBO导通时电流流过R3产生的电压低于Vref2的值，那么不管CS端检测到过流信号持续多少个时钟周期，COMP2都不会输出高电平，自定时重启模块均不会进入重启程序，开关电源系统会只通过CS端检测到的过流信号控制并驱动HO/LO，通过调节时钟占空比缓解过流情况。如果电阻阻值较大，使得当PIBO导通时电流流过R3产生的电压高于Vref2的值，那么相当于进入自定时重启模块的另外一种工作模式——仅hiccup模式，即如图6所示，RES端悬空。此时如果CS端检测到过流信号，那么下个时钟周期到来时，自定时重启模块中的COMP2输出高电平，即重启使能，电源系统进入重启，软启动模块进行放电。如图7所示，外部控制hiccup是自定时重启模块的最后一个工作模式，具体为RES端接外部的保护电路检测输出端。此时自定时重启模块的工作模式则根据外部电路输出来确定，如果TEST端输入电压低于Vref2，则自定时重启模块工作在仅逐周期模式下，如果TEST端输入电压高于Vref2，则COMP2比较器输出高电平，系统进入重启程序。
如图8所示，比较器COMP1是一个典型比较器，其一端为电压基准0.25V，另一端接电流采样后的感应电压VCS。当VCS比较低时，COMP1的正向输入端小于反向输入端电压，从而COMP1中M6的D端的输出为高电平，反相器INV1输出为高，COMP1输出为低。当VCS高于Vref1时，COMP1的正向输入端电压大于反相输入端电压Vref1，此时M6的D端会输出一个低电平，反相器INV1的输入拉低，从而输出反向。其中R1、C1、R2、C2为滤波模块，防止外界的噪声对COMP1结果进行干扰。PVBI为使能信号，确保COMP1正常工作，ENP1则为保护信号，逻辑模块通过该信号使能输出高电平，迫使自定时重启模块进入重启程序。如图9所示，比较器COMP2是一个特殊比较器，其内部除了进行正常的比较功能外，还具有一定的电压屏蔽功能和外部输出能力。上半部分电路是比较器电路，负责将正向输入端的电压与基准参考电压Vref2进行比较，将其结果输出到SR锁相器输入端中。下半部分电路左边是一个偏置电路，为PIBO和NIBO提供能量，M34和M35本身作为备用MOS管，同时也能滤掉来自衬底的电压噪声，保证PIBO和NIBO输出电流的正确；右边是比较器电路，正向输入端接一个R1电阻，由于有一个恒定电流源对它进行充电，R1上的电压恒定，当VP输入端电压低于它时，RS触发器R输入端输出高电平，反之为低电平。上下部分比较器电路输出均经过两级反相器连接到RS触发器，起到滤除电压噪声作用，同时MOS管M5和M21起到加快反相器开关频率作用。如VP输入端电压低于R1上给定电压，那么不管外部给定的基准电压Vref2的值如何变化，COMP2输出端均为低电平，从而实现滤除电压噪声作用；反之，只要VP电压大于Vref2，那么COMP2输出保持为高电平，直到VP电压降低至R1电压值以下，从而确保重启信号能被系统响应。
本发明在DC-DC开关电源的过流保护电路基础上，提出了一种过流保护自定时重启电路模块。若BUCKDC-DC检测到外部有过流信号，会驱动内部驱动模块调整时钟占空比来进行调节，同时自定时重启模块根据所选择的工作模式进行对应的操作，在典型模式下，每个时钟周期自定时重启模块会根据是否检测到过流信号进行充放电操作，若过流情况持续到一定的时钟周期后，自定时重启模块会执行重启操作。这种通过编程实现过流自定时重启操作，允许电路进行一定时间的过载工作，从而保证了整个工作阶段开关电源的高工作效率，这是传统DC-DC开关电源过流保护电路无法做到的。其次，将供能模块和反相器模块集成在一起，这样可以节省电路面积，同时，该电路还具备一定的噪声抑制能力，以及根据实际情况改变工作模式的能力。本发明属于集成电路设计，电路面积较小，性能较强，可适用场景广泛。设计简便，方案简单易行。
附图说明
图1为DC-DC开关电源的基本框架；
图2为BUCK开关电源整体结构图；
图3为本发明提出的反馈控制模块整体结构图；
图4为本发明提出的延迟hiccup自定时重启模块整体结构图；
图5为本发明提出的仅逐周期自定时重启模块整体结构图；
图6为本发明提出的仅hiccup自定时重启模块整体结构图。
图7为本发明提出的外部控制hiccup自定时重启模块整体结构图。
图8为本发明提出的COMP1模块电路图。
图9为本发明提出的COMP2模块电路图。
图10为本发明提出的自定时重启模块延迟hiccup工作模式瞬态仿真波形。
图11为本发明提出的自定时重启模块仅逐周期工作模式(R3＝100kΩ)瞬态仿真波形。
图12为本发明提出的自定时重启模块仅逐周期工作模式(R3＝150kΩ)瞬态仿真波形。
图13为本发明提出的自定时重启模块仅hiccup工作模式瞬态仿真波形。
图14为本发明提出的自定时重启模块外部控制hiccup工作模式瞬态仿真波形。
具体实施方式
为使本发明的上述特征和优点更加清晰，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
在图2所示的BUCKDC-DC开关电源的基本框架下，我们得到如图3的DC-DC开关电源反馈控制模块。当PWM为高电平时，高边管打开，输出电压升高，输出电流(iL)升高；当PWM为低电平时，低边关打开，输出电压降低，输出电流降低；故在整个BUCK DC-DC模块中，PWM的电压决定了整个系统的工作状态。
VL.ON＝VIN-VSW-VO (1)
VL.OFF＝-VO-VD (2)
占空比的定义是：D＝tON/TS (3)
由上述公式可推导得占空比方程为：
在图4所示的自定时重启模块的典型延迟hiccup工作模式下，在每个时钟周期高电平时间段，自定时重启模块根据过流检测信号控制NIBO进行C1放电操作；低电平时间段，则会根据过流检测信号控制PIBO进行C1充电操作。如果过流检测信号一直有效，在一定的时钟周期后，C1上累积到足够的电荷，即RES端的电压高于阈值电压Vref2，那么COMP2的输出为高电平，系统进入重启。因此，通过编程充放电电流和电容的大小，可以控制过载后电路具体的工作时间。同时，每个时钟周期高低电平时间段由占空比来决定，因此，占空比也参与到时间编程中。
推导得到具体的关系式
整体结构可应用于一款400KHz的大电流BULK型DC-DC转换器，基于0.35um的BCD工艺。我们利用Spectre软件对其中的自定时重启模块进行典型延迟hiccup工作模式仿真，得到的仿真结果如图10所示。每个时钟周期过流检测模块对外部负载电流进行检测，并在每个时钟周期的高电平时间段输出过流信号，由于RES端外接的电容大小为20pF，因此在两个时钟周期后，RES端电压充电至2.5V以上，因此自定时重启模块输出重启使能信号，即图中的net0179信号，系统进入重启。在35us后，系统重启完成，此时又在每个时钟周期连续检测到电路中的过流信号，RES端电压又在充电至2.5V以上，自定时重启模块输出重启使能信号，系统又进入重启。
RES端外接一个100kΩ的电阻，对自定时重启模块进行仅逐周期工作模式仿真，从图11中可以看出，在11us时，系统检测到过流信号，这时自定时重启模块PIBO导通，开始对R3进行充电，由于电阻值为100kΩ，尽管每个时钟周期均对R3进行充电，RES端的电压最高值仍然保持在2.1V左右，COMP2的输出不为高电平，由SS端电压一直保持为4.48V可以得知系统没有进入重启，这时候系统只由过流检测信号进行占空比调制。而当RES端外接的电阻值变更为150kΩ时，对自定时重启模块进行仅逐周期工作模式仿真，其仿真结果如图12所示。从中可以看出，在20us时，系统检测到过流信号，这时自定时重启模块PIBO导通，开始对R3进行充电，由于电阻值为150kΩ，在该时钟周期内对R3进行充电，RES端的电压不断上升，最高值为3V，COMP2的输出为高电平，由SS端电压降低至0V可以得知系统进入重启，此时自定时重启模块相当于进入仅hiccup工作模式。
对RES端进行悬空，此时自定时重启模块进入仅hiccup工作模式。对自定时重启模块进行瞬态仿真，从图13可以看出，当CS端接收到一个满足0.25V的电流过流信号时，CS比较输出逻辑模块将输出一个对应的脉冲信号给总的逻辑驱动模块，同时当下一个时钟上升沿到来，自定时重启模块根据接收到的CS端高电平信号，对RES端进行相应的充放电，由于RES端悬空，因此RES端电压很快高于阈值电压2.5V，没有延迟时间，立即满足输出比较器输出高电平脉冲信号的要求，输出逻辑信号给逻辑模块中去，驱动SS模块进入重启程序。
此外，当RES端外接外部电路保护检测模块的输入时，自定时重启模块进入外部控制hiccup工作模式，此时对其进行瞬态仿真，其结果如图14所示。可以看出，尽管CS没有检测到过流信号，但是只要RES端外部的电压输入高于2.5V，满足大于Vref2阈值电压的要求，自定时重启模块即进入重启模式，RES端输出高电平逻辑脉冲信号，系统进入软启动，此时驱动HO/LO信号一直为低电平。
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。
Claims (6)
1.一种基于DC-DC开关电源实现可自定时重启电路，其特征在于，此电路系统由过流检测部分、自定时重启保护电路部分构成。其中过流检测部分由比较器COMP1构成；自定时重启保护电路由锁存器RS1、触发器DFF1、与非门NAND1、与门AND1、或门OR1、MOS管M1、M2、M3,电阻R1、R2，电容C1，稳压二极管NDIO1和比较器COMP2构成。
2.根据权利要求1所述的一种基于DC-DC开关电源实现可自定时重启电路，其主要特征在于过流检测电路和基于DC-DC开关电源的自定时重启电路。其中过流检测电路的特征是每个时钟周期将负载电流的检测值与基准电压Vref1进行比较，产生对应的电平脉冲输出给自定时重启保护电路。
3.在权利要求1中的自定时重启电路的主要特征是锁存器RS1接收过流检测电路比较值，以及自定时重启模块输出值和时钟脉冲的或信号，产生的Q值作为触发器DFF1的输入值。在每个时钟上升沿到来时，触发器DFF1将锁存器RS1输出的Q值输出到与非门NAND1和与门AND1，由这两个门电路控制MOS管M1、M2的开关，从而控制PIBO和NIBO的导通与否。每个时钟周期到来时，根据PIBO和NIBO的导通，给电容C1进行充放电。若电路累计到一定周期仍然保持检测到过流信号，那么C1上的电容电压不断上升，最后高于基准参考电压Vref2，此时比较器COMP2的正向输入端大于负向输入端，自定时重启电路输出重启信号，同时比较器COMP2输出高电平信号，驱使MOS管M3导通，锁存器RS1的R输入保持高电平，使得C1上的电容电压迅速降低，回到原始值。
4.在权利要求2中的比较器COMP2电路的主要特征是M1、M2管充当电流源，镜像比为2：1，M6、M7管充当COMP2输入电压的输入端，M9、M10构成电流镜以提供偏置电流。M10管漏极和M11管的栅极相连，用以构成共源放大器。M3、M4、M5、M8、M12、M13和M14构成两级反相器，运算放大器的输出端接该两级反相器以提高负载驱动能力，最后的结果输出到锁相器SR的S端输入。M15-M18构成偏置电路，为PIBO和NIBO提供电流，其中PMOS管M15、M16、M21、M22、M27为电流源，M15与M16、M21、M22、M27的镜像比分别是1:2、1:2、1:2、1:1，M19、M20管漏源极短接作为电容，抑制衬底噪声影响。M23、M24为放大器输入端，R1连接到M23的栅极作为负向输入端，M24栅极则接COMP2的正向输入端。M25、M26构成镜像电流源提供偏置电流，同时M25的漏极接M28的栅极构成共源放大器输出，M28-M35构成两级反相器以提高负载驱动能力，运算放大器输出通过该两级放大器输出给锁存器SR的R端输入，锁存器SR的输入作为COMP2的输出极。
5.除权利要求3所述的自定时重启保护电路外，还有一款基于DC-DC开关电源的重启保护电路。其主要特征为锁存器RS1接收过流检测电路比较值，以及自定时重启模块输出值和时钟脉冲的或信号，产生的Q值作为触发器DFF1的输入值。在每个时钟上升沿到来时，触发器DFF1将锁存器RS1输出的Q值输出到与非门NAND1和与门AND1，由这两个门电路控制MOS管M1、M2的开关，从而控制PIBO和NIBO的导通与否。每个时钟周期到来时，根据PIBO和NIBO的导通，给电阻R3进行充放电。如果电阻R3的阻值偏小，使得R3的电压低于基准参考电压Vref2,那么重启保护电路不工作。反之，当电阻R3在该时钟周期进行充电操作，即在该时钟周期内，电路检测到过流信号，那么R3电压不停上升，直到高于基准电压Vref2，此时重启保护电路输出重启信号，同时比较器COMP2输出高电平信号，驱使MOS管M3导通，锁存器RS1的R输入保持高电平，使得R3上的电压迅速降低，回到原始值。
6.在权利要求5中的比较器COMP2电路的主要特征是M1、M2管充当电流源，镜像比为2：1，M6、M7管充当COMP2输入电压的输入端，M9、M10构成电流镜以提供偏置电流。M10管漏极和M11管的栅极相连，用以构成共源放大器。M3、M4、M5、M8、M12、M13和M14构成两级反相器，运算放大器的输出端接该两级反相器以提高负载驱动能力，最后的结果输出到锁相器SR的S端输入。M15-M18构成偏置电路，为PIBO和NIBO提供电流，其中PMOS管M15、M16、M21、M22、M27为电流源，M15与M16、M21、M22、M27的镜像比分别是1:2、1:2、1:2、1:1，M19、M20管漏源级短接作为电容，抑制衬底噪声影响。M23、M24为放大器输入端，R1连接到M23的栅极作为负向输入端，M24栅极则接COMP2的正向输入端。M25、M26构成镜像电流源提供偏置电流，同时M25的漏极接M28的栅极构成共源放大器输出，M28-M35构成两级反相器以提高负载驱动能力，运算放大器输出通过该两级放大器输出给锁存器SR的R端输入，锁存器SR的输入作为COMP2的输出极。
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113726133A (zh) * | 2021-08-23 | 2021-11-30 | 宁波大学 | 一种零电流开关控制电路 |
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2020
- 2020-12-02 CN CN202011401585.XA patent/CN112600168A/zh active Pending
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