CN112491376A - 一种无pop noise高压D类音频功放系统及其上电启动时序 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种无pop noise高压D类音频功放系统及其上电启动时序，该功放系统包含：依次连接的积分器模块、比较器模块、逻辑控制电路、高压驱动电路模块、高压输出功率管模块和反馈电阻模块，该功放系统还包含预启动模块，所述积分器模块包含带失调自动校正功能的放大器。其优点是：采用预启动模块，使高压输出功率管模块关闭时和正常工作中高压输出功率管模块开启时的所有系统失配项保持一致；在此情况下，利用积分器模块进行失调自动校正，将上述失配项所带来的失调全部校正；校正功能完成后，再将输出功率管全部打开，使得最终的失调保持不变，即消除pop噪声。
Description
技术领域
本发明涉及高压D类音频功放系统领域，具体涉及一种无pop noise高压D类音频功放系统及其上电启动时序。
背景技术
在D类音频功放系统中，特别是开机的时候，有的功放系统会产生较大的click音或pop noise(pop噪声)，使客户的听感体验很差。近来已有很多相关学者致力于pop噪声消除的研究。
在专利CN105450182A中，通过对输入电容进行处理来消除pop噪声。上电阶段对输入电容进行大电流充电到共模电压，使得启动时间较短也能抑制pop噪声。在专利CN105119574A中，对输入电容C1/C2进行预充电，使得该功放电路能抑制上电或掉电时因电容C1和电容C2充放电产生的POP噪声。但是在某些音频系统中，由于输入端直接连接DAC等音频系统，没有隔直输入电容，所以不需要对此进行处理。
在专利CN106059507A中，通过对积分电容进行处理来消除pop噪声。通过分段时序控制方式使得D类放大器电路的前后级电路依次分时启动，使得处于前级的积分器放大器的积分器电容在稳定后才接入环路来避免pop噪声。
在专利CN103501162A中，通过对输入音频控制端进行处理来消除pop噪声。芯片在启动过程中，先将输入音频控制端钳位到参考电压，然后再将它们逐步释放，使整个芯片退出消噪工作模式，进入正常工作模式。但在某些音频系统中，高压输入电源处于8～24V中的一个电压，输入端的共模电压会随之变化，所以此方法不适用。
在专利CN105048980A中，通过对输入音频控制端进行处理来消除pop噪声。在系统启动阶段，利用辅助放大器电路和辅助反馈电路构成的辅助闭环先行让环路建立起来，而后再断开辅助闭环，系统再进入正常模式，从而消除启动过程中的pop噪声。该专利中的辅助闭环系统所需面积过大，设计过于复杂。
在专利CN104467710A中，通过2种模式的转换来消除pop噪声。通过静音和非静音模式的软转换，由输入级导致的失调和反馈环路中电阻的适配将缓慢地传输到输出级，从而听不到pop噪声。此文献中的积分器由2个单端运算放大器组成，不适用于全差分积分器系统。
在专利CN106059507A中，通过电压修整电路来消除pop噪声。通过积分电路中带有电压修整电路的运算放大器，并根据预先测量的差分信号失配幅度控制电压修整电路产生修整电压，以补偿差分信号阻性失配，由此可以抑制由于阻性失配导致的“POP”噪声。通过这种电压修正电路可以很好的消除低压D类音频系统的pop噪声，但对于高压D类音频系统来说，还是有缺陷的。因为高压D类音频系统中输出功率管关闭和开启时的系统失调是不同的，只采用专利文献中的电压修正方法还是不能消除pop噪声。
发明内容
本发明的目的在于提供一种无pop noise高压D类音频功放系统及其上电启动时序，该功放系统将积分器模块、比较器模块、逻辑控制电路、高压驱动电路模块、高压输出功率管模块、反馈电阻模块和预启动模块等相结合，采用预启动模块，使高压输出功率管模块关闭时和正常工作中高压输出功率管模块开启时的所有系统失配项保持一致；在这种情况下，利用积分器模块进行失调自动校正，将上述失配项所带来的失调全部校正；校正功能完成后，再将输出功率管全部打开，使得最终的失调保持不变，即消除pop噪声。
为了达到上述目的，本发明通过以下技术方案实现：
一种无pop noise高压D类音频功放系统，包含：
积分器模块，其包含带失调自动校正功能的放大器，所述积分器模块将模拟输入信号处理得到积分器输出信号；
比较器模块，其输入端与所述积分器模块连接，所述比较器模块接收所述积分器输出信号并将其与三角波信号比较处理得到脉宽调制信号；
逻辑控制电路，与所述比较器模块连接，所述逻辑控制电路接收所述脉宽调制信号并将其处理为非交叠信号；
高压驱动电路模块，与所述逻辑控制电路连接，所述高压驱动电路模块接收所述非交叠信号并将其转换成上边驱动信号和下边驱动信号；
高压输出功率管模块，与所述高压驱动电路模块连接，所述上边驱动信号和所述下边驱动信号驱动所述高压输出功率管模块以得到功放系统的输出信号，所述输出信号通过功放输出端输出；
反馈电阻模块，其一端与所述高压输出功率管模块的功放输出端连接，另一端与所述积分器模块连接，所述反馈电阻模块将所述输出信号反馈到所述积分器模块，同时所述输出信号通过一输出滤波器模块再现模拟输入信号以驱动喇叭；
预启动模块，与所述高压输出功率管模块的功放输出端连接，所述预启动模块在上电阶段将所述输出信号充电到高压模块电源，所述预启动模块关闭后，开启所述高压输出功率管模块。
可选的，所述预启动模块包含第一预启动模块和第二预启动模块，所述第一预启动模块包含：
第一开关，与高压模块电源连接；
第一电阻，其一端与所述第一开关连接，另一端与功放输出端的负输出端连接；
第二电阻，与所述功放输出端的负输出端连接，所述第一电阻和所述第二电阻阻值相同；
第二开关，其一端与所述第二电阻连接，另一端接地；
所述第二预启动模块包含：
第三开关，与高压模块电源连接；
第三电阻，其一端与所述第三开关连接，另一端与功放输出端的正输出端连接；
第四电阻，与所述功放输出端的正输出端连接，所述第三电阻与第一电阻、第四电阻阻值相同；
第四开关，其一端与所述第四电阻连接，另一端接地。
可选的，所述积分器模块包含：
带失调自动校正功能的放大器，其一端连接低压模块电源，另一端接地，所述放大器正输入端与第一输入电阻连接，所述放大器负输入端与第二输入电阻连接，所述放大器正输出端和负输出端分别与所述比较器模块连接；
第一积分器电容，其并联连接于所述放大器负输入端和所述放大器负输出端；
第二积分器电容，其并联连接于所述放大器正输入端和所述放大器正输出端；
模拟输入信号的正信号和负信号分别经所述第二输入电阻和所述第一输入电阻输入所述放大器，所述积分器模块将模拟输入信号的正信号和负信号处理转化为积分器输出信号的正信号和负信号。
可选的，所述积分器模块还包含：
第五短路开关，其两端分别连接所述第一积分器电容的两端，以控制所述第一积分器电容的短路；
第六短路开关，其两端分别连接所述第二积分器电容的两端，以控制所述第二积分器电容的短路。
可选的，所述放大器包含：
具有缓冲级折叠式共源共栅运算放大器，其正输入端和负输入端分别与所述第一输入电阻和第二输入电阻连接，所述共源共栅运算放大器正输出端和负输出端输出积分器输出信号的正信号和负信号；
失调自动校正功能电路，其与所述共源共栅运算放大器连接，以便对所述共源共栅运算放大器进行失调校正；
所述失调自动校正功能电路包含：
失调支路电路，分别通过第一方向开关和第二方向开关与所述共源共栅运算放大器的正输入端和负输入端连接；
第三比较器，其一端与低压模块电源连接，另一端接地，所述第三比较器正输入端和负输入端分别与所述共源共栅运算放大器的正输出端和负输出端连接，所述第三比较器比较所述共源共栅运算放大器的输出以判断失调校正的方向；
校正控制电路，其一端与低压模块电源连接，另一端接地，所述校正控制电路输入端与所述第三比较器的输出端连接，所述校正控制电路的输出端输出短路控制信号和校正电流控制信号；
所述校正控制电路接收所述第三比较器的输出信号和外部提供的时钟信号，处理生成短路控制信号、校正的方向控制信号和所述失调支路电路的校正电流控制信号，所述短路控制信号控制所述第五短路开关和第六短路开关的通断以控制所述第一积分器电容和所述第二积分器电容两端的短路，所述校正的方向控制信号控制所述第一方向开关和第二方向开关的通断以控制校正方向，所述校正电流控制信号控制所述失调支路电路中各失调支路。
可选的，所述失调支路电路为n个并联的失调支路，各个所述失调支路均包含一个失调开关。
可选的，所述校正控制电路包含：
时钟信号电路，用于产生校正方向的时钟信号、校正电流控制的时钟信号和产生校正的结束信号；
电流控制信号电路，用于根据所述时钟信号电路的校正方向的时钟信号产生校正的方向控制信号，以决定增加额外的失调电流的输入方向，所述电流控制电路还用于根据校正电流控制的时钟信号产生校正电流控制信号，所述校正电流控制信号控制所述失调支路电路中各失调支路，通过增加额外的失调电流以降低系统整体的失调；
短路信号控制电路，接收所述时钟信号电路产生的校正的结束信号，所述短路信号控制电路用于产生短路控制信号，所述短路控制信号控制所述第五短路开关和第六短路开关的通断以控制所述第一积分器电容和所述第二积分器电容两端的短路。
可选的，所述比较器模块包含：
第一比较器，其一端与低压模块电源连接，另一端接地，所述第一比较器输入端与所述放大器的负输出端连接，所述第一比较器接收三角波信号和所述放大器的负输出端输出的积分器输出信号的负信号，处理输出脉宽调制信号的负信号；
第二比较器，其一端与低压模块电源连接，另一端接地，所述第二比较器输入端与所述放大器的正输出端连接，所述第二比较器接收三角波信号和所述放大器的正输出端输出的积分器输出信号的正信号，处理输出脉宽调制信号的正信号；
所述高压驱动电路模块包含：
第一高压驱动电路，所述第一高压驱动电路输入端与所述逻辑控制电路连接，所述第一高压驱动电路接收所述非交叠信号处理输出上边驱动信号；
第二高压驱动电路，所述第二高压驱动电路输入端与所述逻辑控制电路连接，所述第二高压驱动电路接收所述非交叠信号处理输出下边驱动信号；
所述高压输出功率管模块包含：
第一高压输出功率管，其一端外接高压模块电源，另一端接地，所述高压驱动电路模块输出的上边驱动信号驱动所述第一高压输出功率管由功放输出端的负输出端输出功放系统的输出信号的负信号；
第二高压输出功率管，其一端外接高压模块电源，另一端接地，所述高压驱动电路模块输出的上边驱动信号驱动所述第二高压输出功率管由功放输出端的正输出端输出功放系统的输出信号的正信号；
所述输出滤波器模块包含：
第一输出滤波器，其包含第一输出电感和第一输出电容，所述第一输出电感一端与功放输出端负输出端连接，另一端与喇叭连接，所述第一输出电容与所述第一输出电感并联连接；
第二输出滤波器，其包含第二输出电感和第二输出电容，所述第二输出电感一端与功放输出端正输出端连接，另一端与喇叭连接，所述第二输出电容与所述第二输出电感并联连接；
所述反馈电阻模块包含：
第一反馈电阻，其一端与所述第一高压输出功率管的功放输出端的负输出端连接，另一端与所述放大器的负输入端连接；
第二反馈电阻，其一端与所述第二高压输出功率管的功放输出端的正输出端连接，另一端与所述放大器的正输入端连接。
可选的，一种所述无pop noise高压D类音频功放系统上电过程的启动时序，具体包含：
S1、当SDN置1时，启动功放系统，高压输出功率管模块为关闭状态，开始预启动工作模式，开启第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，通过第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻将所述功放系统的输出信号充电到高压模块电源；
S2、通过积分器模块中放大器的失调自动校正功能电路输出短路控制信号、校正电流控制信号和校正的方向控制信号，以进行失调自动校正；
S3、当失调自动校正功能电路输出的校正的结束信号为1时，结束失调校正功能，保持相应的失调校正值不变并延迟一段时间；
S4、关闭第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，退出预启动工作模式，打开所述高压输出功率管模块，启动正常工作模式。
可选的，所述步骤S2具体包含：
S21、开始失调自动校正，在前半周期将第一积分器电容和第二积分器电容两端短路清零，在后半周期共源共栅运算放大器输出积分并采用第三比较器进行比较，当所述共源共栅运算放大器的正输出端的正信号大于负输出端的负信号时，第三比较器输出信号为1，电流控制信号电路根据时钟信号电路的校正方向的时钟信号产生校正的方向控制信号以确定校正方向；
S22、设第n条电流支路的校正电流控制信号为1，表示为si<n-1＞＝1，在前半周期将第一积分器电容和第二积分器电容两端短路清零，在后半周期共源共栅运算放大器输出积分并采用第三比较器进行比较，当所述共源共栅运算放大器的正输出端的正信号大于负输出端的负信号时，第三比较器输出信号为1，当第n条电流支路的校正电流控制的时钟信号上升沿来时，第n条电流支路的校正电流控制信号为1，si<n-1>＝1，反之，第n条电流支路的校正电流控制信号为0，si<n-1＞＝0，以确定si<n-1＞；
S23、按照所述步骤S22的方法依次确定各电流支路的校正电流控制信号si<n-2＞···si<0>，以确定整个失调支路电路的校正电流控制信号si<n-1，0＞，保持校正的方向控制信号和校正电流控制信号；
S24、结束失调自动校正。
本发明与现有技术相比具有以下优点：
本发明提供的一种无pop noise高压D类音频功放系统，将积分器模块、比较器模块、逻辑控制电路、高压驱动电路模块、高压输出功率管模块、反馈电阻模块和预启动模块等相结合，采用预启动模块，使高压输出功率管模块关闭时和正常工作中高压输出功率管模块开启时的所有系统失配项保持一致；在这种情况下，利用积分器模块进行失调自动校正，将上述失配项所带来的失调全部校正；校正功能完成后，再将输出功率管全部打开，使得最终的失调保持不变，即消除pop噪声；
本发明提供的一种无pop noise高压D类音频功放系统及其上电启动时序中，所述积分器模块的失调自动校正功能不仅能够校正自身系统设计中的失调项(如积分器模块本身的失调电压，D类音频功放系统的环路阻性失配等)，还可以校正输入信号处理系统(如DAC等)带来的失调，使得最终的输出失调控制在1mV以下，以使整个音频功放系统在上电过程中完全听不到pop噪声；
本发明提供的一种无pop noise高压D类音频功放系统及其上电启动时序中，在上电过程中自动完成失调校正功能，无需做出厂前的单颗芯片测试校正，大大降低了测试复杂性和测试成本。
附图说明
图1为本发明的一种无pop noise高压D类音频功放系统示意图；
图2为本发明的积分器模块中放大器的部分示意图；
图3为本发明的积分器模块中放大器的又一部分示意图；
图4为本发明的时钟信号电路示意图；
图5为本发明的电流控制信号电路示意图；
图6为本发明的短路信号控制电路示意图；
图7为本发明的无pop noise高压D类音频功放系统上电过程的启动时序示意图；
图8为本发明的失调自动校正时序示意图。
具体实施方式
以下结合附图，通过详细说明一个较佳的具体实施例，对本发明做进一步阐述。
如图1所示，为本发明的一种无pop noise高压D类音频功放系统(简称功放系统)，其为DAC等直接音频信号输入的高压D类音频功放系统，即不需要用于隔离直流功能的输入电容。该功放系统包含：积分器模块、比较器模块、逻辑控制电路、高压驱动电路模块、高压输出功率管模块、反馈电阻模块和预启动模块。
所述积分器模块包含一带失调自动校正功能的放大器，所述积分器模块将模拟输入信号IN+/IN-处理得到积分器输出信号INT-/INT+。所述比较器模块的输入端与所述积分器模块连接，所述比较器模块接收所述积分器输出信号INT-/INT+并将其与三角波信号VTR比较处理得到脉宽调制信号PWM-/PWM+。所述逻辑控制电路与所述比较器模块连接，所述逻辑控制电路接收所述脉宽调制信号PWM-/PWM+并将其处理为非交叠信号。所述高压驱动电路模块与所述逻辑控制电路连接，所述高压驱动电路模块接收所述非交叠信号并将其转换成上边驱动信号和下边驱动信号。所述高压输出功率管模块的输入端与所述高压驱动电路模块连接，所述上边驱动信号和所述下边驱动信号驱动所述高压输出功率管模块以得到功放系统的输出信号OUT-/OUT+，所述输出信号通过功放输出端输出。
所述反馈电阻模块一端与所述高压输出功率管模块的功放输出端连接，另一端与所述积分器模块连接，所述反馈电阻模块将所述输出信号OUT-/OUT+反馈到所述积分器模块，同时所述输出信号OUT-/OUT+通过一输出滤波器模块再现模拟输入信号IN+/IN-以驱动喇叭。
所述预启动模块与所述高压输出功率管模块的功放输出端连接，所述预启动模块在上电阶段将所述输出信号OUT-/OUT+充电到高压模块电源PVDD，所述预启动模块关闭后，开启所述高压输出功率管模块。
本发明的无pop noise高压D类音频功放系统，主要针对高压系统(8～24V)的应用，积分器模块、比较器模块及逻辑控制电路处于低压域(5V)，高压驱动电路模块及高压输出功率管模块处于高压域(8～24V)。所述积分器模块具有失调自动校正功能，在芯片上电过程中，高压输出功率管模块全部关闭，如果没有预启动模块，此时进行失调自动校正的只是处于低压系统中的一些系统失配项，如积分器模块本身的失调电压，而高压系统环路中的阻性失配就没有办法校正。本发明的预启动模块，使得高压输出功率管模块关闭时和正常工作时高压输出功率管模块开启时的所有系统失配项保持一致。在这种情况下，进行失调自动校正功能，可以将这些失配项所带来的失调全部校正掉。等校正功能完成后，再将高压输出功率管模块全部打开，使得最终的失调保持不变，这样就听不到pop噪声。
具体地，在本实施例中，所述预启动模块包含第一预启动模块和第二预启动模块。
所述第一预启动模块在OUT-负支路中，其具体包含：第一开关S1、第一电阻Rs1、第二电阻Rs2和第二开关S2。所述第一开关S1与高压模块电源PVDD连接；所述第一电阻Rs1一端与所述第一开关S1连接，另一端与功放输出端的负输出端连接；所述第二电阻Rs2与所述功放输出端的负输出端连接，所述第一电阻Rs1和所述第二电阻Rs2阻值相同；所述第二开关S2其一端与所述第二电阻Rs2连接，另一端接地。
所述第二预启动模块在OUT+正支路中，其具体包含：第三开关S3、第三电阻Rs3、第四电阻Rs4和第四开关S4。所述第三开关S3与高压模块电源PVDD连接；所述第三电阻Rs3一端与所述第三开关S3连接，另一端与功放输出端的正输出端连接。所述第四电阻Rs4与所述功放输出端的正输出端连接，所述第三电阻Rs3与第一电阻Rs1、第四电阻Rs4阻值相同；所述第四开关S4一端与所述第四电阻Rs4连接，另一端接地。其中，第一开关S1～第四开关S4均为高压开关。
在上电阶段，开启第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4，启动预启动模式，分别通过两个阻值相同的电阻分压将功放输出端的输出信号OUT-/OUT+分别充电到高压模块电源PVDD/2。在完成失调校正功能后，关闭各个高压开关，退出预启动模式，同时正式开启高压输出功率管模块。
在本实施例中，所述积分器模块包含：放大器、第一积分器电容Ci1、第二积分器电容Ci2、第一输入电阻Ri1和第二输入电阻Ri2。
所述放大器一端连接低压模块电源AVDD，另一端接地，所述放大器正输入端与第一输入电阻Ri1连接，所述放大器负输入端与第二输入电阻Ri2连接，所述放大器正输出端和负输出端分别与所述比较器模块连接。所述第一积分器电容Ci1并联连接于所述放大器负输入端和所述放大器负输出端；所述第二积分器电容Ci2并联连接于所述放大器正输入端和所述放大器正输出端。
模拟输入信号IN+/IN-的正信号IN+和负信号IN-分别经所述第二输入电阻Ri2和所述第一输入电阻Ri1输入所述放大器，所述积分器模块将模拟输入信号IN+/IN-的正信号IN+和负信号IN-处理转化为积分器输出信号INT-/INT+的正信号INT+和负信号INT-。
在本发明中，所述积分器模块还包含第五短路开关S5和第六短路开关S6。所述第五短路开关S5两端分别连接所述第一积分器电容Ci1的两端，通过所述第五短路开关S5的通断以控制所述第一积分器电容Ci1的短路。所述第六短路开关S6两端分别连接所述第二积分器电容Ci2的两端，通过所述第六短路开关S6的通断以控制所述第二积分器电容Ci2的短路。
如图2和图3结合所示，所述积分器模块中的所述放大器为带失调自动校正功能的放大器，其包含：具有缓冲级折叠式共源共栅运算放大器和失调自动校正功能电路。具有缓冲级折叠式共源共栅运算放大器正输入端和负输入端分别与所述第一输入电阻Ri1和第二输入电阻Ri2连接，所述共源共栅运算放大器正输出端和负输出端输出积分器输出信号INT-/INT+的正信号INT+和负信号INT-。所述失调自动校正功能电路与所述共源共栅运算放大器连接，以便对所述共源共栅运算放大器进行失调校正。
所述放大器通过失调自动校正功能，将整个功放系统在上电过程中的失配项(包括输入源失调，放大器模块失调，输入电阻模块失配，反馈电阻模块失配以及各个积分器电容失配)同时被校正，使功放系统输出失调达到1mV以下，从而使得功放系统完全听不到pop噪声。
如图2和图3结合所示，所述失调自动校正功能电路包含：失调支路电路、第三比较器和校正控制电路。
所述失调支路电路分别通过第一方向开关sp和第二方向开关sn与所述共源共栅运算放大器的正输入端和负输入端连接。所述第三比较器一端与低压模块电源AVDD连接，另一端接地，所述第三比较器正输入端和负输入端分别与所述共源共栅运算放大器的正输出端和负输出端连接，所述第三比较器接收所述共源共栅运算放大器输出的积分器输出信号INT-/INT+的正信号INT+和负信号INT-，所述第三比较器比较所述共源共栅运算放大器的输出以判断失调校正的方向，若正信号INT+>负信号INT-，则比较器的输出信号comp_out为高电位；反之，比较器的输出信号comp_out为低电位。所述校正控制电路一端与低压模块电源AVDD连接，另一端接地，所述校正控制电路输入端与所述第三比较器的输出端连接，所述校正控制电路的输出端输出短路控制信号vos_rst和校正电流控制信号vos_rst。
所述校正控制电路接收所述第三比较器的输出信号comp_out和外部提供的时钟信号clk，处理生成短路控制信号vos_rst、校正的方向控制信号sn/sp和所述失调支路电路的校正电流控制信号si<5:0＞。所述短路控制信号vos_rst控制所述第五短路开关S5和第六短路开关S6的通断以控制所述第一积分器电容Ci1和所述第二积分器电容Ci2两端的短路，所述校正的方向控制信号sn/sp控制所述第一方向开关sp和第二方向开关sn的通断以控制校正方向，所述校正电流控制信号si<5:0>控制所述失调支路电路中各失调支路。
如果共源共栅运算放大器输入有失调，或者共源共栅运算放大器本身存在失配，都将导致共源共栅运算放大器输出的正信号INT+和负信号INT-之间有失调，通过额外增加的失调电流将最终输出失调降低到设计范围之内。例如，如果负信号INT->正信号INT+，sp＝0&sn＝1，即需要在INN这条支路来增加失调电流，通过让正信号INT+变大，以使得负信号INT-与正信号INT+之间的失调降低。
如图2和图3结合所示，在本实施例中，所述失调支路电路为6个并联的失调支路，各个所述失调支路均包含一个失调开关。如第一条支路的失调电流为I0，若该支路的校正电流控制信号为1，则si<0>＝1，以此类推，第5条支路的失调电流为I5，若该支路的校正电流控制信号为1，则si<5>＝1。
在本实施例中，所述失调支路电路的失调电流分别为I5、I4、I3、I2、I1、I0，其对应的电流控制开关为si<5:0>，方向控制开关为第一方向开关sp和第二方向开关sn。各失调支路电流比例为I5:I4:I3:I2:I1:I0＝32:16:8:4:2:1，是6位二进制电流设计，6个开关分别控制每一个电流支路。如si<5:0>＝100000，单位电流I0＝Iunit，则增加的失调电流为32Iunit；如si<5:0>＝111111，则增加的失调电流为63Iunit。该失调支路电路通过6位数字就可以控制64个不同的电流档位，即失调支路电流可以在0～63Iunit中任意选择一个档位，从而提高失调校正的精度。
当然，所述失调支路电路不仅限于包含6个并联的失调支路，其还可包含其他个数的失调支路，例如失调支路电路包含5个并联的失调支路，就是5bit精度范围，或包含8个并联的失调支路，就是8bit精度范围，失调支路的具体个数需要根据系统的失调调整精度和范围来确定。在本实施例中，失调支路电路包含6个并联的失调支路，即具有6位精度范围，可满足目前的系统指标。
所述校正控制电路包含：时钟信号电路、电流控制信号电路和短路信号控制电路。
所述时钟信号电路用于产生校正方向的时钟信号sel_sig(用于电流控制信号电路中)、校正电流控制的时钟信号sel_clk<5:0＞(用于电流控制信号电路中)和产生校正的结束信号vos_done(用于短路信号控制电路中)。所述电流控制信号电路用于根据所述时钟信号电路的校正方向的时钟信号sel_sig产生校正的方向控制信号sn/sp，以决定增加额外的失调电流的输入方向，即往放大器INN输入管漏极还是往INP输入管漏极增加额外的失调电流。所述电流控制电路还用于根据校正电流控制的时钟信号sel_clk<5:0＞产生校正电流控制信号si<5:0＞，所述校正电流控制信号si<5:0>控制所述失调支路电路中的各失调支路，通过增加额外的失调电流以降低功放系统整体的失调。所述短路信号控制电路接收所述时钟信号电路产生的校正的结束信号vos_done，所述短路信号控制电路用于产生短路控制信号vos_rst，所述短路控制信号vos_rst控制所述第五短路开关S5和第六短路开关S6的通断以控制所述第一积分器电容Ci1和所述第二积分器电容Ci2两端的短路。在校正时钟前半周期将两个积分器电容两端短路清零，在后半周期放开短路允许共源共栅运算放大器输出积分并采用第三比较器进行比较，这样放大器输出在每次比较之前都是从零开始积分，使得校正过程中6位失调电流控制的每个阶段条件都一致，才能保证整个校正过程的准确性。
具体地，如图4所示，为本实施例的时钟信号电路，该电路主要由9个D触发器构成，并且D触发器的时钟CP端都连接外部输入时钟clk；第一个D触发器的数据D端连接低压模块电源AVDD，当第一个clk上升沿来时，第一个D触发器的输出为高电位；第二个D触发器的D端连接第一个触发器的输出，当第二个clk上升沿来时，第二个D触发器的输出校正方向的时钟信号sel_sig为高电位，同时校正方向的时钟信号sel_sig变化的上升沿，将决定校正方向信号sn/sp的值；第三个D触发器的D端连接第二个触发器的输出校正方向的时钟信号sel_sig，当第三个clk上升沿来时，第三个D触发器的输出sel_clk<5>为高电位，同时sel_clk<5>变化的上升沿，将决定校正电流控制信号si<5>的值；第四个D触发器的D端连接第三个触发器的输出sel_clk<5>，当第四个clk上升沿来时，第四个D触发器的输出sel_clk<4>为高电位，同时sel_clk<4>变化的上升沿，将决定校正电流控制信号si<4>的值；第五个D触发器的D端连接第四个触发器的输出sel_clk<4>，当第五个clk上升沿来时，第五个D触发器的输出sel_clk<3>为高电位，同时sel_clk<3>变化的上升沿，将决定校正电流控制信号si<3>的值；第六个D触发器的D端连接第五个触发器的输出sel_clk<3>，当第六个clk上升沿来时，第六个D触发器的输出sel_clk<2>为高电位，同时sel_clk<2>变化的上升沿，将决定校正电流控制信号si<2>的值；第七个D触发器的D端连接第六个触发器的输出sel_clk<2>，当第七个clk上升沿来时，第七个D触发器的输出sel_clk<1>为高电位，同时sel_clk<1>变化的上升沿，将决定校正电流控制信号si<1>的值；第八个D触发器的D端连接第七个触发器的输出sel_clk<1>，当第八个clk上升沿来时，第八个D触发器的输出sel_clk<0>为高电位，同时sel_clk<0>变化的上升沿，将决定校正电流控制信号si<0>的值；第九个D触发器的D端连接第八个触发器的输出sel_clk<0>，当第九个clk上升沿来时，第九个D触发器的输出vos_done为高电位，即此时失调校正结束。
如图5所示，为本实施例中的电流控制信号电路示意图，其产生校正的方向控制信号sn/sp，来决定往哪个方向增加额外的失调电流。同时也产生校正电流控制信号si<5:0>，来分别控制6位失调支路电流，通过增加的额外失调电流，将系统的整体失调降到最低。
该电路输入端comp_in连接第三比较器输出的输出端接受其输出信息comp_out，并连接到D触发器DFF1的数据D端，DFF1的时钟CP端连接校正方向的时钟信号sel_sig的输出端，此触发器的输出Q端和sel_sig连接与门得到第二方向开关sn的信号，此触发器的输出QN端和sel_sig连接与门得到第一方向开关sp的信号；comp_in经过反相器的输出连接到传输门MUX1的I1端，comp_in连接MUX1的I0端，sp连接MUX1的选择S端，产生输出comp_s；comp_s连接到D触发器DFF2的D端，DFF2的CP端连接sel_clk<5>，此触发器的输出Q端连接传输门MUX2的I1端，sel_sig连接MUX2的I0端，sel_clk<5>连接MUX2的选择S端，产生输出si<5>；comp_s连接到D触发器DFF3的D端，DFF3的CP端连接sel_clk<4>，此触发器的输出Q端连接传输门MUX3的I1端，sel_clk<5>连接MUX3的I0端，sel_clk<4>连接MUX3的选择S端，产生输出si<4>；comp_s连接到D触发器DFF4的D端，DFF4的CP端连接sel_clk<3>，此触发器的输出Q端连接传输门MUX4的I1端，sel_clk<4>连接MUX4的I0端，sel_clk<3>连接MUX4的选择S端，产生输出si<3>；comp_s连接到D触发器DFF5的D端，DFF5的CP端连接sel_clk<2>，此触发器的输出Q端连接传输门MUX5的I1端，sel_clk<3>连接MUX5的I0端，sel_clk<2>连接MUX5的选择S端，产生输出si<2>；comp_s连接到D触发器DFF6的D端，DFF6的CP端连接sel_clk<1>，此触发器的输出Q端连接传输门MUX6的I1端，sel_clk<2>连接MUX6的I0端，sel_clk<1>连接MUX6的选择S端，产生输出si<1>；comp_s连接到D触发器DFF7的D端，DFF7的CP端连接sel_clk<0>，此触发器的输出Q端连接传输门MUX7的I1端，sel_clk<1>连接MUX7的I0端，sel_clk<0>连接MUX7的选择S端，产生输出si<0>。
如图6所示，为本实施例的短路信号控制电路示意图。该电路中D触发器的D端连接所述时钟信号电路中校正的结束信号vos_done输出端，触发器的CP端连接外部输入时钟clk，触发器的输出Q端和clk经过或门后的信号与功率管使能信号ps_en经过反相器后的信号，再经过与门产生短路控制信号vos_rst。
具体地，在本实施例中，所述比较器模块包含：第一比较器和第二比较器。
所述第一比较器一端与低压模块电源AVDD连接，另一端接地，所述第一比较器输入端与所述放大器的负输出端连接，所述第一比较器接收三角波信号VTR和所述放大器的负输出端输出的积分器输出信号INT-/INT+的负信号INT-，处理输出脉宽调制信号PWM-/PWM+的负信号PWM-。所述第二比较器一端与低压模块电源AVDD连接，另一端接地，所述第二比较器输入端与所述放大器的正输出端连接，所述第二比较器接收三角波信号VTR和所述放大器的正输出端输出的积分器输出信号INT-/INT+的正信号INT+，处理输出脉宽调制信号PWM-/PWM+的正信号PWM+。
所述高压驱动电路模块包含：第一高压驱动电路和第二高压驱动电路。
所述第一高压驱动电路输入端与所述逻辑控制电路连接，所述第一高压驱动电路接收所述非交叠信号处理输出上边驱动信号。所述第二高压驱动电路输入端与所述逻辑控制电路连接，所述第二高压驱动电路接收所述非交叠信号处理输出下边驱动信号。
所述高压输出功率管模块包含：第一高压输出功率管和第二高压输出功率管。
所述第一高压输出功率管一端外接高压模块电源PVDD，另一端接地，所述高压驱动电路模块输出的上边驱动信号驱动所述第一高压输出功率管由功放输出端的负输出端输出功放系统的输出信号OUT-/OUT+的负信号OUT-。所述第二高压输出功率管一端外接高压模块电源PVDD，另一端接地，所述高压驱动电路模块输出的上边驱动信号驱动所述第二高压输出功率管由功放输出端的正输出端输出功放系统的输出信号OUT-/OUT+的正信号OUT+。
所述输出滤波器模块包含：第一输出滤波器和第二输出滤波器。
所述第一输出滤波器包含第一输出电感Lo1和第一输出电容Co1，所述第一输出电感Lo1一端与功放输出端负输出端连接，另一端与喇叭连接，所述第一输出电容Co1与所述第一输出电感Lo1并联连接。所述第二输出滤波器包含第二输出电感Lo2和第二输出电容Co2，所述第二输出电感Lo2一端与功放输出端的正输出端连接，另一端与喇叭连接，所述第二输出电容Co2与所述第二输出电感Lo2并联连接。
所述反馈电阻模块包含：第一反馈电阻Rf1和第二反馈电阻Rf2。所述第一反馈电阻Rf1一端与所述第一高压输出功率管的功放输出端的负输出端连接，另一端与所述放大器的负输入端连接。所述第二反馈电阻Rf2一端与所述第二高压输出功率管的功放输出端的正输出端连接，另一端与所述放大器的正输入端连接。
如图7所示，本发明还提供了一种所述无pop noise高压D类音频功放系统上电过程的启动时序，其具体包含：
S1、当SDN置1时(SDN即芯片关断控制信号，当SDN＝0时，芯片处于关断状态；当SDN＝1时，芯片处于正常工作状态)，所述功放系统启动，高压输出功率管模块为关闭状态，开始预启动工作模式，开启第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4，通过第一电阻Rs1、第二电阻Rs2、第三电阻Rs3、第四电阻Rs4将所述功放系统的输出信号OUT-/OUT+充电到高压模块电源PVDD/2；
S2、时钟clk开始工作，通过积分器模块中放大器的失调自动校正功能电路输出短路控制信号vos_rst、校正电流控制信号si<5:0>和校正的方向控制信号sn/sp，以进行失调自动校正；
S3、当失调自动校正功能电路输出的校正的结束信号vos_done为1时，结束失调校正功能，保持相应的失调校正值不变并延迟一段时间；
S4、关闭第一开关S1、第二开关S2、第三开关S3和第四开关S4，退出预启动工作模式。同时功率管使能信号ps_en置1，打开所述高压输出功率管模块，使所述功放系统处于正常工作模式。
在传统的D类音频功放系统中，尤其是高压系统，在上电过程中没有预启动模式，在失调校正功能启动时功放系统的输出共模点同正常工作时的输出共模点不一致，即失调校正阶段(stage2)和正常工作阶段(stage4)存在高压系统环路中的阻性失配不一致的现象，即便在失调校正阶段把失调降到最小，一旦开启输出功率管，失调还是会增加，从而使得最终的pop噪声并没有得到改善。本发明在失调校正阶段之前，先进行预启动工作模式，使输出信号OUT-/OUT+充电到PVDD/2(PVDD为高压模块电源)，使得在失调校正阶段的输出共模点同正常工作时的输出共模点保持一致，这样在失调校正过程中，包含了整个D类功放系统环路在正常工作中的失配项，这些失配项被同时校正，使得最终的失调保持不变，这样就听不到pop噪声。
其中，如图8所示，所述步骤S2具体包含：
T1、开始失调自动校正，在前半周期将第一积分器电容Ci1和第二积分器电容Ci2两端短路清零，在后半周期共源共栅运算放大器输出积分并采用第三比较器进行比较，当所述共源共栅运算放大器的正输出端的正信号INT+大于负输出端的负信号INT-时，第三比较器输出信号为1，电流控制信号电路根据时钟信号电路的校正方向的时钟信号sel_sig产生校正的方向控制信号sn/sp以确定校正方向，当校正方向的时钟信号sel_sig上升沿来时，sp＝0&sn＝1；反之则sp＝1&sn＝0。
T2、在确定校正方向之后，先设第6条电流支路的校正电流控制信号为1，表示为si<5>＝1，则si<5:0>＝100000。在前半周期将第一积分器电容Ci1和第二积分器电容Ci2两端短路清零，在后半周期共源共栅运算放大器输出积分并采用第三比较器进行比较，当所述共源共栅运算放大器的正输出端的正信号INT+大于负输出端的负信号INT-时，第三比较器输出信号为1，comp_out＝1，当第6条电流支路的校正电流控制的时钟信号sel_clk<5>上升沿来时，第6条电流支路的校正电流控制信号为1，si<5>＝1，反之，第n条电流支路的校正电流控制信号为0，si<5>＝0，以确定si<5>；
T3、在确定si<5>之后，先设si<4>＝1，则si<5:0>＝x10000(x为s<5>的实际值1或者0)；在前半周期将第一积分器电容Ci1和第二积分器电容Ci2两端短路清零，在后半周期共源共栅运算放大器输出积分并采用第三比较器进行比较；如果INT+>INT-，比较器输出comp_out＝1，当sel_clk<4>上升沿来时，si<4>＝1；反之则si<4>＝0；
T4、在确定si<5:4>之后，先设si<3>＝1，则si<5:0>＝xx1000(x为s<5>或s<4>的实际值1或者0，同时s<5>和s<4>并不一定相等)；在前半周期将第一积分器电容Ci1和第二积分器电容Ci2两端短路清零，在后半周期共源共栅运算放大器输出积分并采用第三比较器进行比较；如果INT+>INT-，比较器输出comp_out＝1，当sel_clk<3>上升沿来时，si<3>＝1；反之则si<3>＝0；
T5、在确定si<5:3>之后，先设si<2>＝1，则si<5:0>＝xxx100(x为s<5>或s<4>或s<3>的实际值1或者0，同时s<5>和s<4>和s<3>并不一定相等)；在前半周期将第一积分器电容Ci1和第二积分器电容Ci2两端短路清零，在后半周期共源共栅运算放大器输出积分并采用第三比较器进行比较；如果INT+>INT-，比较器输出comp_out＝1，当sel_clk<2>上升沿来时，si<2>＝1；反之则si<2>＝0；
T6、在确定si<5:2>之后，先设si<1>＝1，则si<5:0>＝xxxx10(x为s<5>或s<4>或s<3>或s<2>的实际值1或者0，同时s<5>和s<4>和s<3>和s<2>并不一定相等)；在前半周期将第一积分器电容Ci1和第二积分器电容Ci2两端短路清零，在后半周期共源共栅运算放大器输出积分并采用第三比较器进行比较；如果INT+>INT-，比较器输出comp_out＝1，当sel_clk<1>上升沿来时，si<1>＝1；反之则si<1>＝0；
T7、在确定si<5:1>之后，先设si<0>＝1，则si<5:0>＝xxxxx1(x为s<5>或s<4>或s<3>或s<2>或s<1>的实际值1或者0，同时s<5>和s<4>和s<3>和s<2>和s<1>并不一定相等)；在前半周期将第一积分器电容Ci1和第二积分器电容Ci2两端短路清零，在后半周期共源共栅运算放大器输出积分并采用第三比较器进行比较；如果INT+>INT-，比较器输出comp_out＝1，当sel_clk<0>上升沿来时，si<0>＝1；反之则si<0>＝0；
T8、在确定si<5:0>之后，保持校正方向信号及校正电流控制信号；
T9、结束失调自动校正。
综上所述，本发明的一种无pop noise高压D类音频功放系统，将积分器模块、比较器模块、逻辑控制电路、高压驱动电路模块、高压输出功率管模块、反馈电阻模块和预启动模块等相结合，采用预启动模块，使高压输出功率管模块关闭时和正常工作中高压输出功率管模块开启时的所有系统失配项保持一致。在这种情况下，利用积分器模块进行失调自动校正功能，可以将上述失配项所带来的失调全部校正掉。校正功能完成后，再将输出功率管全部打开，使得最终的失调保持不变，即消除pop噪声。
本发明的一种无pop noise高压D类音频功放系统中，所述积分器模块的失调自动校正功能不仅能够校正自身系统设计中的失调项(如积分器模块本身的失调电压，D类音频功放系统的环路阻性失配等)，还可以校正输入信号处理系统(如DAC等)带来的失调，使得最终的输出失调控制在1mV以下，以使整个音频功放系统在上电过程中完全听不到pop噪声。
尽管本发明的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本发明的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本发明的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本发明的保护范围应由所附的权利要求来限定。
Claims (10)
1.一种无pop noise高压D类音频功放系统，其特征在于，包含：
积分器模块，其包含带失调自动校正功能的放大器，所述积分器模块将模拟输入信号处理得到积分器输出信号；
比较器模块，其输入端与所述积分器模块连接，所述比较器模块接收所述积分器输出信号并将其与三角波信号比较处理得到脉宽调制信号；
逻辑控制电路，与所述比较器模块连接，所述逻辑控制电路接收所述脉宽调制信号并将其处理为非交叠信号；
高压驱动电路模块，与所述逻辑控制电路连接，所述高压驱动电路模块接收所述非交叠信号并将其转换成上边驱动信号和下边驱动信号；
高压输出功率管模块，与所述高压驱动电路模块连接，所述上边驱动信号和所述下边驱动信号驱动所述高压输出功率管模块以得到功放系统的输出信号，所述输出信号通过功放输出端输出；
反馈电阻模块，其一端与所述高压输出功率管模块的功放输出端连接，另一端与所述积分器模块连接，所述反馈电阻模块将所述输出信号反馈到所述积分器模块，同时所述输出信号通过一输出滤波器模块再现模拟输入信号以驱动喇叭；
预启动模块，与所述高压输出功率管模块的功放输出端连接，所述预启动模块在上电阶段将所述输出信号充电到高压模块电源，所述预启动模块关闭后，开启所述高压输出功率管模块。
2.如权利要求1所述的无pop noise高压D类音频功放系统，其特征在于，所述预启动模块包含第一预启动模块和第二预启动模块，所述第一预启动模块包含：
第一开关，与高压模块电源连接；
第一电阻，其一端与所述第一开关连接，另一端与功放输出端的负输出端连接；
第二电阻，与所述功放输出端的负输出端连接，所述第一电阻和所述第二电阻阻值相同；
第二开关，其一端与所述第二电阻连接，另一端接地；
所述第二预启动模块包含：
第三开关，与高压模块电源连接；
第三电阻，其一端与所述第三开关连接，另一端与功放输出端的正输出端连接；
第四电阻，与所述功放输出端的正输出端连接，所述第三电阻与第一电阻、第四电阻阻值相同；
第四开关，其一端与所述第四电阻连接，另一端接地。
3.如权利要求1所述的无pop noise高压D类音频功放系统，其特征在于，所述积分器模块包含：
带失调自动校正功能的放大器，其一端连接低压模块电源，另一端接地，所述放大器正输入端与第一输入电阻连接，所述放大器负输入端与第二输入电阻连接，所述放大器正输出端和负输出端分别与所述比较器模块连接；
第一积分器电容，其并联连接于所述放大器负输入端和所述放大器负输出端；
第二积分器电容，其并联连接于所述放大器正输入端和所述放大器正输出端；
模拟输入信号的正信号和负信号分别经所述第二输入电阻和所述第一输入电阻输入所述放大器，所述积分器模块将模拟输入信号的正信号和负信号处理转化为积分器输出信号的正信号和负信号。
4.如权利要求3所述的无pop noise高压D类音频功放系统，其特征在于，所述积分器模块还包含：
第五短路开关，其两端分别连接所述第一积分器电容的两端，以控制所述第一积分器电容的短路；
第六短路开关，其两端分别连接所述第二积分器电容的两端，以控制所述第二积分器电容的短路。
5.如权利要求4所述的无pop noise高压D类音频功放系统，其特征在于，所述放大器包含：
具有缓冲级折叠式共源共栅运算放大器，其正输入端和负输入端分别与所述第一输入电阻和第二输入电阻连接，所述共源共栅运算放大器正输出端和负输出端输出积分器输出信号的正信号和负信号；
失调自动校正功能电路，其与所述共源共栅运算放大器连接，以便对所述共源共栅运算放大器进行失调校正；
所述失调自动校正功能电路包含：
失调支路电路，分别通过第一方向开关和第二方向开关与所述共源共栅运算放大器的正输入端和负输入端连接；
第三比较器，其一端与低压模块电源连接，另一端接地，所述第三比较器正输入端和负输入端分别与所述共源共栅运算放大器的正输出端和负输出端连接，所述第三比较器比较所述共源共栅运算放大器的输出以判断失调校正的方向；
校正控制电路，其一端与低压模块电源连接，另一端接地，所述校正控制电路输入端与所述第三比较器的输出端连接，所述校正控制电路的输出端输出短路控制信号和校正电流控制信号；
所述校正控制电路接收所述第三比较器的输出信号和外部提供的时钟信号，处理生成短路控制信号、校正的方向控制信号和所述失调支路电路的校正电流控制信号，所述短路控制信号控制所述第五短路开关和第六短路开关的通断以控制所述第一积分器电容和所述第二积分器电容两端的短路，所述校正的方向控制信号控制所述第一方向开关和第二方向开关的通断以控制校正方向，所述校正电流控制信号控制所述失调支路电路中各失调支路。
6.如权利要求5所述的无pop noise高压D类音频功放系统，其特征在于，
所述失调支路电路为n个并联的失调支路，各个所述失调支路均包含一个失调开关。
7.如权利要求5所述的无pop noise高压D类音频功放系统，其特征在于，所述校正控制电路包含：
时钟信号电路，用于产生校正方向的时钟信号、校正电流控制的时钟信号和产生校正的结束信号；
电流控制信号电路，用于根据所述时钟信号电路的校正方向的时钟信号产生校正的方向控制信号，以决定增加额外的失调电流的输入方向，所述电流控制电路还用于根据校正电流控制的时钟信号产生校正电流控制信号，所述校正电流控制信号控制所述失调支路电路中各失调支路，通过增加额外的失调电流以降低系统整体的失调；
短路信号控制电路，接收所述时钟信号电路产生的校正的结束信号，所述短路信号控制电路用于产生短路控制信号，所述短路控制信号控制所述第五短路开关和第六短路开关的通断以控制所述第一积分器电容和所述第二积分器电容两端的短路。
8.如权利要求3所述的无pop noise高压D类音频功放系统，其特征在于，
所述比较器模块包含：
第一比较器，其一端与低压模块电源连接，另一端接地，所述第一比较器输入端与所述放大器的负输出端连接，所述第一比较器接收三角波信号和所述放大器的负输出端输出的积分器输出信号的负信号，处理输出脉宽调制信号的负信号；
第二比较器，其一端与低压模块电源连接，另一端接地，所述第二比较器输入端与所述放大器的正输出端连接，所述第二比较器接收三角波信号和所述放大器的正输出端输出的积分器输出信号的正信号，处理输出脉宽调制信号的正信号；
所述高压驱动电路模块包含：
第一高压驱动电路，所述第一高压驱动电路输入端与所述逻辑控制电路连接，所述第一高压驱动电路接收所述非交叠信号处理输出上边驱动信号；
第二高压驱动电路，所述第二高压驱动电路输入端与所述逻辑控制电路连接，所述第二高压驱动电路接收所述非交叠信号处理输出下边驱动信号；
所述高压输出功率管模块包含：
第一高压输出功率管，其一端外接高压模块电源，另一端接地，所述高压驱动电路模块输出的上边驱动信号驱动所述第一高压输出功率管由功放输出端的负输出端输出功放系统的输出信号的负信号；
第二高压输出功率管，其一端外接高压模块电源，另一端接地，所述高压驱动电路模块输出的上边驱动信号驱动所述第二高压输出功率管由功放输出端的正输出端输出功放系统的输出信号的正信号；
所述输出滤波器模块包含：
第一输出滤波器，其包含第一输出电感和第一输出电容，所述第一输出电感一端与功放输出端负输出端连接，另一端与喇叭连接，所述第一输出电容与所述第一输出电感并联连接；
第二输出滤波器，其包含第二输出电感和第二输出电容，所述第二输出电感一端与功放输出端正输出端连接，另一端与喇叭连接，所述第二输出电容与所述第二输出电感并联连接；
所述反馈电阻模块包含：
第一反馈电阻，其一端与所述第一高压输出功率管的功放输出端的负输出端连接，另一端与所述放大器的负输入端连接；
第二反馈电阻，其一端与所述第二高压输出功率管的功放输出端的正输出端连接，另一端与所述放大器的正输入端连接。
9.一种如权利要求1～8任一项所述的无pop noise高压D类音频功放系统上电过程的启动时序，其特征在于，具体包含：
S1、当SDN置1时，启动功放系统，高压输出功率管模块为关闭状态，开始预启动工作模式，开启第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，通过第一电阻、第二电阻、第三电阻、第四电阻将所述功放系统的输出信号充电到高压模块电源；
S2、通过积分器模块中放大器的失调自动校正功能电路输出短路控制信号、校正电流控制信号和校正的方向控制信号，以进行失调自动校正；
S3、当失调自动校正功能电路输出的校正的结束信号为1时，结束失调校正功能，保持相应的失调校正值不变并延迟一段时间；
S4、关闭第一开关、第二开关、第三开关和第四开关，退出预启动工作模式，打开所述高压输出功率管模块，启动正常工作模式。
10.如权利要求9所述的无pop noise高压D类音频功放系统上电过程的启动时序，其特征在于，所述步骤S2具体包含：
S21、开始失调自动校正，在前半周期将第一积分器电容和第二积分器电容两端短路清零，在后半周期共源共栅运算放大器输出积分并采用第三比较器进行比较，当所述共源共栅运算放大器的正输出端的正信号大于负输出端的负信号时，第三比较器输出信号为1，电流控制信号电路根据时钟信号电路的校正方向的时钟信号产生校正的方向控制信号以确定校正方向；
S22、设第n条电流支路的校正电流控制信号为1，表示为si＜n-1＞＝1，在前半周期将第一积分器电容和第二积分器电容两端短路清零，在后半周期共源共栅运算放大器输出积分并采用第三比较器进行比较，当所述共源共栅运算放大器的正输出端的正信号大于负输出端的负信号时，第三比较器输出信号为1，当第n条电流支路的校正电流控制的时钟信号上升沿来时，第n条电流支路的校正电流控制信号为1，si＜n-1＞＝1，反之，第n条电流支路的校正电流控制信号为0，si＜n-1＞＝0，以确定si＜n-1＞；
S23、按照所述步骤S22的方法依次确定各电流支路的校正电流控制信号si＜n-2＞···si<0＞，以确定整个失调支路电路的校正电流控制信号si＜n-1，0＞，保持校正的方向控制信号和校正电流控制信号；
S24、结束失调自动校正。
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2023173241A1 (zh) * | 2022-03-14 | 2023-09-21 | 深圳市汇顶科技股份有限公司 | D类放大器及相关芯片和电子装置 |
Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100681559B1 (ko) * | 2006-01-02 | 2007-02-09 | 주식회사 팬택 | 팝 앤 클릭 노이즈 제거가 가능한 이동통신단말기 및 그 팝앤 클릭 노이즈 제거방법 |
| JP2007214633A (ja) * | 2006-02-07 | 2007-08-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ポップノイズ低減回路 |
| US20080018393A1 (en) * | 2006-07-07 | 2008-01-24 | Yamaha Corporation | Offset voltage correction circuit and class D amplifier |
| CN101325401A (zh) * | 2007-06-12 | 2008-12-17 | 上海沙丘微电子有限公司 | 全差分音频功率放大器开关机噪声抑制电路 |
| US20100289568A1 (en) * | 2009-05-12 | 2010-11-18 | Number 14 B.V. | Low-Noise, Low-Power, Low Drift Offset Correction in Operational and Instrumentation Amplifiers |
| CN203590423U (zh) * | 2013-09-12 | 2014-05-07 | 意法半导体研发(深圳)有限公司 | 积分器电路、d类放大器电路以及音频装置 |
| CN103872995A (zh) * | 2014-03-11 | 2014-06-18 | 中国科学院微电子研究所 | 带有温度补偿的宽带dB线性自动增益控制放大器 |
| CN106059507A (zh) * | 2016-05-30 | 2016-10-26 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | D类放大器和抑制d类放大器噪声的方法 |
| CN207382267U (zh) * | 2017-06-08 | 2018-05-18 | 上海先积集成电路有限公司 | 一种数字自校准斩波精密放大器 |
-
2020
- 2020-12-08 CN CN202011443274.XA patent/CN112491376A/zh active Pending
Patent Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100681559B1 (ko) * | 2006-01-02 | 2007-02-09 | 주식회사 팬택 | 팝 앤 클릭 노이즈 제거가 가능한 이동통신단말기 및 그 팝앤 클릭 노이즈 제거방법 |
| JP2007214633A (ja) * | 2006-02-07 | 2007-08-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ポップノイズ低減回路 |
| US20080018393A1 (en) * | 2006-07-07 | 2008-01-24 | Yamaha Corporation | Offset voltage correction circuit and class D amplifier |
| CN101325401A (zh) * | 2007-06-12 | 2008-12-17 | 上海沙丘微电子有限公司 | 全差分音频功率放大器开关机噪声抑制电路 |
| US20100289568A1 (en) * | 2009-05-12 | 2010-11-18 | Number 14 B.V. | Low-Noise, Low-Power, Low Drift Offset Correction in Operational and Instrumentation Amplifiers |
| CN203590423U (zh) * | 2013-09-12 | 2014-05-07 | 意法半导体研发(深圳)有限公司 | 积分器电路、d类放大器电路以及音频装置 |
| CN103872995A (zh) * | 2014-03-11 | 2014-06-18 | 中国科学院微电子研究所 | 带有温度补偿的宽带dB线性自动增益控制放大器 |
| CN106059507A (zh) * | 2016-05-30 | 2016-10-26 | 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 | D类放大器和抑制d类放大器噪声的方法 |
| CN207382267U (zh) * | 2017-06-08 | 2018-05-18 | 上海先积集成电路有限公司 | 一种数字自校准斩波精密放大器 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 郑浩;刘延飞;王秋妍;杨晶晶;杨东东;: "D类放大器pop-click噪声抑制和饱和失真补偿技术", 电子技术应用, no. 05, 6 May 2018 (2018-05-06) * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2023173241A1 (zh) * | 2022-03-14 | 2023-09-21 | 深圳市汇顶科技股份有限公司 | D类放大器及相关芯片和电子装置 |
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