CN112436779A - 一种电驱动系统、动力总成以及电动汽车 - Google Patents

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Abstract

本申请提供了一种电驱动系统、动力总成及电动汽车，涉及电力电子技术领域。该电驱动系统连接动力电池组，包括母线、三电平逆变电路、DC‑DC变换电路和控制器。母线包括正母线和负母线，三电平逆变电路包括第一母线电容和第二母线电容。第一母线电容连接在正母线和母线中点间，第二母线电容连接在负母线和母线中点间。DC‑DC变换电路包括第一变换电路和第二变换电路，第一变换电路的输入端与第一母线电容并联，第二变换电路的输入端与第二母线电容并联。DC‑DC变换电路的输出端连接电动汽车的低压系统和/或蓄电池。控制器用于控制第一变换电路和第二变换电路。该电驱动系统降低了体积和成本。

Description

一种电驱动系统、动力总成以及电动汽车
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种电驱动系统、控制方法、动力总成及电动汽车。
背景技术
随着现代社会能源短缺和环境污染问题的加剧，电动汽车作为新能源汽车受到了各界的广泛关注。由于电动汽车的电驱动系统直接影响电动汽车的安全性与效率，因此电驱动系统一直是研究热点。
三电平电驱动系统与传统的两电平电驱动系统相比，可以有效提升电驱动系统的NEDC(New European Driving Cycle，新欧洲驾驶周期)效率、降低输出电压谐波含量并优化电磁干扰性能等，因此三电平电驱动系统逐渐成为研究的对象。
参见图1，该图为现有技术的一种三电平逆变电路的示意图。
该三电平逆变电路10用于将动力电池组提供的直流电转换为交流电后提供给电机20。三电平逆变电路10母线中点电位的平衡程度直接影响到了三电平电驱动系统的性能。
现有技术可以通过增加硬件平衡电路30的方式平衡母线中点电位，但是对硬件平衡电路30的控制需要独立进行软件算法调节，针对硬件平衡电路30中的高损耗器件还需要设计预留散热结构，因此会增加三电平电驱动系统的体积和成本。
发明内容
为了解决现有技术存在的上述问题，本申请提供了一种电驱动系统、控制方法、动力总成及电动汽车，降低了三电平电驱动系统的体积和成本。
第一方面，本申请提供了一种电驱动系统，该电驱动系统的输入端连接电动汽车的动力电池组。该电驱动系统包括母线、三电平逆变电路、DC-DC变换电路和控制器。其中母线包括正母线和负母线。三电平逆变电路包括第一母线电容和第二母线电容，第一母线电容连接在正母线和母线中点间，第二母线电容连接在负母线和母线中点间，三电平逆变电路的输出端为电驱动系统的高压交流输出端，连接电动汽车的电机。DC-DC变换电路包括第一变换电路和第二变换电路，第一变换电路的输入端与第一母线电容并联，第二变换电路的输入端与第二母线电容并联，DC-DC变换电路的输出端为电驱动系统的低压直流输出端，连接电动汽车的低压系统和/或蓄电池。控制器用于对第一变换电路和第二变换电路进行控制。
本申请提供的方案在两个母线电容上均并联了一路变换电路，即第一变换电路从第一母线电容取电，第二变换电路从第二母线电容取电，控制器通过控制两路变换电路的工作状态以实现母线中点的电位的均衡。电驱动系统的DC-DC变换电路是为电动汽车的低压系统和蓄电池供电的关键部分，本申请通过复用DC-DC电路，实现了三电平逆变电路母线中点的电位均衡，降低了三电平电驱动系统的体积和成本。
此外，对于现有技术中DC-DC电路的输入端直接并联连接动力电池组的方案，对其功率器件的耐压值要求较高，导致选型困难，成本较高。而本申请方案对每路变换电路中的功率器件的耐压值要求为现有技术方案的一半左右，降低了功率器件的开关损耗，在相同的输出功率下，本申请的DC-DC电路可以选择耐压值更低的功率器件，便于选型设计，另一方面，在动力电池组体积不变的情况下，目前为了最大程度增加电动汽车的续航里程，往往会选择高压动力电池组供电，本申请提供的电驱动系统也更加便于高压动力电池组供电方案的实现。
结合第一方面，在第一种可能的实现方式中，控制器根据母线的电压采样值以及三电平逆变电路的输出电流采样值中的至少一项，对第一变换电路和第二变换电路的工作状态进行控制。
母线电压的采样值直接表征了当前正、负母线的电压，当正母线的电压采样值和负母线的电压采样值的绝对值大小不同时，表征此时母线中点的电位不均衡。
三电平逆变电路的输出电流可以表征当前正、负母线的电压情况。具体的，当母线中点的电位均衡时，输出电流的直流分量为零；当正母线的电压高于负母线的电压时，输出电流的直流分量大于零；当正母线的电压低于负母线的电压时，输出电流的直流分量小于零。
结合第一方面，在第二种可能的实现方式中，第一变换电路的输出端和第二换电路的输出端并联连接，以提供稳定的低压直流输出。
结合第一方面，在第三种可能的实现方式中，控制器当正母线的电压采样值大于负母线的电压采样值的绝对值时，和/或输出电流采样值的直流分量大于零时，确定正母线的电压大于负母线的电压的绝对值，控制第一变换电路的输出功率增加，控制第二变换电路的输出功率降低，并维持DC-DC变换电路的总输出功率不变。
当正母线的电压采样值小于负母线的电压采样值的绝对值时，和/或输出电流采样值的直流分量小于零时，确定正母线的电压小于负母线的电压的绝对值时，控制第一变换电路的输出功率降低，控制第二变换电路的输出功率增加，并维持DC-DC变换电路的总输出功率不变。
结合第一方面，在第四种可能的实现方式中，第一变换电路包括第一逆变电路和第一整流电路。第一逆变电路的输入端为第一变换电路的输入端，第一逆变电路的输出端连接第一整流电路的输入端，第一整流电路的输出端为第一变换电路的输出端。第二变换电路包括第二逆变电路和第二整流电路；第二逆变电路的输入端为第二变换电路的输入端，第二逆变电路的输出端连接第二整流电路的输入端，第二整流电路的输出端为第二变换电路的输出端。
结合第一方面，在第五种可能的实现方式中，第一变换电路和第二变换电路为全桥LLC谐振变换电路。
结合第一方面，在第六种可能的实现方式中，第一整流电路和第二整流电路为全桥整流电路，全桥整流电路包括可控开关管。控制器通过控制可控开关管的工作状态，以调节DC-DC变换电路的总输出功率。
结合第一方面，在第七种可能的实现方式中，第一变换电路包括第一全桥LLC谐振变换电路，第二变换电路包括第二全桥LLC谐振变换电路。第一全桥LLC谐振变换电路和第二全桥LLC谐振变换电路的原边绕组同名端相同，线圈匝数相同，并共用一个变压器的磁芯，变压器的副边绕组连接第三整流电路。第一全桥LLC谐振变换电路和第二全桥LLC谐振变换电路的谐振频率相同。
结合第一方面，在第八种可能的实现方式中，控制器根据相同的控制信号控制第一全桥LLC谐振变换电路和第二全桥LLC谐振变换电路。
结合第一方面，在第九种可能的实现方式中，控制器还用于根据母线的电压采样值，以及三电平逆变电路的输出电流采样值中的至少一项，调节控制信号的开关频率，以调节DC-DC变换电路的总输出功率。
结合第一方面，在第十种可能的实现方式中，控制器还用于根据DC-DC变换电路的输出端的电压需求调节控制信号的开关频率。
结合第一方面，在第十一种可能的实现方式中，第三整流电路为全桥整流电路，该全桥整流电路包括可控开关管。控制器还通过控制可控开关管的工作状态，以调节DC-DC变换电路的总输出功率。
结合第一方面，在第十二种可能的实现方式中，控制器还用于控制三电平逆变电路的工作状态。即该控制器可以与三电平逆变电路的控制器集成在一起。
第二方面，本申请还提供了一种电驱动系统的控制方法，应用于第一方面及其实现方式提供的电驱动系统，控制方法包括：
对第一变换电路和第二变换电路的工作状态进行控制。
利用该方法，实现了对母线中点电压的均衡。并且降低了三电平电驱动系统的体积和成本。
结合第二方面，在第一种可能的实现方式中，对第一变换电路和第二变换电路的工作状态进行控制，具体包括：
根据母线的电压采样值以及三电平逆变电路的输出电流采样值中的至少一项，对第一变换电路和第二变换电路的工作状态进行控制。
第三方面，本申请还提供了一种动力总成，该动力总成包括以上第一方面提供的电驱动系统，还包括电机。其中，电机连接三电平逆变电路的输端，电机用于将电能转换为机械能以驱动电动汽车。
第四方面，本申请还提供了一种电动汽车，包括以上第三方面提供的动力总成，还包括动力电池组。动力电池组用于为动力总成提供所需的直流电源。
附图说明
图1为现有技术的一种三电平逆变电路的示意图；
图2为图1对应的三电平电驱动系统的示意图；
图3为本申请实施例提供的一种电驱动系统的示意图；
图4为本申请实施例提供的一种三电平逆变电路的功率变换电路的示意图；
图5为本申请实施例提供的另一种三电平逆变电路的功率变换电路的示意图；
图6为本申请实施例提供的另一种电驱动系统的示意图；
图7为本申请实施例提供的又一种电驱动系统的示意图；
图8为本申请实施例提供的再一种电驱动系统的示意图；
图9为本申请实施例提供的另一种电驱动系统的示意图；
图10为本申请实施例提供的一种电驱动系统的控制方法的流程图；
图11为本申请实施例提供的一种电动汽车的动力总成的示意图；
图12为本申请实施例提供的一种电动汽车的示意图。
具体实施方式
为了使本领域技术人员更好地理解本申请实施例提供的技术方案，下面首先介绍电动汽车的电驱动系统。
参见图2，该图为图1对应的三电平电驱动系统的示意图。
三电平电驱动系统采用三电平变换器10将动力电池组提供的直流电转换为交流电后提供给电机，并采用DC(Direct Current，直流)-DC变换电路40将动力电池组提供的高压直流电变换为低压直流电，为车载低压蓄电池(电压一般为12V)进行充电，同时为整车上其他低压设备提供稳定电源。
三电平逆变电路10母线中点电位的平衡程度直接影响到了三电平逆变电路10中的功率器件的耐压、输出电流的谐波等诸多指标。现有技术中向三电平电驱动系统增加硬件平衡电路30的方式平衡母线中点电位。
额外增加的硬件平衡电路30包含功率半导体器件和磁性器件，控制系统需要独立进行软件算法调节，以实现硬件平衡检测及主动控制功能，且针对高损耗器件还需要设计预留散热结构，因此会增加三电平电驱动系统的体积和成本。
为了解决现有技术存在的以上问题，本申请提供了一种电驱动系统、控制方法、动力总成及电动汽车，该系统的DC-DC电路包括两路变换电路，分别于一个母线电容进行并联，控制器通过控制两路变换电路的工作状态，以使母线中点的电位均衡。本申请的方案通过复用DC-DC电路，实现了三电平逆变电路母线中点的电位均衡，降低了三电平电驱动系统的体积和成本。
本申请说明中的“第一”、“第二”等用词仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量
在本申请中，除非另有明确的规定和限定，术语“连接”应做广义理解，例如，“连接”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或成一体；可以是直接连接，也可以通过中间媒介间接连接。
实施例一：
本申请实施例提供了一种电驱动系统，下面结合附图具体说明。
参见图3，该图为本申请实施例提供的一种电驱动系统的示意图。
该电驱动系统包括：母线、三电平逆变电路10、DC-DC变换电路40和控制器50。
母线包括正母线P和负母线N。
三电平逆变电路10的输入端连接动力电池组60，输出端连接电机20。
该三电平逆变电路10为中点箝位(Neutral Point Clamped，NPC)型三电平逆变电路。三电平逆变电路10包括第一母线电容C1、第二母线电容C2和功率变换电路101。
其中，第一母线电容C1连接在正母线P和母线中点O之间，第二母线电容C2连接在负母线N和母线中点O之间。
功率变换电路101用于将动力电池组60提供的直流电转换为交流电后提供给电机20。一并参见图4和图5所示的功率变换电路的示意图。其中，图4示出了功率变换电路101采用“T”型连接时的示意图。图5示出了功率变换电路101采用“I”型连接时的示意图。
关于功率变换电路101的具体实现方式与工作原理为较为成熟的技术，本申请实施例在此不再赘述。
DC-DC变换电路40用于为电动汽车中的低压系统供电及为低压蓄电池充电。该DC-DC变换电路40包括第一变换电路401和第二变换电路402。
其中，该第一变换电路401的输入端与第一母线电容C1并联，即第一变换电路401从第一母线电容C1取电。该第二变换电路402的输入端与第二母线电容C2并联，即第二变换电路402从第二母线电容C2取电。
控制器50通过控制第一变换电路401和第二变换电路402的工作状态，实现图示的正母线能量变换和负母线能量变换，进而使母线中点的电位实现均衡。
本实施例中的控制器50可以为专用集成电路(Application SpecificIntegrated Circuit，ASIC)、可编程逻辑器件(Programmable Logic Device，PLD)、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)或其组合。上述PLD可以是复杂可编程逻辑器件(Complex Programmable Logic Device，CPLD)、现场可编程逻辑门阵列(Field-programmable Gate Array，FPGA)、通用阵列逻辑(Generic Array Logic,GAL)或其任意组合，本申请实施例对此不作具体限定。
第一变换电路401和第二变换电路402中包括可控开关管，本申请实施例不具体限定可控开关管的类型，例如可以为绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate BipolarTransistor，IGBT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor FiledEffect Transistor，MOSFET，以下简称MOS管)、SiC MOSFET(Silicon Carbide MetalOxide Semiconductor，碳化硅场效应管)等。
控制器50可以向可控开关管发送PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)信号以控制可控开关管的工作状态。
综上所述，本申请实施例提供的电驱动系统的两个母线电容上均并联了一路变换电路，控制器通过控制两路变换电路的工作状态即可实现母线中点的电位的均衡。通过复用电驱动系统中的DC-DC电路，实现了三电平逆变电路母线中点的电位均衡，降低了三电平电驱动系统的体积和成本。
在动力电池组体积不变的情况下，目前为了最大程度增加电动汽车的续航里程，往往会选择高压动力电池组供电，例如采用输出电压为550V～850V的动力电池组供电，而现有技术中DC-DC电路的输入端直接并联连接动力电池组，对其功率器件的耐压值要求较高，选型时需要选择耐高压(大于900V规格)、耐大电流的器件，导致功率器件选型和设计困难，成本高。而本申请中每路变换电路中的功率器件的耐压值要求为现有技术方案的一半左右，不仅降低了功率器件的开关损耗，在相同的输出功率下，本申请的DC-DC电路可以选择耐压值更低(例如650V规格)的功率器件，便于选型与设计，本申请提供的电驱动系统也便于高压动力电池组供电方案的实现。
实施例二：
下面结合DC-DC电路的具体实现方式说明该电驱动系统的工作原理。
参见图6，该图为本申请实施例提供的另一种电驱动系统的示意图。
该第一变换电路401包括第一逆变电路401a和第一整流电路401b，第二变换电路402包括第二逆变电路402a和第二整流电路402b。
其中，第一逆变电路401a的输入端为第一变换电路401的输入端，第一逆变电路401a的输出端连接第一整流电路401b的输入端，第一整流电路401b的输出端为第一变换电路401的输出端。第一逆变电路401a将从第一母线电容C1两端获取的电压转换为交流电后，由第一整流电路401b整流为直流电后输出。
第二逆变电路402a的输入端为第二变换电路402的输入端，第二逆变电路402a的输出端连接第二整流电路402b的输入端，第二整流电路402b的输出端为第二变换电路402的输出端。第二逆变电路402a将从第二母线电容C2两端获取的电压转换为交流电后，由第二整流电路402b整流为直流电后输出。
第一整流电路401b和第二整流电路402b的输出端并联，以输出稳定的低压直流电。
下面具体说明控制器50的工作原理。
控制器50可以根据母线的电压采样值以及三电平逆变电路10的输出电流采样值中的至少一项，控制第一变换电路401和第二变换电路402的工作状态，进而使母线中点的电位均衡。
下面首先说明利用母线的电压采样值实现母线中点电位均衡的原理。
母线电压的采样值直接表征了当前正、负母线的电压，当正母线的电压采样值和负母线的电压采样值的绝对值大小不同时，表征此时母线中点的电位不均衡。
当正母线的电压采样值等于负母线的电压采样值的绝对值时，表征此时正母线的电压等于负母线的电压的绝对值，此时母线中点电位均衡。控制器50控制第一变换电路401和地二变换电路402的输出功率相同。
当正母线的电压采样值大于负母线的电压采样值的绝对值时，表征此时正母线的电压大于负母线的电压的绝对值，此时控制器控制第一变换电路401的输出功率增加，控制第二变换电路402的输出功率减小，并维持DC-DC变换电路的总输出功率不变。此时第一变换电路401从第一直流母线C1获取的电量增加，进而使得正母线的电压下降，待正母线的电压下降至等于负母线的电压的绝对值时，控制器50再控制第一变换电路401和地二变换电路402的输出功率相同，实现了母线中点的电位均衡。
当正母线的电压采样值小于负母线的电压采样值的绝对值时，表征此时正母线的电压小于负母线的电压的绝对值，此时控制器控制第一变换电路401的输出功率降低，控制第二变换电路的输出功率增加，并维持DC-DC变换电路的总输出功率不变。此时第二变换电路402从第二直流母线C2获取的电量增加，进而使得负母线的电压的绝对值下降，待负母线的电压的绝对值下降至等于正母线的电压时，控制器50再控制第一变换电路401和地二变换电路402的输出功率相同，实现了母线中点的电位均衡。
为了方便理解，下面以动力电池组的输出电压为750V为例，则当正母线电压为+375V，负母线电压为-375V时，此时正、负母线对应的电压采样值相同，直流母线的中点电位均衡。当正母线电压为+380V，负母线电压为-370V时，此时正母线的电压采样值大于负母线的电压采样值的绝对值，表征此时正母线电压偏高，控制器50控制第一变换电路401的输出功率增加，以降低正母线的电压。当正母线电压为+370V，负母线的电压为-380V时，此时正母线的电压采样值小于负母线的电压采样值的绝对值，表征此时负母线电压偏高(负母线电压的绝对值较大)，控制器50控制第二变换电路402的输出功率增加，以降低负母线的电压(即降低负母线电压的绝对值)。
实际应用中，考虑到测量误差的影响，本申请实施例可以预先设定偏差阈值，当正母线的采样电压与负母线的采样电压的绝对值的差值小于该偏差阈值时，确定直流母线的中点电位均衡。当以上差值大于或等于偏差阈值时，确定母线的中点电位不均衡，开始调节两路变换电路的输出功率。
其中，该偏差阈值为较小的值，可以根据实际情况确定，本申请实施例不做具体限定。例如偏差阈值表征正母线电压和负母线电压的绝对值的差值小于5V时，确定直流母线的中点电位均衡。
下面说明利用三电平逆变电路的输出电流采样值实现母线中点电位均衡的原理。
三电平逆变电路的输出电流可以表征当前正、负母线的电压情况，具体为：当母线中点的电位均衡时，输出电流的直流分量为零；当正母线的电压高于负母线的电压时，输出电流的直流分量大于零；当正母线的电压低于负母线的电压时，输出电流的直流分量小于零。
因此控制器50可以利用三电平逆变电路的输出电流采样值的直流分量，控制第一变换电路401和地二变换电路402的工作状态。
具体为，当输出电流采样值的直流分量为零时，此时母线中点电位均衡。控制器50控制第一变换电路401和地二变换电路402的输出功率相同。
当输出电流采样值的直流分量大于零时，控制器50控制第一变换电路401的输出功率增加，控制第二变换电路402的输出功率减小，并维持DC-DC变换电路的总输出功率不变。此时第一变换电路401从第一直流母线C1获取的电量增加，进而使得正母线的电压下降，待输出电流采样值的直流分量变化至零后，控制器50再控制第一变换电路401和地二变换电路402的输出功率相同，实现了母线中点的电位均衡。
当输出电流采样值的直流分量小于零时，此时控制器控制第一变换电路401的输出功率降低，控制第二变换电路的输出功率增加，并维持DC-DC变换电路的总输出功率不变。此时第二变换电路402从第二直流母线C2获取的电量增加，进而使得负母线的电压的绝对值下降，待输出电流采样值的直流分量变化至零后，控制器50再控制第一变换电路401和地二变换电路402的输出功率相同，实现了母线中点的电位均衡。
实际应用中，考虑到测量误差的影响，本申请实施例可以预先设定偏差区间，当输出电流采样值的直流分量位于该偏差区间内时，确定直流母线的中点电位均衡；当超出该偏差区间时，确定母线的中点电位不均衡，开始调节两路变换电路的输出功率。
其中，该偏差阈值为较小的区间，可以根据实际情况确定，本申请实施例不做具体限定。
控制器50可以采取上两种方式中的任意一种作为判据，以控制第一变换电路401和第二变换电路402的工作状态。控制器50还可以同时采取以上两种方式作为判据，当根据其中一种的结果确定母线中点电位不均衡时，开始调节两路变换电路的输出功率；或者当以上两种结果均确定出母线中点电位不均衡时，开始调节两路变换电路的输出功率。
参见图7，该图为本申请实施例提供的又一种电驱动系统的示意图。
图7示意出了该DC-DC变换电路40的具体实现方式。图中的第一变换电路和第二变换电路均为全桥LLC谐振变换电路。
图中的S1-S8均为可控开关器件。
其中，对于第一变换电路，其第一桥臂的上半桥臂包括S1，下半桥臂包括S2；第二桥臂的上半桥臂包括S3，下半桥臂包括S4。第一桥臂的中点通过第一电容Cr1、第一电感Lr1和变压器T1的原边绕组连接第二桥臂的中点。第一电容Cr1、第一电感Lr1和变压器T1的原边绕组形成LLC谐振电路。变压器T1的副边绕组连接第一整流电路401a。
对于第二变换电路，其第一桥臂的上半桥臂包括S5，下半桥臂包括S6；第二桥臂的上半桥臂包括S7，下半桥臂包括S8。第一桥臂的中点通过第二电容Cr2、第二电感Lr2和变压器T2的原边绕组连接第二桥臂的中点。第二电容Cr2、第二电感Lr2和变压器T2的原边绕组形成LLC谐振电路。变压器T2的副边绕组连接第二整流电路401b。
第一整流电路401a和第二整流电路401b为全桥整流电路。
在一种可能的实现方式中，第一整流电路401a和第二整流电路401b的每个半桥臂均包括一个二极管。
在另一种可能的实现方式中，第一整流电路401a和第二整流电路401b的每个半桥臂均包括一个可控开关管。此时，控制器50还可以控制全桥整流电路中的可控开关管的工作状态，以调节DC-DC变换电路的总输出功率，进而匹配输出侧功率要求的变化，提升DC-DC变换电路40的调节能力。
在一些实施例中，该控制器50可以控制功率变换电路101的工作状态，即DC-DC变换电路40的控制器和三电平逆变电路10的控制器可以集成在一起。
综上所述，本申请实施例提供的电驱动系统应用在两个母线电容上均并联了一路变换电路，控制器通过控制两路变换电路的工作状态即可实现母线中点的电位的均衡。本申请通过复用DC-DC电路，实现了三电平逆变电路母线中点的电位均衡，降低了三电平电驱动系统的体积和成本。
此外，本申请中每路变换电路中的功率器件的耐压值要求为现有技术方案的一半左右，降低了功率器件的开关损耗，在相同的输出功率下，本申请的DC-DC电路可以选择耐压值更低的功率器件，便于选型设计，也便于高压动力电池组供电方案的实现。并且两路变换电路的输出端并联，还可以为电动汽车的低压系统以及蓄电池提供稳定的直流电。
实施例三：
下面结合DC-DC电路的另一种具体实现方式说明该电驱动系统的工作原理。
参见图8，该图为本申请实施例提供的再一种电驱动系统的示意图。
本申请实施例的DC-DC变换电路40的两路变换电路共用一个输出端。
其中，第一变换电路401包括第一逆变电路401a，第一逆变电路401a的输入端连接第一母线电容C1，第一逆变电路401a的输出端连接第三整流电路403。
第二变换电路402包括第二逆变电路402a，第二逆变电路402a的输入端连接第二母线电容C2，第二逆变电路402a的输出端连接第三整流电路403。
下面结合具体电路实现方式进行说明。
参见图9，该图为本申请实施例提供的另一种电驱动系统的示意图。
第一变换电路包括第一全桥LLC谐振变换电路，第二变换电路包括第二全桥LLC谐振变换电路。
图中的S1-S8均为可控开关器件。
其中，对于第一变换电路，其第一桥臂的上半桥臂包括S1，下半桥臂包括S2；第二桥臂的上半桥臂包括S3，下半桥臂包括S4。第一桥臂的中点通过第一电容Cr1、第一电感Lr1和变压器T1的原边绕组连接第二桥臂的中点。第一电容Cr1、第一电感Lr1和变压器T1的原边绕组形成LLC谐振电路。
对于第二变换电路，其第一桥臂的上半桥臂包括S5，下半桥臂包括S6；第二桥臂的上半桥臂包括S7，下半桥臂包括S8。第一桥臂的中点通过第二电容Cr2、第二电感Lr2和变压器T1的原边绕组连接第二桥臂的中点。第二电容Cr2、第二电感Lr2和变压器T2的原边绕组形成LLC谐振电路。
第一全桥LLC谐振变换电路和第二全桥LLC谐振变换电路的原边绕组同名端相同且线圈匝数相同，并共用变压器T1的磁芯，变压器T1的副边绕组连接第三整流电路403。
第一全桥LLC谐振变换电路和第二全桥LLC谐振变换电路的谐振频率相同。
下面说明控制器50的控制原理。
控制器50根据相同的控制信号控制第一全桥LLC谐振变换电路和第二全桥LLC谐振变换电路。即控制器50对于两个全桥LLC谐振变换电路的控制信号相位相同、开关频率相同且信号占空比相同。
在控制器50的控制下，该DC-DC变换电路40能够实现自主均压。
当母线中点电位均衡时，两个全桥LLC谐振变换电路工作状态一致，没有能量的交换。
当正、负母线电压不一致时，由于变压器T1原边的两个绕组同名端相同且共用磁芯，即为正激的变压器关系，因此两个全桥LLC谐振变换电路之间存在能量的交换。能量会从输入电压较高的全桥LLC谐振变换电路向输入电压较低的全桥LLC谐振变换电路转移。
即当正母线电压高于负母线电压的绝对值时，能量从第一全桥LLC谐振变换电路向第二全桥LLC谐振变换电路转移。当负母线电压的绝对值高于正母线电压时，能量从第二全桥LLC谐振变换电路向第一全桥LLC谐振变换电路转移，从而实现自主均压调节。
在一种可能的实现方式中，第三整流电路403的每个半桥臂均包括一个二极管。
在另一种可能的实现方式中，第三整流电路403的每个半桥臂均包括一个可控开关管。此时，控制器50还可以控制第三整流电路403中的可控开关管的工作状态，以调节DC-DC变换电路的总输出功率，进而匹配输出侧功率要求的变化。
控制器50可以根据母线的电压采样值，以及三电平逆变电路的输出电流采样值中的至少一项，调节控制信号的开关频率，以调节DC-DC变换电路的总输出功率。
例如在一些实施例中，当控制器50确定母线中点电位不均衡，且正、负母线电压相差较大时，可以减小控制信号的开关频率，以维持DC-DC变换电路的总输出功率不变。
控制器50还可以根据DC-DC变换电路的输出端的电压需求调节控制信号的开关频率，进而使得DC-DC变换电路的输出功率匹配输出侧功率要求的变化。
在一些实施例中，该控制器50可以控制功率变换电路101的工作状态，即DC-DC变换电路40的控制器和三电平逆变电路10的控制器可以集成在一起。
综上所述，本申请实施例提供的电驱动系统的两个母线电容上均并联了一路变换电路，控制器通过控制两路变换电路的工作状态以实现母线中点的电位的均衡。通过复用电驱动系统中的DC-DC电路，实现了三电平逆变电路母线中点的电位均衡，降低了三电平电驱动系统的体积和成本。
本申请中每路变换电路中的功率器件的耐压值要求为现有技术方案的一半左右，不仅降低了功率器件的开关损耗，在相同的输出功率下，本申请的DC-DC电路可以选择耐压值要求较低的功率器件，便于选型与设计，本申请提供的电驱动系统也便于高压动力电池组供电方案的实现。
实施例四：
基于以上实施例提供的电驱动系统，本申请实施例还提供了应用于该电驱动系统的控制方法。关于该电驱动电路的具体实现方式以及工作原理可以参见以上实施例中的说明，本申请实施例在此不再赘述。
该方法具体包括：控制第一变换电路和第二变换电路的工作状态，以使母线中点的电位均衡。
下面结合附图具体说明。
参见图10，该图为本申请实施例提供的一种电驱动系统的控制方法的流程图。
图示方法包括以下步骤：
S1001:根据母线的电压采样值以及三电平逆变电路的输出电流采样值中的至少一项，确定母线电压的状态。
其中，母线电压的采样值直接表征了当前正、负母线的电压，当正母线的电压采样值和负母线的电压采样值的绝对值大小不同时，表征此时母线中点的电位不均衡。
三电平逆变电路的输出电流可以表征当前正、负母线的电压情况，具体为：当母线中点的电位均衡时，输出电流的直流分量为零；当正母线的电压高于负母线的电压时，输出电流的直流分量大于零；当正母线的电压低于负母线的电压时，输出电流的直流分量小于零。
S1002:通过控制第一变换电路和第二变换电路的工作状态，以使母线中点的电位均衡。
由于第一变换电路从第一母线电容取电，第二变换电路从第二母线电容取电，当确定母线电压的状态后，可以通过控制两路变换电路的工作状态以实现母线中点的电位的均衡。
在一种实现方式中，第一变换电路的输出端和所述第二换电路的输出端并联连接。
下面说明利用母线的电压采样值实现母线中点电位均衡的原理。
此时当正母线的电压采样值大于负母线的电压采样值的绝对值时，表征正母线的电压大于负母线的电压的绝对值，控制第一变换电路的输出功率增加，控制第二变换电路的输出功率减小，并维持DC-DC变换电路的总输出功率不变。此时第一变换电路从第一直流母线获取的电量增加，进而使得正母线的电压下降，待正母线的电压下降至等于负母线的电压的绝对值时，再控制第一变换电路和地二变换电路的输出功率相同。
当正母线的电压采样值小于负母线的电压采样值的绝对值时，表征此时正母线的电压小于负母线的电压的绝对值，此时控制第一变换电路的输出功率降低，控制第二变换电路的输出功率增加，并维持DC-DC变换电路的总输出功率不变。第二变换电路从第二直流母线获取的电量增加，进而使得负母线的电压的绝对值下降，待负母线的电压的绝对值下降至等于正母线的电压时，再控制第一变换电路和地二变换电路的输出功率相同。
下面说明利用三电平逆变电路的输出电流采样值实现母线中点电位均衡的原理。
当输出电流采样值的直流分量大于零时，控制第一变换电路的输出功率增加，控制第二变换电路的输出功率减小，并维持DC-DC变换电路的总输出功率不变。此时第一变换电路从第一直流母线获取的电量增加，进而使得正母线的电压下降，待输出电流采样值的直流分量变化至零后，再控制第一变换电路和地二变换电路的输出功率相同。
当输出电流采样值的直流分量小于零时，此时控制第一变换电路的输出功率降低，控制第二变换电路的输出功率增加，并维持DC-DC变换电路的总输出功率不变。此时第二变换电路从第二直流母线获取的电量增加，进而使得负母线的电压的绝对值下降，待输出电流采样值的直流分量变化至零后，再控制第一变换电路和地二变换电路的输出功率相同。
在另一种可能的实现方式中，电驱动系统采用图9所示实现方式。
此时根据相同的控制信号控制第一全桥LLC谐振变换电路和第二全桥LLC谐振变换电路。即对于两个全桥LLC谐振变换电路的控制信号相位相同、开关频率相同且信号占空比相同。
当正、负母线电压不一致时，由于变压器T1原边的两个绕组同名端相同且共用磁芯，即为正激的变压器关系，因此两个全桥LLC谐振变换电路之间存在能量的交换。能量会从输入电压较高的全桥LLC谐振变换电路向输入电压较低的全桥LLC谐振变换电路转移，进而实现自主均压调节。
综上所述，利用本申请实施例提供的控制方法，实现了对母线中点电压的均衡。并且降低了三电平电驱动系统的体积和成本。此外，每路变换电路中的功率器件的耐压值要求为现有技术方案的一半左右，降低了功率器件的开关损耗，在相同的输出功率下，本申请的DC-DC电路可以选择耐压值要求较低的功率器件，便于选型设计。
实施例五：
基于以上实施例提供的电驱动系统，本申请实施例还提供了一种电动汽车的动力总成，下面结合附图进行说明。
参见图11，该图为本申请实施例提供的一种电动汽车的动力总成的示意图。
该动力总成1100包括电驱动系统1101和电机20。
电驱动系统1101包括母线、三电平逆变电路、DC-DC控制电路和控制器。
关于电驱动电路1101的具体实现方式以及工作原理可以参见以上实施例中的说明，本申请实施例在此不再赘述。
电机20连接三电平逆变电路的输出端。
电机用于将电能转换为机械能以驱动电动汽车。
综上所述，本申请实施例提供的动力总成包括电驱动系统，该系统的两个母线电容上均并联了一路变换电路，即第一变换电路从第一母线电容取电，第二变换电路从第二母线电容取电，控制器通过控制两路变换电路的工作状态实现母线中点的电位的均衡。电驱动系统的DC-DC变换电路是为电动汽车的低压系统和蓄电池供电的关键部分，本申请通过复用DC-DC电路，实现了三电平逆变电路母线中点的电位均衡，降低了三电平电驱动系统的体积和成本。
此外，本申请中每路变换电路中的功率器件的耐压值要求为现有技术方案的一半左右，降低了功率器件的开关损耗，在相同的输出功率下，本申请的DC-DC电路可以选择耐压值较低的功率器件，便于选型设计，另一方面，在动力电池组体积不变的情况下，目前为了最大程度增加电动汽车的续航里程，往往会选择高压动力电池组供电，本申请提供的电驱动系统也更加便于高压动力电池组供电方案的实现。
实施例六：
基于以上实施例提供的电动汽车的动力总成，本申请实施例还提供了一种电动汽车，下面结合附图具体说明。
参见图12，该图为本申请实施例提供的一种电动汽车的示意图。
该电动汽车1200包括动力电池组1201和动力总成1100。
动力电池组用于为动力总成1100提供所需的直流电。
动力总成1100包括电驱动系统和电机。
电驱动系统包括母线、三电平逆变电路、DC-DC控制电路和控制器。
关于电驱动电路的具体实现方式以及工作原理可以参见以上实施例中的说明，本申请实施例在此不再赘述。
该电动汽车的电驱动系统的两个母线电容上均并联了一路变换电路，即第一变换电路从第一母线电容取电，第二变换电路从第二母线电容取电，控制器通过控制两路变换电路的工作状态实现母线中点的电位的均衡。电驱动系统的DC-DC变换电路是为电动汽车的低压系统和蓄电池供电的关键部分，本申请通过复用DC-DC电路，实现了三电平逆变电路母线中点的电位均衡，降低了三电平电驱动系统的体积和成本。
此外，本申请中每路变换电路中的功率器件的耐压值要求为现有技术方案的一半左右，降低了功率器件的开关损耗，在相同的输出功率下，本申请的DC-DC电路可以选择耐压值较低的功率器件，便于选型设计，另一方面，在动力电池组体积不变的情况下，目前为了最大程度增加电动汽车的续航里程，往往会选择高压动力电池组供电，本申请提供的电驱动系统也更加便于高压动力电池组供电方案的实现，以便于提升电动汽车的NEDC(NewEuropean Driving Cycle，新欧洲驾驶周期)效率。
应当理解，在本申请中，“至少一个(项)”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，用于描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，“A和/或B”可以表示：只存在A，只存在B以及同时存在A和B三种情况，其中A，B可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项(个)”或其类似表达，是指这些项中的任意组合，包括单项(个)或复数项(个)的任意组合。例如，a，b或c中的至少一项(个)，可以表示：a，b，c，“a和b”，“a和c”，“b和c”，或“a和b和c”，其中a，b，c可以是单个，也可以是多个。
本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。另外，还可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元和模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。
以上所述仅是本申请的具体实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本申请的保护范围。

Claims (17)

1.一种电驱动系统，用于连接电动汽车的动力电池组，其特征在于，所述电驱动系统包括：母线、三电平逆变电路、DC-DC变换电路和控制器；其中，
所述母线包括正母线和负母线；
所述三电平逆变电路包括第一母线电容和第二母线电容；
所述第一母线电容连接在所述正母线和母线中点间，所述第二母线电容连接在所述负母线和母线中点间；
所述DC-DC变换电路包括第一变换电路和第二变换电路，所述第一变换电路的输入端与所述第一母线电容并联，所述第二变换电路的输入端与所述第二母线电容并联；
所述DC-DC变换电路的输出端连接所述电动汽车的低压系统和/或蓄电池；
所述控制器，用于控制所述第一变换电路和第二变换电路。
2.根据权利要求1所述的电驱动系统，其特征在于，所述控制器用于根据所述母线的电压采样值以及所述三电平逆变电路的输出电流采样值中的至少一项，对所述第一变换电路和第二变换电路的工作状态进行控制。
3.根据权利要求2所述的电驱动系统，其特征在于，所述第一变换电路的输出端和所述第二换电路的输出端并联连接。
4.根据权利要求2或3所述的电驱动系统，其特征在于，当所述正母线的电压采样值大于所述负母线的电压采样值的绝对值时，和/或所述输出电流采样值的直流分量大于零时，确定所述正母线的电压大于所述负母线的电压的绝对值，所述控制器控制所述第一变换电路的输出功率增加并控制所述第二变换电路的输出功率降低，并维持所述DC-DC变换电路的总输出功率不变；
当所述正母线的电压采样值小于所述负母线的电压采样值的绝对值时，和/或所述输出电流采样值的直流分量小于零时，确定所述正母线的电压小于所述负母线的电压的绝对值，控制所述第一变换电路的输出功率降低并控制所述第二变换电路的输出功率增加，并维持所述DC-DC变换电路的总输出功率不变。
5.根据权利要求4所述的电驱动系统，其特征在于，所述第一变换电路包括第一逆变电路和第一整流电路；
所述第一逆变电路的输入端为所述第一变换电路的输入端，所述第一逆变电路的输出端连接所述第一整流电路的输入端，所述第一整流电路的输出端为所述第一变换电路的输出端；
所述第二变换电路包括第二逆变电路和第二整流电路；
所述第二逆变电路的输入端为所述第二变换电路的输入端，所述第二逆变电路的输出端连接所述第二整流电路的输入端，所述第二整流电路的输出端为所述第二变换电路的输出端。
6.根据权利要求5所述的电驱动系统，其特征在于，所述第一变换电路和所述第二变换电路为全桥LLC谐振变换电路。
7.根据权利要求5或6所述的电驱动系统，其特征在于，所述第一整流电路和所述第二整流电路为全桥整流电路，所述全桥整流电路包括可控开关管；
所述控制器用于对所述可控开关管的工作状态进行控制。
8.根据权利要求2所述的电驱动系统，其特征在于，所述第一变换电路包括第一全桥LLC谐振变换电路，所述第二变换电路包括第二全桥LLC谐振变换电路；
所述第一全桥LLC谐振变换电路和所述第二全桥LLC谐振变换电路的原边绕组同名端相同，线圈匝数相同，并共用一个变压器的磁芯，所述变压器的副边绕组连接第三整流电路；
所述第一全桥LLC谐振变换电路和所述第二全桥LLC谐振变换电路的谐振频率相同。
9.根据权利要求8所述的电驱动系统，其特征在于，所述控制器根据相同的控制信号控制所述第一全桥LLC谐振变换电路和所述第二全桥LLC谐振变换电路。
10.根据权利要求9所述的电驱动系统，其特征在于，所述控制器还用于根据所述母线的电压采样值，以及所述三电平逆变电路的输出电流采样值中的至少一项，调节所述控制信号的开关频率。
11.根据权利要求9所述的电驱动系统，其特征在于，所述控制器还用于根据所述DC-DC变换电路的输出端的电压需求调节所述控制信号的开关频率。
12.根据权利要求8-11中任意一项所述的电驱动系统，其特征在于，所述第三整流电路为全桥整流电路，所述全桥整流电路包括可控开关管；
所述控制器用于对所述可控开关管的工作状态进行控制。
13.根据权利要求1所述的电驱动系统，其特征在于，所述控制器还用于对所述三电平逆变电路的工作状态进行控制。
14.一种电驱动系统的控制方法，其特征在于，应用于权利要求1-13中任意一项所述的电驱动系统，所述控制方法包括：
对所述第一变换电路和第二变换电路的工作状态进行控制。
15.根据权利要求14所述的控制方法，其特征在于，所述对所述第一变换电路和第二变换电路的工作状态进行控制，具体包括：
根据所述母线的电压采样值以及所述三电平逆变电路的输出电流采样值中的至少一项，对所述第一变换电路和第二变换电路的工作状态进行控制。
16.一种动力总成，其特征在于，所述动力总成包括权利要求1-13中任意一项所述的电驱动系统，还包括电机；
所述电机连接所述三电平逆变电路的输出端；
所述电机用于将电能转换为机械能以驱动所述电动汽车。
17.一种电动汽车，其特征在于，包括权利要求16所述的动力总成，还包括动力电池组；
所述动力电池组用于为所述动力总成提供所需的直流电源。
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