CN112436731A - 一种基于多重移相的dab-ibdc无环流控制方法 - Google Patents

一种基于多重移相的dab-ibdc无环流控制方法 Download PDF

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CN112436731A CN202011251747.6A CN202011251747A CN112436731A CN 112436731 A CN112436731 A CN 112436731A CN 202011251747 A CN202011251747 A CN 202011251747A CN 112436731 A CN112436731 A CN 112436731A
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陈俊锋
高冲伟
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Abstract

本发明提供了一种基于多重移相的DAB‑IBDC无环流控制方法，通过对两侧桥内移相率和桥间移相率这三者之间条件的约束，可以实现系统在功率传输过程中，回流功率为零的控制，减少系统损耗，通过对两侧桥内移相率、桥间移相率三者条件的约束，可以实现系统在功率传输过程中，回流功率为零，以减少系统传输过程中功率损耗。本发明解决了系统在功率传输过程中真正实现无环流控制，使得系统损耗减小，对提高DAB‑IBDC的传输效率有着重要意义，在ROV的供电系统中有着实际应用价值。

Description

一种基于多重移相的DAB-IBDC无环流控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子功率转换技术领域，涉及双有源变换器多重移相控制下无环流问题。
背景技术
双桥(Dual Active Bridge-DAB)隔离式双向DC/DC变换器(IsolatedBidirectional DC-DC Converter-IBDC)具有能量双向流动和高频化隔离的特点，可以实现不同等级的电压、电流和功率匹配，是多能源系统互联的关键环节。高频化的隔离能够显著改善因磁场饱和而引起的电压电流波形的畸变，因此以DAB-IBDC为核心的高频功率转换器成为ROV，UUV等供电装备的必然趋势。目前DAB-IBDC的控制方式主要有单移相(singlephase shift-SPS)、双重移相(dual phase shift-DPS)、和扩展移相(extended phaseshift-EPS)，SPS控制是使用最广泛的控制策略，其控制方法简单易于实现，但是由于它的单移相角控制，其灵活性有限，当两边电压不匹配时系统会产生较大的环流，无法消除；EPS和DPS控制都是在SPS的基础上增加了一个移相角度，控制灵活性有所提高，但目前许多研究只是对回流功率最小进行优化，并没有完全消除回流功率，使得系统真正无环流传输能量。回流功率是DAB-IBDC的主要不足，由于DAB-IBDC在功率传输的过程中，存在电感电流与原边电压反相阶段，在这段时间内传输功率为负，功率出现回流。回流功率导致正向传输功率增大，产生较大的环流和电流应力，增大系统功率传输损耗，降低变换器的效率，特别是在端电压不匹配时更严重，因此克服回流功率是IBDC的关键问题。三移相(triple phaseshift-TPS)把控制的自由度增加到三个，可调节参数多，具有更灵活的控制方式，无环流控制是多重移相控制方式的重要目的之一。
发明内容
为了克服现有技术的不足，本发明提供一种基于多重移相的DAB-IBDC无环流控制方法。本发明的目的是：通过对两侧桥内移相率和桥间移相率这三者之间条件的约束，可以实现系统在功率传输过程中，回流功率为零的控制，减少系统损耗。本发明通过对两侧桥内移相率、桥间移相率三者条件的约束，可以实现系统在功率传输过程中，回流功率为零，以减少系统传输过程中功率损耗。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案包括以下步骤：
步骤1.在DAB-IBDC的结构中，计算变压器漏感电流每个节点电流值；
步骤2.根据每段电流表达式及节点电流值，计算系统传输功率；
步骤3.通过限制过零点两边节点电流值的正负，使其过零点在变压器原边电压零电平段；
步骤4.根据桥内和桥间移相率的限制条件，来实现系统回流功率为零，减少系统功率传输损耗。
所述步骤1：在DAB-IBDC的结构中，全桥H1和H2分别连接在高频隔离式变压器的两侧，两侧电路结构完全相同，电压分别为直流V1和V2，隔离变压器的漏感为L，S1、S2和S3、S4为左侧全桥H1开关管，S5、S6和S7、S8为右侧全桥H2开关管，vh1为原边全桥的逆变输出电压，幅值为V1；vh2为副边全桥的输出电压折算到原边的电压，其幅值为nV2，vL为变压器漏感电压，iL为变压器漏感上的电流；
得到三个移相率的条件为：
0＜{d1,d’1}＜d2＜0.5 (1)
其中半个开关周期为T，开关频率fs＝1/2T，d1为H1桥的内移相率(移相时间为d1T)，d’1为H2桥的内移相率(移相时间为d’1T)，d2为桥H1和H2之间的移相率(移相时间为d2T)；
高频隔离变压器的漏感L的电流波形变化规律为：
Figure BDA0002771805580000021
计算各个时间段变压器漏感L电流表达式，定义t0为变压器漏感电压-V1+nV2到nV2变换时刻，t1为变压器漏感电压nV2到V1+nV2变换时刻，t2为变压器漏感电压V1+nV2到V1变换时刻，t3为变压器漏感电压V1到V1-nV2变换时刻，t4为变压器漏感电压V1-nV2到-nV2变换时刻；
在[t0,t1]时间段内，漏感L上的电流表示为：
Figure BDA0002771805580000022
在[t1,t2]时间段内，漏感L上的电流表示为：
Figure BDA0002771805580000031
在[t2,t3]时间段内，漏感L上的电流表示为：
Figure BDA0002771805580000032
在[t3,t4]时间段内，漏感L上的电流表示为：
Figure BDA0002771805580000033
各个时间段的时间长度表示为：
Figure BDA0002771805580000034
Figure BDA0002771805580000035
Figure BDA0002771805580000036
Figure BDA0002771805580000037
其中Δt0为时间段[t0,t1]长度，Δt1为时间段[t1,t2]长度，Δt2为时间段[t2,t3]长度，Δt3为时间段[t3,t4]长度；
求得t1时刻的变压器漏感L电流为：
Figure BDA0002771805580000038
t2时刻的变压器漏感L电流为：
Figure BDA0002771805580000039
t3时刻的变压器漏感L电流为：
Figure BDA00027718055800000310
t4时刻的变压器漏感L电流为：
Figure BDA0002771805580000041
变换器处于稳态时，变压器漏感L电流的边界条件为iL(t0)＝-iL(t4)；
计算出变压器漏感L电流在t1、t2、t3、t4每个节点的电流值为：
Figure BDA0002771805580000042
Figure BDA0002771805580000043
Figure BDA0002771805580000044
Figure BDA0002771805580000045
定义常数k＝V1/nV2，称作电压传输比；
取
Figure BDA0002771805580000046
将半个周期内漏感L电流的节点电流值归一化
Figure BDA0002771805580000047
可得：
Figure BDA0002771805580000048
Figure BDA0002771805580000049
Figure BDA00027718055800000410
Figure BDA00027718055800000411
步骤2：根据每段电流表达式及节点电流值，计算系统传输功率为：
Figure BDA00027718055800000412
由传输功率计算公式可知，在系统传输过程中若变压器漏感电流与变压器一次侧电压方向一致，则系统无环流出现，损耗较小；
步骤3：通过限制变压器漏感电流过零点两边节点电流值的正负，使其过零点在变压器原边电压零电平段；
若系统回流功率为零，必须使电感电流过零点在[t0,t1]时间段内，t’0为该时间段内某一时间点，当电感电流在时间段[t1,t2]或[t2,t3]内方向发生变化时，其中，t’1、t’2分别为[t1,t2]和[t2,t3]时间段内某一时刻过零点，则系统产生回流功率，增加系统能量损耗，因此系统无环流时电感电流需满足：
Figure BDA0002771805580000051
Figure BDA0002771805580000052
步骤4：根据桥内和桥间移相率的限制条件，实现系统回流功率为零，减少系统功率传输损耗；
得出系统无环流的约束条件为：
Figure BDA0002771805580000053
满足回流功率为零的区域为平面d’1＝k(1-d1)+2d2-1和平面d’1＝k(1-d1)+2d1+2d2-1之间的区域；
通过电路具体实际要求，确定电压变比k＝V1/nV2，选择系统无环流约束条件范围内的d1、d’1、d2，从而实现系统运行过程中，回流功率为零，减小传输功率损耗，实现基于多重移相的DAB-IBDC无环流控制。
本发明的有益效果在于由于在SPS、EPS和DSP对DAB-IBDC进行控制的时候，都无法实现系统在功率传输的过程中真正无环流控制，本发明通过采用多重移相控制方法，通过限制变压器漏感电流过零点的位置，得到两侧桥内移相率d1、d’1和桥间移相率d2的无环流约束条件，解决了系统在功率传输过程中真正实现无环流控制，使得系统损耗减小，对提高DAB-IBDC的传输效率有着重要意义，在ROV的供电系统中有着实际应用价值。
附图说明
图1为传统DAB-IBDC拓扑结构。
图2为多重移相控制方法及波形。
图3为不同过零点回流功率比较。
图4为系统回流功率为零d1,d’1,d2的约束关系。
图5为系统回流功率为零时变压器原边电压及电感电流。
图6为系统回流功率为零时系统传输功率。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。
具体实施方式如下：
步骤1：图1是DAB-IBDC的基本结构拓扑，全桥H1和H2分别连接在高频隔离式变压器的两侧，两侧电路结构完全相同，其电压分别为直流V1和V2，隔离变压器的漏感为L，S1、S2和S3、S4为左侧全桥H1开关管，S5、S6和S7、S8为右侧全桥H2开关管，vh1为原边全桥的逆变输出电压，其幅值为V1；vh2为副边全桥的输出电压折算到原边的电压，其幅值为nV2，vL为变压器漏感电压，iL为变压器漏感上的电流。
根据TPS控制方法及各个开关管任一时刻驱动波形，得到图2运行下三个移相率的条件为：
0＜{d1,d’1}＜d2＜0.5 (1)
其中半个开关周期为T，开关频率fs＝1/2T，d1为H1桥的内移相率(移相时间为d1T)，d’1为H2桥的内移相率(移相时间为d’1T)，d2为桥H1和H2之间的移相率(移相时间为d2T)；
高频隔离变压器的漏感L的电流波形变化规律为：
Figure BDA0002771805580000061
根据图2计算各个时间段变压器漏感L电流表达式：定义t0为变压器漏感电压-V1+nV2到nV2变换时刻，t1为变压器漏感电压nV2到V1+nV2变换时刻，t2为变压器漏感电压V1+nV2到V1变换时刻，t3为变压器漏感电压V1到V1-nV2变换时刻，t4为变压器漏感电压V1-nV2到-nV2变换时刻。
在[t0,t1]时间段内，漏感L上的电流表示为：
Figure BDA0002771805580000062
在[t1,t2]时间段内，漏感L上的电流表示为：
Figure BDA0002771805580000063
在[t2,t3]时间段内，漏感L上的电流表示为：
Figure BDA0002771805580000064
在[t3,t4]时间段内，漏感L上的电流表示为：
Figure BDA0002771805580000071
由图2可得，各个时间段的时间长度表示为：
Figure BDA0002771805580000072
Figure BDA0002771805580000073
Figure BDA0002771805580000074
Figure BDA0002771805580000075
其中Δt0为时间段[t0,t1]长度，Δt1为时间段[t1,t2]长度，Δt2为时间段[t2,t3]长度，Δt3为时间段[t3,t4]长度。
求得t1时刻的变压器漏感L电流为：
Figure BDA0002771805580000076
t2时刻的变压器漏感L电流为
Figure BDA0002771805580000077
t3时刻的变压器漏感L电流为
Figure BDA0002771805580000078
t4时刻的变压器漏感L电流为
Figure BDA0002771805580000079
变换器处于稳态时，变压器漏感L电流的边界条件为iL(t0)＝-iL(t4)
计算出变压器漏感L电流在t1、t2、t3、t4每个节点的电流值为：
Figure BDA00027718055800000710
Figure BDA00027718055800000711
Figure BDA0002771805580000081
Figure BDA0002771805580000082
定义常数k＝V1/nV2，称作电压传输比；
取
Figure BDA0002771805580000083
将半个周期内漏感L电流的节点电流值归一化
Figure BDA0002771805580000084
可得：
Figure BDA0002771805580000085
Figure BDA0002771805580000086
Figure BDA0002771805580000087
Figure BDA0002771805580000088
步骤2：根据每段电流表达式及节点电流值，计算系统传输功率为：
Figure BDA0002771805580000089
由传输功率计算公式可知，在系统传输过程中若变压器漏感电流与变压器一次侧电压方向一致，则系统无环流出现，损耗较小。
步骤3：通过限制变压器漏感电流过零点两边节点电流值的正负，使其过零点在变压器原边电压零电平段。
根据图3所示，若系统回流功率为零，必须使电感电流过零点在[t0,t1]时间段内，t’0为该时间段内某一时间点，当电感电流在时间段[t1,t2]或[t2,t3]内方向发生变化时，其中，t’1、t’2分别为[t1,t2]和[t2,t3]时间段内某一时刻过零点，则系统产生回流功率，增加系统能量损耗，因此系统无环流时电感电流需满足：
Figure BDA00027718055800000810
Figure BDA00027718055800000811
步骤4：根据桥内和桥间移相率的限制条件，来实现系统回流功率为零，减少系统功率传输损耗；
得出系统无环流的约束条件为：
Figure BDA00027718055800000812
图4绘制了系统无环流时d1、d’1、d2的约束关系，满足回流功率为零的区域为平面d’1＝k(1-d1)+2d2-1和平面d’1＝k(1-d1)+2d1+2d2-1之间的区域；
通过电路具体实际要求，确定电压变比k＝V1/nV2，选择系统无环流约束条件范围内的d1、d’1、d2，从而实现系统运行过程中，回流功率为零，减小传输功率损耗。
通过在无环流的约束条件内，选择满足k(1-d1)+2d2-1＜d’1≤k(1-d1)+2d1+2d2-1范围的内外桥移相率，通过仿真得出如图5和图6结果，实现了基于多重移相的DAB-IBDC无环流控制。

Claims (3)

1.一种基于多重移相的DAB-IBDC无环流控制方法，其特征在于包括下述步骤：
步骤1.在DAB-IBDC的结构中，计算变压器漏感电流每个节点电流值；
步骤2.根据每段电流表达式及节点电流值，计算系统传输功率；
步骤3.通过限制变压器漏感电流过零点两边节点电流值的正负，使其过零点在变压器原边电压零电平段；
若系统回流功率为零，必须使电感电流过零点在[t0,t1]时间段内，t0'为该时间段内某一时间点，当电感电流在时间段[t1,t2]或[t2,t3]内方向发生变化时，其中，t1'、t2'分别为[t1,t2]和[t2,t3]时间段内某一时刻过零点，则系统产生回流功率，增加系统能量损耗，因此系统无环流时电感电流需满足：
Figure FDA0002771805570000011
Figure FDA0002771805570000012
步骤4.根据桥内和桥间移相率的限制条件，来实现系统回流功率为零，减少系统功率传输损耗。
得出系统无环流的约束条件为：
Figure FDA0002771805570000013
满足回流功率为零的区域为平面d′1＝k(1-d1)+2d2-1和平面d′1＝k(1-d1)+2d1+2d2-1之间的区域；
通过电路具体实际要求，确定电压变比k＝V1/nV2，选择系统无环流约束条件范围内的d1、d1'、d2，从而实现系统运行过程中，回流功率为零，减小传输功率损耗，实现基于多重移相的DAB-IBDC无环流控制。
2.根据权利要求1所述的一种基于多重移相的DAB-IBDC无环流控制方法，其特征在于：
所述步骤1：在DAB-IBDC的结构中，全桥H1和H2分别连接在高频隔离式变压器的两侧，两侧电路结构完全相同，电压分别为直流V1和V2，隔离变压器的漏感为L，S1、S2和S3、S4为左侧全桥H1开关管，S5、S6和S7、S8为右侧全桥H2开关管，vh1为原边全桥的逆变输出电压，幅值为V1；vh2为副边全桥的输出电压折算到原边的电压，其幅值为nV2，vL为变压器漏感电压，iL为变压器漏感上的电流；
得到三个移相率的条件为：
0＜{d1,d′1}＜d2＜0.5 (1)
其中半个开关周期为T，开关频率fs＝1/2T，d1为H1桥的内移相率(移相时间为d1T)，d′1为H2桥的内移相率(移相时间为d1'T)，d2为桥H1和H2之间的移相率(移相时间为d2T)；
高频隔离变压器的漏感L的电流波形变化规律为：
Figure FDA0002771805570000021
计算各个时间段变压器漏感L电流表达式，定义t0为变压器漏感电压-V1+nV2到nV2变换时刻，t1为变压器漏感电压nV2到V1+nV2变换时刻，t2为变压器漏感电压V1+nV2到V1变换时刻，t3为变压器漏感电压V1到V1-nV2变换时刻，t4为变压器漏感电压V1-nV2到-nV2变换时刻；
在[t0,t1]时间段内，漏感L上的电流表示为：
Figure FDA0002771805570000022
在[t1,t2]时间段内，漏感L上的电流表示为：
Figure FDA0002771805570000023
在[t2,t3]时间段内，漏感L上的电流表示为：
Figure FDA0002771805570000024
在[t3,t4]时间段内，漏感L上的电流表示为：
Figure FDA0002771805570000025
各个时间段的时间长度表示为：
Figure FDA0002771805570000026
Figure FDA0002771805570000027
Figure FDA0002771805570000031
Figure FDA0002771805570000032
其中Δt0为时间段[t0,t1]长度，Δt1为时间段[t1,t2]长度，Δt2为时间段[t2,t3]长度，Δt3为时间段[t3,t4]长度；
求得t1时刻的变压器漏感L电流为：
Figure FDA0002771805570000033
t2时刻的变压器漏感L电流为：
Figure FDA0002771805570000034
t3时刻的变压器漏感L电流为：
Figure FDA0002771805570000035
t4时刻的变压器漏感L电流为：
Figure FDA0002771805570000036
变换器处于稳态时，变压器漏感L电流的边界条件为iL(t0)＝-iL(t4)；
计算出变压器漏感L电流在t1、t2、t3、t4每个节点的电流值为：
Figure FDA0002771805570000037
Figure FDA0002771805570000038
Figure FDA0002771805570000039
Figure FDA00027718055700000310
定义常数k＝V1/nV2，称作电压传输比；
取
Figure FDA0002771805570000041
将半个周期内漏感L电流的节点电流值归一化
Figure FDA0002771805570000042
可得：
Figure FDA0002771805570000043
Figure FDA0002771805570000044
Figure FDA0002771805570000045
Figure FDA0002771805570000046
3.根据权利要求1所述的一种基于多重移相的DAB-IBDC无环流控制方法，其特征在于：
所述步骤2中，根据每段电流表达式及节点电流值，计算系统传输功率为：
Figure FDA0002771805570000047
由传输功率计算公式可知，在系统传输过程中若变压器漏感电流与变压器一次侧电压方向一致，则系统无环流出现，损耗较小。
CN202011251747.6A 2020-11-11 2020-11-11 一种基于多重移相的dab-ibdc无环流控制方法 Withdrawn CN112436731A (zh)

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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN114094858A (zh) * 2021-12-03 2022-02-25 湘潭大学 一种隔离型ac-dc矩阵变换器回流功率控制方法

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