CN112291168A - 大规模mimo正交时频空间调制下行链路导频设计和信道信息获取方法 - Google Patents

大规模mimo正交时频空间调制下行链路导频设计和信道信息获取方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种大规模MIMO正交时频空间调制下行链路导频设计和信道信息获取方法，包括如下步骤：步骤1、基站侧利用Zadoff‑Chu序列之间的克罗内克积来组成下行导频池；步骤2、从下行导频池里为每根发射波束选择下行导频序列在时延‑多普勒‑波束域上发送，基站侧为每根发射波束分配相应的导频序列，再发送给小区内各用户；步骤3、各用户利用之前信道估计中得到的多径时延多普勒参数构建相位补偿矩阵，并结合接收到的下行导频序列来进行信道信息获取；步骤4、利用信道信息更新多径时延多普勒参数，用于下一次的信道估计。本发明的大规模MIMO正交时频空间调制下行链路导频设计和信道信息获取方法能够显著降低系统的导频开销，提高无线通信系统的频谱效率。

Description

大规模MIMO正交时频空间调制下行链路导频设计和信道信息 获取方法
技术领域
本发明涉及一种大规模MIMO正交时频空间调制下行链路导频设计和信道信息获取方法，属于大规模MIMO下行信道估计技术领域。
背景技术
作为5G的典型应用场景之一，高移动速度场景如V2V、基站与无人机之间的通信以及基站与高速移动列车之间的通信等会使信道时变速度很快，从而导致很大的多普勒扩展。当前在4G系统中广泛应用的OFDM技术能够有效对抗时延扩展导致的符号间干扰，且在时不变信道的情况下实现较高的频谱效率。但在时变信道下的多普勒扩展会导致OFDM中的子载波间干扰，从而降低OFDM的性能。
正交时频空间(OTFS)调制技术是近几年来新提出的一种用以代替OFDM来对抗时变信道情况下多普勒扩展的通信技术。OTFS可以有效地将时变多径信道转换到时延-多普勒域中的二维信道，并在此域中进行调制与解调操作，并且在时延-多普勒域中，信道对于一个OTFS符号内的每个数据都有着相同的信道增益，从而使得其在信道具有很大的多普勒扩展的情况下也可以拥有着很好地传输性能。
作为5G的关键技术之一，大规模MIMO技术能够有效的提高系统频谱效率和传输可靠性，因此通过将大规模MIMO与OTFS结合，可获得巨大的性能增益。而为了能够充分发挥大规模MIMO-OTFS的优势，需要获得尽可能准确的信道状态信息，但是由于基站侧天线数量很多，导致传统信道估计方法采用的正交导频的导频开销过大。若采用压缩感知算法来进行信道估计，虽然随机测量矩阵能够提供最优性能，但在实际应用中需要存储并访问随机矩阵，硬件实现成本较高。因此对于确定性导频的设计是十分有必要的。而且当前大多数大规模MIMO-OTFS系统的信道估计方法都是假设多普勒频率能够对应到整数的采样抽头上，这在实际系统当中是不现实的，需要考虑到非整数即小数多普勒抽头带来的影响。因此本发明给出了一种大规模MIMO-OTFS下行链路导频设计和信道信息获取方法。
发明内容
发明目的：本发明的目的是提供一种大规模MIMO-OTFS下行链路导频设计和信道信息获取方法，节省系统导频开销的同时获得准确的信道信息。
技术方案：一种大规模MIMO正交时频空间调制下行链路导频设计和信道信息获取方法，该方法应用于大规模MIMO-OTFS无线通信系统，包括如下步骤：
步骤1、基站侧利用Zadoff-Chu序列之间的克罗内克积来组成下行导频池；
步骤2、从下行导频池里为每根发射波束选择下行导频序列在时延-多普勒-波束域上发送，基站侧为每根发射波束分配相应的导频序列，并摆放在对应的时延-多普勒域位置上，再发送给小区内各用户；
步骤3、各用户利用之前信道估计中得到的多径时延多普勒参数构建相位补偿矩阵，并结合接收到的下行导频序列来进行信道信息即时延-多普勒-波束域信道的获取；对于首次信道估计，无法获取此参数，各用户先利用初始相位补偿矩阵来获取初始信道信息，并利用初始信道信息提取多径时延多普勒参数，利用此参数来构建相位补偿矩阵，并再次进行信道估计来获得信道信息；
步骤4、利用信道信息更新多径时延多普勒参数，用于下一次的信道估计。
进一步地：所述的大规模MIMO-OTFS无线通信系统中的OTFS调制技术是通过在带有循环前缀的OFDM调制器前添加预处理模块辛有限傅里叶变换(SFFT)和在OFDM解调器后添加后处理模块逆辛有限傅里叶变换(ISFFT)实现的，每个OTFS调制器所产生的OTFS符号都可以看做是由N个OFDM调制器所产生的OFDM符号组成的，每个OFDM符号包含M个子载波，因此每个OTFS调制器所产生的OTFS符号都是分布在大小为M×N的二维时延-多普勒域当中，基站侧每根波束上的导频序列摆放在其中，且不一定要摆满整个时延-多普勒域。
进一步地，步骤1中，两种长度分别为MP和NP的Zadoff-Chu序列分别进行循环移位后，再进行克罗内克积生成下行导频池中的导频序列，且生成两种Zadoff-Chu序列的根指数为小于对应序列长度且与对应序列长度互素的正整数，当其中一个长度的Zadoff-Chu序列需要更换根指数时，另一个长度的Zadoff-Chu序列也需要同时更换根指数，即用于克罗内克积生成导频序列时的两组Zadoff-Chu序列的根指数需要对应。
进一步地，步骤2中，假设信道的时延范围为[0,Mmax]，多普勒扩展范围为[-Nmax/2,Nmax/2-1]，则长度为MP的Zadoff-Chu序列经过不同长度的循环移位后生成的序列当中，任意两个之间循环移位的间隔不小于信道的最大时延扩展Mmax；长度为NP的Zadoff-Chu序列经过不同长度的循环移位后生成的序列当中，任意两个之间循环移位的间隔不小于信道的最大多普勒扩展Nmax。
进一步地，步骤2中，从下行导频池中为各波束选取的下行导频序列时，不同波束上使用的导频序列可以正交也可以不正交；不同波束上使用的导频序列可以是由同一对根指数或者不同对根指数生成的两种长度的Zadoff-Chu序列经过循环移位后的克罗内克积；当不同波束使用同一对根指数生成的两种长度的Zadoff-Chu序列的克罗内克积生成的导频序列时，至少存在一种长度的Zadoff-Chu序列，其在不同波束上的循环移位的长度不同。
进一步地，步骤2中，基站为各波束分配导频序列的步骤如下：
步骤2.1，为第一根波束分配第一对根指数生成的两组未经循环移位的Zadoff-Chu序列的克罗内克积构建的导频序列；
步骤2.2，对于未分配导频序列的波束，若当前这对根指数下仍有未被使用的一种两组Zadoff-Chu序列不同循环移位长度的搭配，则将当前这对根指数下未被分配的一种搭配形成的克罗内克积构建的导频序列分配给该波束；若当前这对根指数下的搭配均已用完，则选取下一对根指数下未经循环移位的两组Zadoff-Chu序列的克罗内克积构建的导频序列分配给该波束；重复该步骤直到所有波束均已分配相应的导频序列。
进一步地，各用户用于信道估计的算法包括基于压缩感知的信道估计算法。
有益效果：本发明提供的大规模MIMO-OTFS下行链路导频设计和信道信息获取方法具有如下优点：
1、确定性导频设计可以大幅降低大规模MIMO-OTFS系统的导频开销，从而提升系统的频谱效率，并在高移速场景下对比传统大规模MIMO正交频分复用(OFDM)系统有着明显的优势，与压缩感知技术中常用的随机导频相比，更加适用于实际系统。
2、信道信息获取方法利用了时延-多普勒域信道的特性，提取出其中的每条径的时延多普勒参数用于对系统的准确建模，从而提升了信道估计的准确性。
3、信道信息获取方法中的信道估计算法并不唯一，很多的算法均可适用。因此，所提出的信道信息获取方法灵活度很高。
附图说明
图1为本发明实施例的方法流程图；
图2为OTFS调制解调示意图；
图3为导频摆放位置示意图；
图4为下行导频池生成流程示意图；
图5为信道信息获取方法流程图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步说明：
如图1所示，本发明公开了一种大规模MIMO-OTFS下行链路导频设计和信道信息获取方法，主要包括如下步骤：
步骤1、基站侧利用Zadoff-Chu序列之间的克罗内克积来组成下行导频池；
步骤2、从下行导频池里为每根发射波束选择下行导频序列在时延-多普勒-波束域上发送，基站侧为每根发射波束分配相应的导频序列，并摆放在对应的时延-多普勒域位置上，再发送给小区内各用户；
步骤3、各用户利用之前信道估计中得到的多径时延多普勒参数构建相位补偿矩阵，并结合接收到的下行导频序列来进行信道信息即时延-多普勒-波束域信道的获取；对于首次信道估计，无法获取此参数，各用户先利用初始相位补偿矩阵来获取初始信道信息，并利用初始信道信息提取多径时延多普勒参数，利用此参数来构建相位补偿矩阵，并再次进行信道估计来获得信道信息；
步骤4、利用信道信息更新多径时延多普勒参数，用于下一次的信道估计。
下面结合具体系统模型对本发明实施例作进一步详细介绍，需要说明的是本发明方法不仅适用于下面示例所举的具体系统模型，也同样适用于其它配置的系统模型。
一、系统配置
在此实施例中，考虑单小区大规模MIMO-OTFS系统，基站侧配置大规模天线阵列，天线数为Nt，小区中共有U个用户，每个用户配置单天线。基站侧天线阵列为均匀线阵列，天线间隔为半波长。如图2所示，采用的OTFS调制技术是通过在传统的带有循环前缀的OFDM调制技术上添加预处理模块和后处理模块实现的，即在OFDM调制器前添加预处理模块辛有限傅里叶变换(SFFT)和在OFDM解调器后添加后处理模块逆辛有限傅里叶变换(ISFFT)。定义时频域网格为Λ＝{nTsym,mΔf}，n＝0,…,N-1，m＝0,…,M-1，时延-多普勒域网格为
Figure BDA0002761259480000041
Figure BDA0002761259480000051
其中Tsym为带有循环前缀的一个OFDM符号的时间，Δf为子载波间隔，则每个OTFS符号在时延-多普勒域中的大小为M×N，即在时延维度的大小为M，多普勒维度的大小为N，循环前缀长度为MCP，不带有循环前缀的一个OFDM符号的时间为
Figure BDA0002761259480000052
系统采样间隔为Ts。
二、下行信号模型
假设时变信道含有P条径，其中第(i+1)条径(i＝0,…,P-1)对应的时延和多普勒频率分别为
Figure BDA0002761259480000053
和
Figure BDA0002761259480000054
li和ki分别是整数的时延抽头和多普勒抽头，且li∈[0,Mmax-1]，ki∈[-Nmax/2,Nmax/2-1]，Mmax和Nmax分别是最大时延和多普勒扩展，
Figure BDA0002761259480000055
为小数多普勒抽头，且
Figure BDA0002761259480000056
则第(nt+1)根天线(nt＝0,…,Nt-1)上的时刻ρTs处的第l个时延抽头的信道复增益可表示为
Figure BDA0002761259480000057
其中，hi为第(i+1)条径的复增益，
Figure BDA0002761259480000058
为第(i+1)条径的发射角，则时延-多普勒-空间域信道可表示为
Figure BDA0002761259480000059
其中，
Figure BDA00027612594800000510
则在某个用户侧的时延-多普勒域接收信号可表示为：
Figure BDA00027612594800000511
其中，
Figure BDA00027612594800000512
表示向上取整，(·)M表示对M取模，<x>M表示
Figure BDA00027612594800000513
Figure BDA00027612594800000514
表示向下取整。XDDS[k,l,nt]为时延-多普勒-空间域发送信号。时延-多普勒-波束域信道可通过对时延-多普勒-空间域信道的空间维度进行归一化DFT变换可得，即
Figure BDA0002761259480000061
其中，b＝-Nt/2,…,0…,Nt/2-1，则将式(4)代入式(3)中可得
Figure BDA0002761259480000062
ZDD[k,l]为时延-多普勒域中的加性噪声，XDDB[<k-k′>N,(l-li)M,b]为时延-多普勒-波束域发送信号，且其定义为
Figure BDA0002761259480000063
导频序列在每根波束上的时延-多普勒域摆放位置如图3所示，其中Mg是时延域的保护间隔长度，且Mg≥Mmax，Ng是多普勒域的保护间隔，且Ng/2≥Nmax/2，这些保护间隔用于避免导频和数据信号之间的干扰。导频位置初始为k＝kp,…,kp+Np-1,l＝lp,…,lp+Mp-1，其中lp和kp分别是时延维度和多普勒维度的导频起始位置，Mp和Np分别是时延维度和多普勒维度的导频长度。再将时延维度导频的最后Mg个导频添加到开头(如加粗黑方格所示)，将多普勒维度的前
Figure BDA0002761259480000064
个导频摆放到最后(如右斜纹方格所示)，将最后
Figure BDA0002761259480000065
的导频摆放到开头(如网格纹方格所示)，即可得到最终的导频摆放位置。用户侧接收的用于信道估计的信号在时延-多普勒位置为k＝kp,…,kp+Np-1,l＝lp,…,lp+Mp-1。则式(6)可改写成向量矩阵的形式，如下所示
yDD＝(Φ⊙XDDB)hDDB+zDD (7)
其中，接收信号向量
Figure BDA0002761259480000066
和噪声向量
Figure BDA0002761259480000067
的第
Figure BDA0002761259480000068
个元素分别为YDD[k,l]和ZDD[k,l]，向量化的时延-多普勒-波束域信道
Figure BDA0002761259480000069
的第
Figure BDA00027612594800000610
个元素为HDDB[k,l,b]，导频矩阵
Figure BDA0002761259480000071
和相位补偿矩阵
Figure BDA0002761259480000072
的第
Figure BDA0002761259480000073
个元素分别为XDDB[<k-k′>N,(l-l′)M,b]和φ(l,l′)，其中φ(l,l′)的定义如下所示
Figure BDA0002761259480000074
其中，Del是所有径的时延抽头集合，即Del＝{l0,l1,…,lP-1}，
Figure BDA0002761259480000075
则从对应的多普勒抽头集合
Figure BDA0002761259480000076
中取值。当N趋向于无穷时，相位补偿矩阵Φ转化成
Figure BDA0002761259480000077
其第
Figure BDA0002761259480000078
个元素如下所示
Figure BDA0002761259480000079
三、下行导频设计
采用确定性导频设计来减少大规模MIMO-OTFS系统的导频开销，首先在基站侧生成下行导频池，其生成流程示意图如图4所示，具体构造流程如下：
(1)根据时延维度导频序列长度Mp和多普勒维度导频序列长度Np，可确定用于生成两种长度Zadoff-Chu序列的根指数对集合
Figure BDA00027612594800000710
其中γi和μi分别是用于生成时延维度导频序列和多普勒维度导频序列的根指数，根指数需要为小于对应序列长度且与对应序列长度互素的正整数，L为根指数的个数。
(2)利用上一步产生的每个根指数，按照下式产生Zadoff-Chu序列矢量
Figure BDA00027612594800000711
和
Figure BDA00027612594800000712
的第n个元素
Figure BDA00027612594800000713
和
Figure BDA00027612594800000714
Figure BDA00027612594800000715
(3)根据时延和多普勒维度的保护间隔长度Mg和Ng来确定两组循环移位长度集合
Figure BDA00027612594800000716
和
Figure BDA00027612594800000717
对
Figure BDA0002761259480000081
和
Figure BDA0002761259480000082
分别进行循环移位得到
Figure BDA0002761259480000083
和
Figure BDA0002761259480000084
其中循环移位长度cτ和cν分别从Cτ和Cν中取值。
(4)将
Figure BDA0002761259480000085
和
Figure BDA0002761259480000086
的克罗内克积，即
Figure BDA0002761259480000087
放入下行导频池。
下行导频在波束域发送，从下行导频池中为各波束选取的下行导频序列的准则为：不同波束上使用的导频序列可以正交也可以不正交；不同波束上使用的导频序列可以是由同一对根指数或者不同对根指数生成的两种长度的Zadoff-Chu序列经过循环移位后的克罗内克积；当不同波束使用同一对根指数生成的两种长度的Zadoff-Chu序列的克罗内克积生成的导频序列时，至少存在一种长度的Zadoff-Chu序列，其在不同波束上的循环移位的长度不同，具体导频分配的步骤如下所示：
(1)为第一根波束分配第一对根指数生成的两组循环移位长度为0的Zadoff-Chu序列的克罗内克积构建的导频序列；
(2)对于未分配导频序列的波束，若当前这对根指数下仍有未被使用的一种两组Zadoff-Chu序列不同循环移位长度的搭配，则将当前这对根指数下未被分配的一种搭配形成的克罗内克积构建的导频序列分配给该波束；若当前这对根指数下的搭配均已用完，则选取下一对根指数下未经循环移位的两组Zadoff-Chu序列的克罗内克积构建的导频序列分配给该波束；
(3)重复步骤(2)直到所有波束均已分配相应的导频序列。
四、下行信道信息获取方法
如图5所示，在下行信道信息获取过程当中，用户利用导频序列来构建导频矩阵，再利用信道的多径时延多普勒参数来构建相位补偿矩阵，再结合接收到的下行链路导频序列一起进行信道估计从而获得信道信息，在此实施例中，信道估计采用的算法可以是任意一种压缩感知算法。其具体步骤如下所示：
(1)判断当前信道估计是否是首次信道估计，如果是，则转到步骤(2)，如果不是，则转到步骤(4)；
(2)利用已知的发送导频序列来构建导频矩阵XDDB。由于是首次信道估计，没有信道的多径时延多普勒参数Del和Dop，所以先利用式(9)构建初始相位补偿矩阵
Figure BDA0002761259480000088
其与导频矩阵XDDB的点乘构成感知矩阵
Figure BDA0002761259480000089
再结合接收到的下行链路导频序列yDD一起进行压缩感知信道估计得到估计的时延-多普勒-波束域信道
Figure BDA00027612594800000810
(3)利用信道估计结果
Figure BDA0002761259480000091
提取信道的多径时延多普勒参数Del和Dop；
(4)利用信道的多径时延多普勒参数Del和Dop，根据式(8)来构建相位补偿矩阵Φ，其与导频矩阵XDDB的点乘构成感知矩阵Φ⊙XDDB，再结合接收到的下行链路导频序列yDD一起进行信道估计得到估计的时延-多普勒-波束域信道
Figure BDA0002761259480000092
(5)利用信道估计结果更新信道的多径时延多普勒参数Del和Dop，将其应用于下一次的信道估计。
信道信息获取方法中利用信道估计结果提取信道的多径时延多普勒参数的具体步骤如下所示：
(1)初始化
Figure BDA0002761259480000093
(2)对信道估计结果
Figure BDA0002761259480000094
求其中每个元素的模，并将其重排为三维矩阵
Figure BDA0002761259480000095
在对其波束域维度求和，得到二维矩阵
Figure BDA0002761259480000096
再对其求l1范数得到
Figure BDA0002761259480000097
(3)如果
Figure BDA0002761259480000098
则执行步骤(3)，否则进入步骤(4)，其中ε为门限值，一般取很小的值，如0.01；
1)对矩阵
Figure BDA0002761259480000099
的每行进行求和得到hDel(l),l＝0,…,Mg-1
2)
Figure BDA00027612594800000910
3)Del＝{Del,lτ}
4)定义矩阵
Figure BDA00027612594800000911
第lτ行的每个元素为hDop(k),k＝0,…,Ng-1
5)
Figure BDA00027612594800000912
6)
Figure BDA00027612594800000913
7)
Figure BDA00027612594800000914
8)
Figure BDA00027612594800000915
9)
Figure BDA00027612594800000916
10)将矩阵
Figure BDA00027612594800000917
第lτ行的每个元素设为0。
(4)输出提取的多径时延多普勒参数Del和Dop。
在本申请所提供的实施例中，应该理解到，所揭露的方法，在没有超过本申请的精神和范围内，可以通过其他的方式实现。当前的实施例只是一种示范性的例子，不应该作为限制，所给出的具体内容不应该限制本申请的目的。例如，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种大规模MIMO正交时频空间调制下行链路导频设计和信道信息获取方法，其特征在于：该方法应用于大规模MIMO-OTFS无线通信系统，包括如下步骤：
步骤1、基站侧利用Zadoff-Chu序列之间的克罗内克积来组成下行导频池；
步骤2、从下行导频池里为每根发射波束选择下行导频序列在时延-多普勒-波束域上发送，基站侧为每根发射波束分配相应的导频序列，并摆放在对应的时延-多普勒域位置上，再发送给小区内各用户；
步骤3、各用户利用之前信道估计中得到的多径时延多普勒参数构建相位补偿矩阵，并结合接收到的下行导频序列来进行信道信息即时延-多普勒-波束域信道的获取；对于首次信道估计，各用户先利用初始相位补偿矩阵来获取初始信道信息，并利用初始信道信息提取多径时延多普勒参数，利用此参数来构建相位补偿矩阵，并再次进行信道估计来获得信道信息；
步骤4、利用信道信息更新多径时延多普勒参数，用于下一次的信道估计。
2.根据权利要求1所述的一种大规模MIMO正交时频空间调制下行链路导频设计和信道信息获取方法，其特征在于：所述的大规模MIMO-OTFS无线通信系统中的OTFS调制技术是通过在带有循环前缀的OFDM调制器前添加预处理模块辛有限傅里叶变换(SFFT)和在OFDM解调器后添加后处理模块逆辛有限傅里叶变换(ISFFT)实现的，每个OTFS调制器所产生的OTFS符号都是分布在二维时延-多普勒域当中，基站侧每根波束上的导频序列摆放在其中。
3.根据权利要求1所述的一种大规模MIMO正交时频空间调制下行链路导频设计和信道信息获取方法，其特征在于：步骤1中，两种长度分别为MP和NP的Zadoff-Chu序列分别进行循环移位后，再进行克罗内克积生成下行导频池中的导频序列，且生成两种Zadoff-Chu序列的根指数为小于对应序列长度且与对应序列长度互素的正整数，当其中一个长度的Zadoff-Chu序列需要更换根指数时，另一个长度的Zadoff-Chu序列也需要同时更换根指数，即用于克罗内克积生成导频序列时的两组Zadoff-Chu序列的根指数需要对应。
4.根据权利要求3所述的一种大规模MIMO正交时频空间调制下行链路导频设计和信道信息获取方法，其特征在于：步骤2中，假设信道的时延范围为[0,Mmax]，多普勒扩展范围为[-Nmax/2,Nmax/2-1]，则长度为MP的Zadoff-Chu序列经过不同长度的循环移位后生成的序列当中，任意两个之间循环移位的间隔不小于信道的最大时延扩展Mmax；长度为NP的Zadoff-Chu序列经过不同长度的循环移位后生成的序列当中，任意两个之间循环移位的间隔不小于信道的最大多普勒扩展Nmax。
5.根据权利要求1所述的一种大规模MIMO正交时频空间调制下行链路导频设计和信道信息获取方法，其特征在于：步骤2中，从下行导频池中为各波束选取的下行导频序列时，不同波束上使用的导频序列可以正交也可以不正交；不同波束上使用的导频序列可以是由同一对根指数或者不同对根指数生成的两种长度的Zadoff-Chu序列经过循环移位后的克罗内克积；当不同波束使用同一对根指数生成的两种长度的Zadoff-Chu序列的克罗内克积生成的导频序列时，至少存在一种长度的Zadoff-Chu序列，其在不同波束上的循环移位的长度不同。
6.根据权利要求5所述的一种大规模MIMO正交时频空间调制下行链路导频设计和信道信息获取方法，其特征在于：步骤2中，基站为各波束分配导频序列的步骤如下：
步骤2.1，为第一根波束分配第一对根指数生成的两组未经循环移位的Zadoff-Chu序列的克罗内克积构建的导频序列；
步骤2.2，对于未分配导频序列的波束，若当前这对根指数下仍有未被使用的一种两组Zadoff-Chu序列不同循环移位长度的搭配，则将当前这对根指数下未被分配的一种搭配形成的克罗内克积构建的导频序列分配给该波束；若当前这对根指数下的搭配均已用完，则选取下一对根指数下未经循环移位的两组Zadoff-Chu序列的克罗内克积构建的导频序列分配给该波束；重复该步骤直到所有波束均已分配相应的导频序列。
7.根据权利要求1所述的一种大规模MIMO正交时频空间调制下行链路导频设计和信道信息获取方法，其特征在于：各用户用于信道估计的算法包括基于压缩感知的信道估计算法。
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