CN112271750A - 一种多并联逆变器系统中内部不稳定逆变器的识别方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种多并联逆变器系统中内部不稳定逆变器的识别方法，包括步骤：步骤101：在多并联逆变器系统中，计算每一个逆变器所对应的滤波器电容电压_i的高频谐波部分的第一有效值，以及计算系统公共耦合点PCC的电压的高频谐波部分的第二有效值；步骤102：判断第一有效值、第二有效值是否均符合谐波电压限制的标准，如果是则表示多并联逆变器系统运行正常，识别过程结束；步骤103：如果否，计算每一个第一有效值与第二有效值的差值，并将差值中的最大值所对应的逆变器作为运行不稳定的逆变器；步骤104：在多并联逆变器系统中去掉运行不稳定的逆变器，并返回步骤101执行。旨在从系统中及时识别出运行不稳定的逆变器，提高系统的稳定性。

Description

一种多并联逆变器系统中内部不稳定逆变器的识别方法

技术领域

本发明涉及多并联逆变器系统的改进技术领域，特别是涉及一种多并联逆变器系统中内部不稳定逆变器的识别方法。

背景技术

由于社会经济生活发展的需求，石油、煤等化石燃料被大量广泛使用。但与此同时也产生了严重的环境污染、温室效应等一系列的环境问题。另外，石油价格的飞涨也对国民经济健康发展提出了挑战。因此，清洁的可再生能源(如太阳能、燃料电池、风能、潮汐能等)发电技术越来越受到人们的关注，分布式功率发电系统也得到大力发展。这其中光伏发电方式因其适应范围广，转化效率高、经济方便的优点而成为最有优势的新能源发电方式。一般为了提高光伏电站的容量，许多逆变器被并联接入电网。但是随着并联逆变器台数的增加和电网阻抗的大范围变化，多并联逆变器系统的稳定性受到了巨大的挑战。为了防止过量开关次电流谐波注入公共电网，通常在这些电力电子变换装置与公共电网之间连接一个滤波器。LCL滤波器由于良好的谐波抑制能力和较低的成本被广泛研究和使用，但LCL滤波器固有的谐振也会威胁系统的稳定性。许多阻尼方法也用来解决这一问题。与此同时，当多台逆变器并联在一起时，多并联逆变器和电网之间的交互耦合会产生新的谐振，严重时还会导致系统不稳定。因此，逆变器系统的安全稳定运行还需要对多并联逆变器系统的谐振和稳定性进行研究分析。目前，多并联逆变器的稳定性通常被划分为交互稳定性和内部稳定性。交互稳定性指的是多并联逆变器系统中每个逆变器单独是设计好的，多并联逆变器和电网阻抗之间的交互导致的稳定性问题。它和电网阻抗和并联逆变器的数量密切相关。基于阻抗的稳定性分析方法能够分析系统的交互稳定性。进而可以采用阻抗法来分析系统中不稳定的逆变器。

内部稳定性指的是系统中某些逆变器由于参数漂移严重或者内部错误导致其自身不稳定，又由于逆变器系统和电网阻抗的耦合，从而导致系统内部不稳定。它只取决于系统每个逆变器自身的参数，和电网阻抗以及并联逆变器数目无关。但是截止目前为止，传统的阻抗分析的方法不能用于分析系统内部不稳定，也不能识别出系统中引起内部不稳定的逆变器。然而，在实际情况中，环境的变化，逆变器的老化以及内部故障都可能产生自身不稳定的情况，此时通过并联的线路和电网阻抗把不稳当的谐波电流传递到每一个逆变器中和电网中。因此，如何从系统中找到这些自身不稳定的逆变器成为了急需解决的问题。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种多并联逆变器系统中内部不稳定逆变器的识别方法，旨在从系统中及时识别运行不稳定的逆变器，提高系统的稳定性。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种多并联逆变器系统中内部不稳定逆变器的识别方法，包括步骤：

步骤101：在多并联逆变器系统中，计算每一个逆变器所对应的滤波器电容电压的高频谐波部分的第一有效值，以及计算系统公共耦合点PCC的电压的高频谐波部分的第二有效值；其中，滤波器电容电压和系统公共耦合点PCC的电压为相电压或线电压；

步骤102：判断所述第一有效值、所述第二有效值是否均符合谐波电压限制的标准，如果是则表示所述多并联逆变器系统运行正常，识别过程结束；

步骤103：如果否，计算每一个第一有效值与所述第二有效值的差值，并将所述差值中的最大值所对应的逆变器作为运行不稳定的逆变器；

步骤104：在所述多并联逆变器系统中去掉所述运行不稳定的逆变器，并返回步骤101执行。

一种实现方式中，所述滤波器为LCL滤波器，所述LCL滤波器的拓扑结构为：一桥臂侧电感、一电网侧电感、一滤波电容，逆变器侧电感与逆变器输出桥臂相接，电网侧电感的一端与逆变器侧电感相连，电网侧电感的另一端作为滤波器输出与电网相连，滤波电容与逆变器侧电感并联。

一种实现方式中，所述滤波器为：LLCL滤波器、LCL-LC滤波器、多陷波滤波器。

如上所述，本发明实施例提供的一种多并联逆变器系统中内部不稳定逆变器的识别方法，本发明适用于多台滤波器参数一致的并联并网逆变器系统当发生内部不稳定时，快速找到引起系统不稳定的逆变器，从而使系统恢复稳定运行。

附图说明

图1是本发明实施例提供的一种多并联逆变器系统中内部不稳定逆变器的识别方法的流程图；

图2是N并联逆变器的拓扑结构图；

图3是并网逆变器的控制回路框图；

图4a是逆变器的导纳模型；

图4b是多并联逆变器系统的导纳模型；

图5a是分析Vc和VPCC关系时逆变器的简化图；

图5b是分析Vc和VPCC关系时N并联并网逆变器系统的简化图；

图6是本发明的一种从系统中识别出不稳定逆变器的方法流程图；

图7a是系统PCC点电压波形；

图7b是系统总的入网电流；

图8是有效值V_cih的有效值图；

图9a是PCC点电压波形；

图9b是总的入网电流波形；

图10a是LCL滤波器拓扑；

图10b是LLCL滤波器拓扑；

图10c是LCL-LC滤波器拓扑；

图10d是多陷波滤波器拓扑。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅附图。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

如图1所示，一种多并联逆变器系统中内部不稳定逆变器的识别方法，包括步骤：

步骤101：在多并联逆变器系统中，计算每一个逆变器所对应的滤波器电容电压V_ci的高频谐波部分的第一有效值V_cih，以及计算系统公共耦合点PCC的电压V_PCC的高频谐波部分的第二有效值V_PCCh；其中，滤波器电容电压V_ci和系统公共耦合点PCC的电压V_PCC为相电压或线电压；

步骤102：判断所述第一有效值、所述第二有效值是否均符合谐波电压限制的标准，如果是则表示所述多并联逆变器系统运行正常，识别过程结束；

步骤103：如果否，计算每一个第一有效值与所述第二有效值的差值，并将所述差值中的最大值所对应的逆变器作为运行不稳定的逆变器；

步骤104：在所述多并联逆变器系统中去掉所述运行不稳定的逆变器，并返回步骤1执行。

本实施以一个包含4台3kW的三相并网逆变器的容量为12kW的分布式功率发电系统为例，阐明当该系统发生内部不稳定时如何识别出不稳定的逆变器，电路示意图参见图2，其中L_i1,L_i2和C_i(i＝1,2,...,N)代表着LCL滤波器参数，L_g代表变压器漏感和连接线电感。V_bi是逆变器输出电压，V_ci是逆变器上LCL滤波器电容电压，V_PCC是逆变器系统公共耦合点处相电压。电网电压有效值为110V，并网逆变器直流侧电压U_dc为350V，并网逆变器开关频率f_s为10kHz，电网基波频率f₀为50Hz。系统采用SVPWM(电压空间矢量PWM)调制和电网电流反馈控制。系统的参数见表1和表2。

表1

系统参数

表2

控制器参数

当三相逆变器系统在静止坐标系αβ下进行控制时，在α轴和β轴上分别建立的系统模型之间不存在耦合，且都和单相的逆变器系统模型相同。所以分析可以在单相系统下进行。图3为逆变器电网电流反馈控制框图，i_gref,i_g分别是逆变器的参考电流和入网电流；G_c(s)、G_d(s)分别表示PR(比例谐振)电流控制器、延时环节。G_inv(s)为调制信号到逆变桥输出电压的传递函数，由于系统采用是SVPWM(空间矢量PWM)调制，所以G_inv(s)可以认为等于1。下述公式是在频域，即s域下建立的，因此下述所有公式中出现的s为s域的自变量。

其中ω_f是基波角频率，K_p为比例系数，K_r是为谐振系数。

这里T_s是采样时间，由于延时环节是指数函数，所以用三阶帕德近似来简化处理。

Y_f1(s),Y_f2(s)是LCL滤波器的传递函数，其中Y_f1(s)代表滤波器输出电流到滤波器输入电压的传递函数，Y_f2(s)代表着滤波器输出电流到滤波器输出电压的传递函数。

这里，Z₁₁(s),Z₁₂(s)和Z_c(s)分别代表着LCL滤波器逆变器侧的电感阻抗，电网侧的电感阻抗以及滤波电容上的阻抗。

那么，整个系统的开环传递函数T(s)可以表示为：

T(s)＝G_c(s)G_d(s)G_inv(s)Y_f1(s) (4)

所以，逆变器的入网电流i_g可表示为：

逆变器的输出阻抗或导纳模型常被用于逆变器系统的稳定性分析，根据(5)式，逆变器的输出导纳Y_o可表示为：

图4(a)为根据诺顿等效变换所得到的基于导纳的并网逆变器模型,图中G_M是T(s)的闭环传递函数T(s)/(1+T(s))，G_Mi_gref可等效为受控电流源。图4(b)为多并联逆变器系统的导纳模型,G_Mi(i＝1,2,...,N)是第i台逆变器的闭环传递函数，G_Mii_grefi(i＝1,2,...,N)为第i逆变器等效的受控电流源；i_gi(i＝1,2,...,N)分别是各台逆变器的入网电流；Y_oi(i＝1,2,...,N)为系统中各个逆变器的输出导纳；Y_g为电网的导纳，V_g代表着电网。从图4(b)可知，逆变器之间是相互耦合的，各台逆变器的入网电流不仅受自身逆变器的控制器控制，还被其他逆变器影响。

由于电网阻抗的耦合，多并联逆变器系统的不稳定总是表现为系统中每台逆变器的入网电流是不稳定的，波形是振荡的，而且系统公共耦合点电压也是不稳定的。仅仅从PCC点电压和每台逆变器的入网电流很难找出究竟是哪些台逆变器出问题，从而导致整个系统不稳定。关于从系统中找出不稳定的逆变器这方面的研究以及方法不多，主要是针对系统中逆变器在电网阻抗变化时可能出现的不稳定情况，这种不稳定是交互不稳定。这种识别出系统中引起交互不稳定的逆变器的方法是假定每台逆变器是设计良好的，是自身稳定的。但是由于环境的变化，逆变器的老化以及内部故障都可能产生自身不稳定的情况，此时必须找到新的方法来识别出系统中引起内部不稳定的逆变器。

根据图2，假定第i台逆变器是内部不稳定的，这时不稳定的控制信号经过逆变桥会产生不稳定的输出电压V_bi，第i台逆变器不稳定的输出电压经过LCL滤波器会在LCL滤波器电容上和PCC点产生不稳定的电压。它们之间的关系可以表示为：

式(7)中，V_bi，i_Li1，V_ci分别代表第i台逆变器的逆变器桥输出电压，逆变器侧电感L_i1上的电流，LCL滤波器电容电压；V_PCC代表各台逆变器公共耦合点电压。当系统处于稳定状态，网侧电感上的电压是远远小于PCC电压的，这时V_ci的有效值可以认为是等于V_PCC的。假定第i台逆变器是内部不稳定的，此时i_gi中有更多的高阶谐波电流会通过网侧电感L_i2,从而导致网侧电感L_i2上的电压中包含大量的高频谐波电压，它可以表示为：

V_PCCh＝V_cih-sL_i2i_gih (8)

式(8)中，V_PCCh代表着系统公共耦合点PCC的电压的高频谐波部分的有效值，V_cih代表第i台逆变器滤波器的电容电压的高频谐波部分的有效值，i_gih代表第i台逆变器入网电流的高频谐波部分的有效值，L_i2代表着第i台逆变器的滤波器的网侧电感值。当系统处于不稳定状态，网侧电感L_i2上的高频谐波电压的有效值远大于处于稳定状态的，此时V_PCCh是不能认为和V_cih相等。所以，当多并联逆变器系统是不稳定的，比较V_cih和V_PCCh的关系，可能是找到引起系统不稳定的逆变器的一种方法。接下来分析包含N个逆变器的系统中V_cih和V_PCCh的关系。

在分析V_cih和V_PCCh的关系时，可以简化逆变器的模型而不影响分析结果。图5(a)为单台逆变器时的简化图，N台逆变器时的简化图为图5(b)。

N台并联的逆变器有一致的LCL滤波器参数，i_gi(i＝1,2,...,N)代表第i台逆变器的入网电流，V_g代表着电网电压。所以，V_ci(i＝1,2,…,N)和V_PCC之间的关系可以表示为：

式(9)和(11)以及下述公式中,Z_i2(i＝1,2,…,N)为第i台逆变器滤波器的网侧电感L_i2的阻抗，Z_g为电网的阻抗。式(10)中等式右边第一个矩阵代表着电压源V_ci(i＝1,2,…,N)以及V_g对各台逆变器的入网电流i_gi的作用，其中G₁₁,G₁₂,G_1N,和G_1(N+1)可表示为：

为了简化推导过程，用符号“||”表示并联关系。以第一台逆变器的LCL滤波器电容电压V_c1和PCC点电压V_PCC的关系为例。由于G_i1(i＝2,3,…,N)＝G₁₁,G_i2(i＝2,3,…,N)＝G₁₂,…,G_iN(i＝2,3,…,N)＝G_1N,Gi_(N+1)(i＝2,3,...,N)＝G_1(N+1)。所以V_PCC和V_c1的关系可以推导为：

进一步，V_PCC和V_c1的高频谐波有效值V_PCCh和V_c1h的关系可以推导为：

式(13)中，V_gh为电网电压V_g的高频谐波部分的有效值，当N并联并网逆变器系统处于稳定状态时，V_c1，V_c2，…,V_cN和V_PCC中的高频谐波非常少。因此，在基波处的V_c1，V_c2，…,V_cN的有效值可以被认为等于电网电压V_g的有效值。另外利用下述的恒等式(14)并结合(12)可以进一步推导出在基波处V_c1和V_PCC的有效值是相等的。

当系统是不稳定的，假定是第1台逆变器内部不稳定引起的。此时在V_c1，V_c2，…,V_cN和V_PCC中包含大量的高频谐波电压，这些高频谐波电压的有效值可分别表示为V_c1h，V_c2h，...,V_cNh,V_PCCh。V_gh代表着电网电压高频谐波有效值。由于V_g不含高频谐波成分，所以V_gh为0。恒等式(15)可进一步表示为：

由于第一台逆变器是内部不稳定的，所以有V_c1h＞V_c2h,…,V_c1h＞V_cNh。那么V_c1h和V_PCCh的关系为：

这表明当第一台逆变器是内部不稳定的，V_c1中振荡的高频谐波电压在传递到V_PCC过程中是衰减的。基于这个关系可以设计方法来从系统中识别出不稳定的逆变器。就可得到图6中的方法流程图。

以四台逆变器并联入网系统为例。根据图6中识别方法的流程图，具体识别步骤如下：

首先，系统的PCC点电压波形和总的入网电流波形如下图7(a)和(b)。可以看到系统是不稳定的，电压波形振荡，包含大量的谐波；电流波形畸变严重。另外，根据IEEE Std519-2014,额定公共耦合点电压V_PCC应符合电压扰动的限制。所以V_cih,V_PCCh也要对应符合一定标准。例如当V_PCC的相电压小于1kV时，V_PCC的THD(总的谐波失真)应该在8％以内。当系统稳定运行时，V_PCC的有效值等于电网电压的有效值，所以对于稳定的系统，V_PCCh应该小于电网电压的有效值的8％。V_cih也应该符合这一标准以保证系统的稳定性。如果系统V_PCC的相电压高于1kV，则根据公共耦合点相电压的谐波要求进行修改即可。

步骤1：计算5个周期内LCL滤波器电容电压和系统PCC(公共耦合点)电压的高频谐波部分的有效值V_cih,V_PCCh；在0.3秒前，V_c1h约等于85V，V_c2h约等于80V，8％RMS(V_g)为8.8V。V_c1h，V_c2h，V_c3h,V_c4h和V_PCCh的有效值见图8。

步骤2：V_c1h＞8.8V,V_c2h＞8.8V，且是远大于8.8V，表明此时系统是不稳定的，进入步骤3进行运算。

步骤3：0.3秒前，V_c1h约等于85V，V_c2h约等于80V，V_c3h和V_c4h都约等于15V，V_PCCh等于12V。所以有下述关系：

计算可知V_c1h-V_PCCh的值最大，并记录差值最大的逆变器#1。

步骤4：从系统中移除V_cih-V_PCCh的值最大的逆变器，对应为第一台逆变器#1。

步骤5：之后再运行5个周期得到新的V_cih和V_PCCh。

步骤6：再判断一次V_cih和V_PCCh。操作和步骤2完全一致。此时V_c2h,V_c3h,V_c4h和V_PCCh均大于8.8V。说明系统此时是不稳定的。

此时发现系统仍不稳定。再回到步骤3，得到新的V_c2h,V_c3h,V_c4h和V_PCCh的关系为：

再次进入第二个循环的步骤4，5，去除掉此时系统中V_cih-V_PCCh的值最大的逆变器，对应为第二台逆变器#2。再运行5个周期得到V_c3h,V_c4h和V_PCCh。

此时，V_c3h,V_c4h,V_PCCh均小于8.8V，表明系统此时是稳定的。

步骤7：所以当从系统中去除掉逆变器#1和#2后，系统恢复稳定。即从系统中识别出了不稳定的逆变器#1和#2。另外图9也可以验证当从系统中分别去除掉逆变器#1和#2后，系统恢复稳定。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本领域的技术人员应该了解，本发明不受上述具体实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。

Claims (3)

1.一种多并联逆变器系统中内部不稳定逆变器的识别方法，其特征在于，包括步骤：

步骤101：在多并联逆变器系统中，计算每一个逆变器所对应的滤波器电容电压_i的高频谐波部分的第一有效值，以及计算系统公共耦合点PCC的电压的高频谐波部分的第二有效值；其中，滤波器电容电压和系统公共耦合点PCC的电压为相电压或线电压；

步骤102：判断所述第一有效值、所述第二有效值是否均符合谐波电压限制的标准，如果是则表示所述多并联逆变器系统运行正常，识别过程结束；

步骤103：如果否，计算每一个第一有效值与所述第二有效值的差值，并将所述差值中的最大值所对应的逆变器作为运行不稳定的逆变器；

步骤104：在所述多并联逆变器系统中去掉所述运行不稳定的逆变器，并返回步骤101执行。

2.根据权利要求1所述的多并联逆变器系统中内部不稳定逆变器的识别方法，其特征在于，所述滤波器为LCL滤波器，所述LCL滤波器的拓扑结构为：一桥臂侧电感、一电网侧电感、一滤波电容，逆变器侧电感与逆变器输出桥臂相接，电网侧电感的一端与逆变器侧电感相连，电网侧电感的另一端作为滤波器输出与电网相连，滤波电容与逆变器侧电感并联。

3.根据权利要求1所述的多并联逆变器系统中内部不稳定逆变器的识别方法，其特征在于，所述滤波器为：LLCL滤波器、LCL-LC滤波器、多陷波滤波器。

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