CN112202356A - 一种基于升压型准z源单级隔离逆变拓扑电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种基于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路，属于逆变拓扑电路设计技术领域。本发明提供的一种基于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路，拓扑电路中的升压型准Z源部分利用逆变桥壁开关管的开通和关断，将电感与变压器上的能量转换为升压功能，同时，逆变桥壁的开关管均未PWM方式工作，且保证开关管的驱动信号互补，即处于互补导通的工作模式。变压器副边的开关管取代传统的二极管工作在整流的工作状态，在保持输出电压极性不变的同事可以改变电流极性，实现能量的双向流动，最终达到单级隔离升压逆变的功能。

Description

一种基于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路
技术领域
本发明属于逆变拓扑电路设计技术领域，具体涉及一种基于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路。
背景技术
随着航空科技和航空电子的快速发展，机载用电设备越来越多，对电源的可靠性和质量的要求也更加严格。集中式电源系统在容错能力和不中断供电能力方面显得比较薄弱，而分布式电源系统可以提高系统的冗余度，容错和不中断供电能力，可提高供电的可靠性。因此重量轻、效率高、可靠性强的新型逆变技术对研究新型模块化航空静止变流器有着重要意义。则具有较高的实用价值。
逆变技术是一种重要的电能变化技术，它广泛地应用于不间断电源(UPS)、有源滤波、电机驱动以及新能源发电等各类重要工业场合。传统的逆变拓扑包括半桥、全桥、推挽等都是从基本的Buck电路延伸而来的，所以将其统称为Buck型逆变器。Buck型逆变器的一个显著特点就是任意时刻的输出电压必须低于母线电压，即实现降压逆变。因此，对于要求输出电压峰值高于输入电压的应用场合就必须在逆变器的输入端增加一级DC/DC升压变换器，将直流电压升到逆变器所需要的电压，或者在逆变器的输出侧增加一个升压变压器，将正弦输出电压升到所需要的高压值。这两种拓扑相对于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路，增加了系统的体积，重量和复杂性。
发明内容
(一)要解决的技术问题
本发明要解决的技术问题是：如何解决传统升压逆变拓扑中的开关器件同时处于高频开关工作，元器件多，不利于可靠性的提高，控制复杂，重量大的问题。
(二)技术方案
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种基于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路，该电路用于实现：直流输入电源进入拓扑电路，通过二极管、电感、电容的充放电工作，使输入电源升压至所需要的高压值，然后由隔离变压器原边开关管进行PWM调制，将高压电转换成不同幅值的调制波，再通过隔离变压器副边开关管和滤波电容的共同作用，最终逆变成为交流输出电。
本发明还提供了一种基于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路，包括准Z源LC网络、升压型单元；所述准Z源LC网络包括二极管D4、电感L1、电容C1；所述升压型单元包括二极管D2～D3、电感L2～L3、电容C3；所述拓扑电路还包括电容C2、电容C4、电容C5、逆变开关管Q1、逆变开关管Q3、变压器T1～T2、整流开关管Q2、整流开关管Q4；
其中，准Z源LC网络中的二极管D4的正极与输入电源的正极之间串联准Z源LC网络中的电感L1，准Z源LC网络中的二极管D4的负极与输入电源的负极之间串联准Z源LC网络中的电容C1；二极管D3的正极与二极管D2的正极之间串联电感L2，二极管D3的负极与二极管D2的正极之间串联电容C3，二极管D3的负极与二极管D2的负极之间串联电感L3；升压型单元将输入电压升压至所需的幅值；准Z源LC网络中的二极管D4的负极接二极管D3的负极，准Z源LC网络中的二极管D4的正极与二极管D2的负极之间串联电容C2；二极管D2的负极与逆变开关管Q1的漏极之间串联变压器T1的原边，逆变开关管Q1的源极接输入电源的负极，二极管D2的负极与逆变开关管Q3的漏极之间串联变压器T2的原边，逆变开关管Q3的源极接输入电源的负极，通过控制Q1和Q3的PWM调制波形，达到控制幅值得效果；整流开关管Q2的源极接变压器T1副边的同名端，整流开关管Q2的漏极与变压器T1副边的非同名端之间串联电容C4，整流开关管Q4的源极接变压器T2副边的非同名端，整流开关管Q4的漏极与变压器T2副边的同名端之间串联电容C5，变压器T1副边的非同名端接变压器T2副边的同名端，整流开关管Q2的漏极接交流输出的正极，整流开关管Q4的漏极接交流输出的负极，通过电容与整流开关管将变压器原边的高频调制波转变成为交流输出电压。
优选地，开关管Q1、Q2、的漏极与源极之间均并联一个碳化硅二极管，其中开关管的漏极接碳化硅二极管的负极，开关管的源极接高速碳化硅二极管的正极。
优选地，开关管Q3、Q4的漏极与源极之间均并联一个碳化硅二极管，其中开关管的漏极接碳化硅二极管的负极，开关管的源极接高速碳化硅二极管的正极。
优选地，开关管Q1、Q2、的漏极与源极之间还均并联一个瓷质电容。
优选地，开关管Q3、Q4的漏极与源极之间还均并联一个瓷质电容。
本发明又提供了一种所述的拓扑电路的工作方法，该方法中，逆变开关管Q1或Q3开通时，二极管D2、D3导通，电感L1、L2、L3以及电容C3储能；同时二极管D4断开，电容C1、C2释放能量，则得到此状态下的电路关系为Uin+Uc2＝UL1，式中Uin、Uc2、UL1分别表示输入电压、电容C2的电压、电感L1的电感；当逆变开关管Q1或Q3关闭时，二极管D1导通，二极管D2，D3关闭，电感L1、L2、L3和电容C3串联放电，电容C1、C2储存能量，则得出此状态下的电路关系为Uin+UL1＝UC1，其中UC1表示电容C1的电压，根据伏秒平衡原理，在一个开关周期T内电感两端电压的积分为0，如果开关管开通占空比为D，则开通时间为DT，关断时间为(1-D)T，则得到：DT(Uin+UC2)＝(1-D)T(UC1-Uin)。由电路的对称性可知电感L2、L3两端电压UL2、UL3相等，即在逆变开关管开通状态下UL2＝UL3＝UC3，逆变开关管关闭状态下UL2＝UL3＝(UC2-UC3)/2，根据伏秒平衡得到：DTUC3＝1/2(UC2-UC3)(1-D)T，在一个开关周期内，电容等效为一个电压源，即电容两端电压保持不变，因此UC1＝UC3，最终得到
Figure BDA0002706631420000041
在逆变开关管关闭状态下，升压型单元的输出电压为Uup，Uup＝UC1+UC2，得到
Figure BDA0002706631420000042
因此只要控制开通占空比D的大小，就能实现升压。
优选地，该方法中，在模式正时，整流开关管Q4常通，Uup、变压器T1、开关管Q1、整流开关管Q2和电容C4构成逆变器正向回路，逆变开关管Q1开通，整流开关管Q2无驱动信号处于关断状态，逆变开关管Q1导通流经过变压器T1原边的电流增长，当逆变开关管Q1关断，因互补导通期间存在驱动信号死区，在死区时间内，整流开关管Q2并联的高速碳化硅二极管开通，死区时间结束后，整流开关管Q2导通，原边电感储存的能量通过副边电感、整流开关管Q2及滤波电容向负载释放能量，逆变开关管Q1导通时，作用于变压器T1原边绕组上的电压为Uup，整流开关管Q2导通时作用在变压器T1副边电感上的电压为UTLS，同时输出电压Uo的正端加于变压器T1副边绕组的非同名端，使铁心去磁，此时原边绕组的感应电势为
Figure BDA0002706631420000051
n1为变压器T1的副边与原边的匝比，最终得到输入输出电压的关系为
Figure BDA0002706631420000052
d为逆变开关管Q1的占空比。
优选地，该方法中，在模式负时，Q2常通，Uup、变压器T2、逆变开关管Q3、整流开关管Q4和电容C5构成逆变器反向回路，工作过程和模式正相同，输出正弦波的负半周。
本发明还提供了一种所述的拓扑电路在逆变拓扑电路设计技术领域中的应用。
(三)有益效果
①本发明中升压型单元由二极管、电感、电容组成，具有工作稳定、损耗小、安全可靠等特点。
②本发明中升压型准Z源部分与传统升压电路相比，具有更高的电压增益，在相同的输出输入条件下，高增益可采用更小的直通占空比，直通时间的减小，有利于大幅减小桥壁直通时开关管的导通损耗，提供系统的效率。
③本发明中工作在互补导通工作模式的开关管，减少了控制的复杂度。整流部分采用了开关管与二极管并联的使用方式，减少了导通时造成的损耗。单级的工作方式相对于传统升压加逆变的两级式控制，减少了产品的重量和体积。
附图说明
图1是本发明一种基于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路的原理框图；
图2是本发明一种基于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路的具体电路图；
图3是本发明一种基于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路的驱动波形图。
具体实施方式
为使本发明的目的、内容、和优点更加清楚，下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。
图1为本发明提供的一种基于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路的原理框图，直流输入电源进入升压型准Z源单元，通过单元内的二极管、电感、电容的充放电工作，使输入电升压至所需要的高压值，然后由隔离变压器原边开关管进行PWM调制，将高压电转换成不同幅值的调制波，再通过隔离变压器副边开关管和滤波电容的共同作用，最终逆变成为交流输出电。
如图2所示，本发明提供的一种基于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路包括准Z源LC网络、升压型单元；所述准Z源LC网络包括二极管D4、电感L1、电容C1；所述升压型单元包括二极管D2～D3、电感L2～L3、电容C3；所述拓扑电路还包括电容C2、电容C4、电容C5、逆变开关管Q1、逆变开关管Q3、变压器T1～T2、整流开关管Q2、整流开关管Q4；按照图2所示连接以下器件，准Z源LC网络中的二极管D4的正极与输入电源的正极之间串联准Z源LC网络中的电感L1，准Z源LC网络中的二极管D4的负极与输入电源的负极之间串联准Z源LC网络中的电容C1；二极管D3的正极与二极管D2的正极之间串联电感L2，二极管D3的负极与二极管D2的正极之间串联电容C3，二极管D3的负极与二极管D2的负极之间串联电感L3；升压型单元将输入电压升压至所需的幅值；准Z源LC网络中的二极管D4的负极接二极管D3的负极，准Z源LC网络中的二极管D4的正极与二极管D2的负极之间串联电容C2；二极管D2的负极与逆变开关管Q1的漏极之间串联变压器T1的原边，逆变开关管Q1的源极接输入电源的负极，二极管D2的负极与逆变开关管Q3的漏极之间串联变压器T2的原边，逆变开关管Q3的源极接输入电源的负极，通过控制Q1和Q3的PWM调制波形，达到控制幅值得效果；整流开关管Q2的源极接变压器T1副边的同名端，整流开关管Q2的漏极与变压器T1副边的非同名端之间串联电容C4，整流开关管Q4的源极接变压器T2副边的非同名端，整流开关管Q4的漏极与变压器T2副边的同名端之间串联电容C5，变压器T1副边的非同名端接变压器T2副边的同名端，整流开关管Q2的漏极接交流输出的正极，整流开关管Q4的漏极接交流输出的负极，通过电容与整流开关管将变压器原边的高频调制波转变成为交流输出电压；开关管Q1、Q2、Q3、Q4的漏极与源极之间均并联一个高速碳化硅二极管和一个瓷质电容，其中开关管的漏极接高速碳化硅二极管的负极，开关管的源极接高速碳化硅二极管的正极。
具体工作原理如下：逆变开关管Q1或Q3开通时，二极管D2、D3导通，电感L1、L2、L3以及电容C3储能；同时二极管D4断开，电容C1、C2释放能量，则得到此状态下的电路关系为Uin+Uc2＝UL1。式中Uin、Uc2、UL1分别表示输入电压、电容C2的电压、电感L1的电感；当逆变开关管Q1或Q3关闭时，二极管D1导通，二极管D2，D3关闭，电感L1、L2、L3和电容C3串联放电，电容C1、C2储存能量，则得出此状态下的电路关系为Uin+UL1＝UC1，其中UC1表示电容C1的电压，根据伏秒平衡原理，在一个开关周期T内电感两端电压的积分为0，如果开关管开通占空比为D，则开通时间为DT，关断时间为(1-D)T，则得到：DT(Uin+UC2)＝(1-D)T(UC1-Uin)。由电路的对称性可知电感L2、L3两端电压UL2、UL3相等，即在逆变开关管开通状态下UL2＝UL3＝UC3，逆变开关管关闭状态下UL2＝UL3＝(UC2-UC3)/2，根据伏秒平衡得到：DTUC3＝1/2(UC2-UC3)(1-D)T。在一个开关周期内，电容近似等效为一个电压源，即电容两端电压保持不变，因此UC1＝UC3，根据上述推导最终得到
Figure BDA0002706631420000081
在逆变开关管关闭状态下，升压型单元的输出电压为Uup，Uup＝UC1+UC2。综合前述推导可得
Figure BDA0002706631420000082
因此只要控制开通占空比D的大小，就能实现升压功能，为逆变桥壁提供更高的直流电压。
开关管Q1、Q2、Q3、Q4的驱动波形如3所示，在互补的模式下工作，逆变器的输出电压为正和负。在模式正时，整流开关管Q4常通，Uup、变压器T1、开关管Q1、整流开关管Q2和电容C4构成逆变器正向回路。逆变开关管Q1开通，原边电感储能，副边二极管承受反压关断，且由于整流开关管Q2无驱动信号处于关断状态，逆变开关管Q1导通流经过变压器T1原边的电流增长。当逆变开关管Q1关断，因互补导通期间存在驱动信号死区，在死区时间内，整流开关管Q2并联的二极管开通，死区时间结束后，整流开关管Q2导通，原边电感储存的能量通过副边电感、整流开关管Q2及滤波电容向负载释放能量。逆变开关管Q1导通时，作用于变压器T1原边绕组上的电压为Uup，整流开关管Q2导通时作用在变压器T1副边电感上的电压为UTLS，同时输出电压Uo的正端加于变压器T1副边绕组的非同名端，使铁心去磁，此时原边绕组的感应电势为
Figure BDA0002706631420000091
n1为变压器T1的副边与原边的匝比，最终得到输入输出电压的关系为
Figure BDA0002706631420000092
d为逆变开关管Q1的占空比。
在模式负时，Q2常通，Uup、变压器T2、逆变开关管Q3、整流开关管Q4和电容C5构成逆变器反向回路，工作过程和模式正相同，输出正弦波的负半周。由一组变换器输出正弦波的正半波，另一组变换器输出负半波，再经过适当的控制调节，则单级隔离逆变的输出电压即为两组变换器输出正弦波的叠加。
可以看出，本发明提供的一种基于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路，拓扑电路中的升压型准Z源部分利用逆变桥壁开关管的开通和关断，将电感与变压器上的能量转换为升压功能，同时，逆变桥壁的开关管均未PWM方式工作，且保证开关管的驱动信号互补，即处于互补导通的工作模式。变压器副边的开关管取代传统的二极管工作在整流的工作状态，在保持输出电压极性不变的同事可以改变电流极性，实现能量的双向流动，最终达到单级隔离升压逆变的功能。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种基于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路，其特征在于，该电路用于实现：直流输入电源进入拓扑电路，通过二极管、电感、电容的充放电工作，使输入电源升压至所需要的高压值，然后由隔离变压器原边开关管进行PWM调制，将高压电转换成不同幅值的调制波，再通过隔离变压器副边开关管和滤波电容的共同作用，最终逆变成为交流输出电。
2.一种基于升压型准Z源单级隔离逆变拓扑电路，其特征在于，包括准Z源LC网络、升压型单元；所述准Z源LC网络包括二极管D4、电感L1、电容C1；所述升压型单元包括二极管D2～D3、电感L2～L3、电容C3；所述拓扑电路还包括电容C2、电容C4、电容C5、逆变开关管Q1、逆变开关管Q3、变压器T1～T2、整流开关管Q2、整流开关管Q4；
其中，准Z源LC网络中的二极管D4的正极与输入电源的正极之间串联准Z源LC网络中的电感L1，准Z源LC网络中的二极管D4的负极与输入电源的负极之间串联准Z源LC网络中的电容C1；二极管D3的正极与二极管D2的正极之间串联电感L2，二极管D3的负极与二极管D2的正极之间串联电容C3，二极管D3的负极与二极管D2的负极之间串联电感L3；升压型单元将输入电压升压至所需的幅值；准Z源LC网络中的二极管D4的负极接二极管D3的负极，准Z源LC网络中的二极管D4的正极与二极管D2的负极之间串联电容C2；二极管D2的负极与逆变开关管Q1的漏极之间串联变压器T1的原边，逆变开关管Q1的源极接输入电源的负极，二极管D2的负极与逆变开关管Q3的漏极之间串联变压器T2的原边，逆变开关管Q3的源极接输入电源的负极，通过控制Q1和Q3的PWM调制波形，达到控制幅值得效果；整流开关管Q2的源极接变压器T1副边的同名端，整流开关管Q2的漏极与变压器T1副边的非同名端之间串联电容C4，整流开关管Q4的源极接变压器T2副边的非同名端，整流开关管Q4的漏极与变压器T2副边的同名端之间串联电容C5，变压器T1副边的非同名端接变压器T2副边的同名端，整流开关管Q2的漏极接交流输出的正极，整流开关管Q4的漏极接交流输出的负极，通过电容与整流开关管将变压器原边的高频调制波转变成为交流输出电压。
3.如权利要求2所述的电路，其特征在于，开关管Q1、Q2、的漏极与源极之间均并联一个碳化硅二极管，其中开关管的漏极接碳化硅二极管的负极，开关管的源极接高速碳化硅二极管的正极。
4.如权利要求3所述的电路，其特征在于，开关管Q3、Q4的漏极与源极之间均并联一个碳化硅二极管，其中开关管的漏极接碳化硅二极管的负极，开关管的源极接高速碳化硅二极管的正极。
5.如权利要求4所述的电路，其特征在于，开关管Q1、Q2、的漏极与源极之间还均并联一个瓷质电容。
6.如权利要求4所述的电路，其特征在于，开关管Q3、Q4的漏极与源极之间还均并联一个瓷质电容。
7.一种如权利要求2至6中任一项所述的拓扑电路的工作方法，其特征在于，该方法中，逆变开关管Q1或Q3开通时，二极管D2、D3导通，电感L1、L2、L3以及电容C3储能；同时二极管D4断开，电容C1、C2释放能量，则得到此状态下的电路关系为Uin+Uc2＝UL1，式中Uin、Uc2、UL1分别表示输入电压、电容C2的电压、电感L1的电感；当逆变开关管Q1或Q3关闭时，二极管D1导通，二极管D2，D3关闭，电感L1、L2、L3和电容C3串联放电，电容C1、C2储存能量，则得出此状态下的电路关系为Uin+UL1＝UC1，其中UC1表示电容C1的电压，根据伏秒平衡原理，在一个开关周期T内电感两端电压的积分为0，如果开关管开通占空比为D，则开通时间为DT，关断时间为(1-D)T，则得到：DT(Uin+UC2)＝(1-D)T(UC1-Uin)。由电路的对称性可知电感L2、L3两端电压UL2、UL3相等，即在逆变开关管开通状态下UL2＝UL3＝UC3，逆变开关管关闭状态下UL2＝UL3＝(UC2-UC3)/2，根据伏秒平衡得到：DTUC3＝1/2(UC2-UC3)(1-D)T，在一个开关周期内，电容等效为一个电压源，即电容两端电压保持不变，因此UC1＝UC3，最终得到
Figure FDA0002706631410000031
在逆变开关管关闭状态下，升压型单元的输出电压为Uup，Uup＝UC1+UC2，得到
Figure FDA0002706631410000032
因此只要控制开通占空比D的大小，就能实现升压。
8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，该方法中，在模式正时，整流开关管Q4常通，Uup、变压器T1、开关管Q1、整流开关管Q2和电容C4构成逆变器正向回路，逆变开关管Q1开通，整流开关管Q2无驱动信号处于关断状态，逆变开关管Q1导通流经过变压器T1原边的电流增长，当逆变开关管Q1关断，因互补导通期间存在驱动信号死区，在死区时间内，整流开关管Q2并联的高速碳化硅二极管开通，死区时间结束后，整流开关管Q2导通，原边电感储存的能量通过副边电感、整流开关管Q2及滤波电容向负载释放能量，逆变开关管Q1导通时，作用于变压器T1原边绕组上的电压为Uup，整流开关管Q2导通时作用在变压器T1副边电感上的电压为UTLS，同时输出电压Uo的正端加于变压器T1副边绕组的非同名端，使铁心去磁，此时原边绕组的感应电势为
Figure FDA0002706631410000041
n1为变压器T1的副边与原边的匝比，最终得到输入输出电压的关系为
Figure FDA0002706631410000042
d为逆变开关管Q1的占空比。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，该方法中，在模式负时，Q2常通，Uup、变压器T2、逆变开关管Q3、整流开关管Q4和电容C5构成逆变器反向回路，工作过程和模式正相同，输出正弦波的负半周。
10.一种如权利要求2至6中任一项所述的拓扑电路在逆变拓扑电路设计技术领域中的应用。
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102545670A (zh) * 2010-12-24 2012-07-04 章伟康 微逆变器功率级新型拓扑结构
CN105186905A (zh) * 2015-08-27 2015-12-23 无锡伊佩克科技有限公司 一种光耦隔离单级可升降压车载电源逆变器的控制方法
CN107332455A (zh) * 2017-06-30 2017-11-07 燕山大学 一种单相z源高频链矩阵式逆变器拓扑及spwm调制方法
CN107612349A (zh) * 2017-09-30 2018-01-19 华南理工大学 燃料电池和光伏发电用的共地型隔离高增益准z源变换器
CN110165921A (zh) * 2019-05-27 2019-08-23 江苏大学 一种具有高输出电压增益开关电感型准z源逆变器

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102545670A (zh) * 2010-12-24 2012-07-04 章伟康 微逆变器功率级新型拓扑结构
CN105186905A (zh) * 2015-08-27 2015-12-23 无锡伊佩克科技有限公司 一种光耦隔离单级可升降压车载电源逆变器的控制方法
CN107332455A (zh) * 2017-06-30 2017-11-07 燕山大学 一种单相z源高频链矩阵式逆变器拓扑及spwm调制方法
CN107612349A (zh) * 2017-09-30 2018-01-19 华南理工大学 燃料电池和光伏发电用的共地型隔离高增益准z源变换器
CN110165921A (zh) * 2019-05-27 2019-08-23 江苏大学 一种具有高输出电压增益开关电感型准z源逆变器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
黄瑞哲 等: "新颖的单相电压型准Z源逆变器", 《电工技术学报》 *

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