CN112202218B - 基于双极性t型双谐振开关电容变换器的均衡电路及控制方法 - Google Patents

基于双极性t型双谐振开关电容变换器的均衡电路及控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路及控制方法，该均衡电路包括两个串联电池组、开关网络、均衡母线、双极性T型双谐振开关电容变换器、开关驱动电路、电压采样电路和控制器。本发明通过双极性T型双谐振开关电容变换器实现电池组能量的均衡，具有均衡速度快、均衡路径灵活的特点，可以有效提高电池组的可用容量。本发明利用电感电容的谐振实现了零电流开关，大大降低了开关损耗，有利于提高开关频率，减少电路体积。该均衡电路控制方法不仅可以实现串联电池组内均衡，还实现了不同串联电池组之间电池单体的能量传输，均衡路径更灵活。

Description

基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路及控制 方法
技术领域
本发明涉及锂离子电池组均衡技术领域，具体涉及一种基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路及控制方法。
背景技术
由于具有体积小、质量轻、高能量密度、低自放电率、循环寿命长、无记忆效应等优点，锂电池被广泛应用于电动汽车和储能电站中。但是，单节锂电池的电压和容量通常很低，无法满足电动汽车和储能电站的使用要求。为了提高锂电池的储存容量和电压等级，通常需要将多节锂电池进行串并联。与电动汽车电池包不同的是，储能电站的容量要求大，电池单体数量多。为了节约成本，储能电站使用的大多为电动汽车等应用中退役的电池，因此储能电站中的电池在参数上的不一致性更严重。由于电池参数存在严重的不一致性问题，为了防止并联电池之间的环流，电池能直接并联的数量有限，因此储能电站的电池模块通常采用先串联后并联的方式扩容，串联的电池组通过双向DC/DC变换器连接至直流母线上。除了参数的不一致性以外，经过多次充放电的电池组还会存在SOC不一致性问题。因此必须用均衡电路对电池组的SOC进行管理。
中国发明专利(申请号CN201610068511.6)公开一种基于三谐振状态LC变换的Adjacent Cell-to-Cell均衡电路及控制方法，通过利用三谐振状态LC变换模块实现相邻电池之间的能量均衡，实现了软开关，但由于只能实现相连电池单体之间的能量均衡，当能量需要从电池一端传递到另一端时，均衡损耗大，均衡速度慢。
中国发明专利(申请号CN201710017754.1)公开一种基于外部储能单元与LC准谐振的电池组均衡电路及方法，利用外部储能单元与LC谐振模块实现能量均衡，但均衡速度仍较慢。
发明内容
本发明的目的是为了解决现有技术中的上述缺陷，提供一种基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路及控制方法。本发明通过两个串联电池组共用一个双极性T型双谐振开关电容变换器，控制器发送均衡模式一或均衡模式二的方波信号，使变换器工作在均衡模式一或均衡模式二，可实现能量在串联电池组间或串联电池组内传递，提高均衡速度；电感和电容的组合实现了零电流开关(ZCS)，降低了开关损耗。
本发明的第一个目的可以通过采取如下技术方案达到：
一种基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路，所述均衡电路包括两个串联电池组、开关网络、均衡母线、双极性T型双谐振开关电容变换器、开关驱动电路、电压采样电路和控制器；
所述串联电池组分别为A组和B组，每组串联电池组均由n个电池单体串联组成，依次命名为A1、A2、…An和B1、B2、…Bn；
所述开关网络由4n+4个双向选通开关组成，其中2n+2个双向选通开关，分别为SA1、SA2、…、SA2n+2，组成开关网络A，与A组串联电池组的各电池单体连接；其中，2n+2个双向选通开关，分别为SB1、SB2、…、SB2n+2，组成开关网络B，与B组串联电池组的各电池单体连接；
其中，SA3、SA4、…、SA2i+1、…、SA2n-1、SA2n和SB3、SB4、…、SB2i+1、…、SB2n-1、SB2n由两个反向串联的N沟道MOSFET组成,i＝1、2、…、n-1；SA1、SA2、SA2n+1、SA2n+2和SB1、SB2、SB2n+1、SB2n+2由一个N沟道MOSFET组成，MOSFET上并联的二极管为电感电流提供续流通道；
SA2i+1的一端与电池Ai的负极相连，SA1和SA2n+1的D极分别与电池A1的正极和An的负极相连，SA2i+1的另一端、SA1和SA2n+1的S极均连接均衡母线a1；SA2i+2的一端与电池Ai的负极相连，SA2和SA2n+2的D极分别与电池A1的正极和An的负极相连，SA2i+2的另一端、SA2和SA2n+2的S极均连接均衡母线a2；SB2i+1的一端与电池Bi的负极相连，SB1和SB2n+1的D极分别与电池B1的正极和Bn的负极相连，SB2i+1的另一端、SB1和SB2n+1的S极均连接均衡母线b1；SB2i+2的一端与电池Bi的负极相连，SB2和SB2n+2的D极分别与电池B1的正极和Bn的负极相连，SB2i+2的另一端、SB2和SB2n+2的S极均连接均衡母线b2；
所述电压采样电路采集各电池单体电压信号，并传入控制器，控制器输出开关信号，经过开关驱动电路放大信号，控制开关网络的通断。
进一步地，所述双极性T型双谐振开关电容变换器由两个电感L1、L2和一个电容C组成，其中，两个电感的一端与电容的一端相连组成T型结构，电感L1的另一端与均衡母线a1相连，电感L2的另一端与均衡母线b1相连；电容C的另一端与均衡母线a2、b2相连。
进一步地，所述双向选通开关的两个反向串联N沟道MOSFET的G极相连，两个MOSFET共用一个驱动信号，其中，反向串联为两个N沟道MOSFET的S极相连。
所述均衡电路包括两个均衡模式，均衡模式一为串联电池组A的电池单体和串联电池组B的电池单体之间的能量均衡，均衡模式二为串联电池组A或串联电池组B内部的电池单体之间的能量均衡。
进一步地，所述均衡模式一下，电容C有六个均衡状态交替工作，分别为：正极性充电状态、正极性充放电共存状态、正极性放电状态、反极性充电状态、反极性充放电共存状态、反极性放电状态，六个状态的时间占比为
Figure BDA0002686631590000031
进一步地，所述均衡模式一下，电容C在正极性充放电共存状态和反极性充放电共存状态中实现了双谐振，即在高电压电池对电容充电的同时，电容对低电压电池放电。
进一步地，所述均衡模式一下，电容C在正极性充电状态、正极性充放电共存状态、正极性放电状态时为电容正极性均衡，电容C在反极性充电状态、反极性充放电共存状态、反极性放电状态时为电容反极性均衡，实现双极性均衡。
进一步地，所述均衡模式一下，开关信号为4路占空比35％的方波信号。其中，第一路方波信号的高电平占据一个周期中0％～35％阶段；第二路方波信号的高电平占据一个周期中15％～50％阶段；第三路方波信号的高电平占据一个周期中50％～85％阶段；第四路方波信号的高电平占据一个周期中65％～100％阶段。在一个均衡周期中，0％～15％阶段对应电容的正极性充电状态，15％～35％阶段对应正极性充放电共存状态，35％～50％阶段对应正极性放电状态，50％～65％阶段对应反极性充电状态，65％～85％对应反极性充放电共存状态，85％～100％阶段对应反极性放电状态。
进一步地，所述均衡模式一下，开关信号的频率等于LC串联谐振电路固有频率的
Figure BDA0002686631590000041
倍时，实现了零电流开关(ZCS)。
进一步地，所述均衡模式二下，电容C有四个均衡状态交替工作，分别为：正极性充电状态、正极性放电状态、反极性充电状态、反极性放电状态，四个状态的时间占比为1:1:1:1。
进一步地，所述均衡模式二下，电容C为正极性充电状态、正极性放电状态时为电容正极性均衡，电容C为反极性充电状态、反极性放电状态时为电容反极性均衡，实现了双极性均衡。
进一步地，所述均衡模式二下，开关信号为4路占空比25％的方波信号。其中，第一路方波信号的高电平占据一个周期中0％～25％阶段；第二路方波信号的高电平占据一个周期中25％～50％阶段；第三路方波信号的高电平占据一个周期中50％～75％阶段；第四路方波信号的高电平占据一个周期中75％～100％阶段。在一个均衡周期中，0％～25％阶段对应电容的正极性充电状态，25％～50％阶段对应正极性放电状态，50％～75％阶段对应反极性充电状态，75％～100％阶段对应反极性放电状态。
进一步地，所述均衡模式二下，开关信号的频率等于LC串联谐振电路固有频率时，实现了零电流开关(ZCS)。
本发明的第二个目的可以通过采取如下技术方案达到：
一种基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路的控制方法，包括以下步骤：
S1、电压采样电路采集所有电池单体电压，并将电压信息传入控制器；
S2、控制器根据所有电池单体的电压信息，得出串联电池组A中电压最高和最低的电池单体序号Amax、Amin，串联电池组B中电压最高和最低的电池单体序号Bmax、Bmin；
S3、若Amax-Amin、Amax-Bmin、Bmax-Amin、Bmax-Bmin均小于均衡阈值，则结束均衡，否则进入步骤S4；
S4、若Amax-Bmin或Bmax-Amin的值最大，则进入均衡模式一，Amax和Bmin之间均衡或Bmax和Amin之间均衡，若Amax-Amin或Bmax-Bmin的值最大，则进入均衡模式二，Amax和Amin之间均衡或Bmax和Bmin之间均衡；
S5、均衡teq时间后，停止均衡，返回步骤S1。
本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：
(1)利用电感电容的谐振实现了零电流开关，大大降低了开关损耗，有利于提高开关频率，减少电路体积；
(2)在均衡模式一中，由于引入了电容充放电共存状态，降低了谐振中电容电压的上升速度，缩短了均衡周期，增大了均衡电流和平均均衡功率，缩短了均衡时间；
(3)在均衡模式一和均衡模式二中，由于引入了电容正极性充放电和反极性充放电，增大了电容与电池的电压差，进一步提高均衡速度；
(4)均衡控制方法不仅可以实现串联电池组内均衡，还实现了不同串联电池组之间电池单体的能量传输，均衡路径更灵活。
附图说明
图1是本发明中基于单电感的新型锂离子电池Cell-to-Cell模块化均衡电路的原理图；
图2是适用于2*2节电池的基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路图；
图3是电池电压分布为VA1>VA2>VB1>VB2时，进行均衡模式一的电流流动方向图，其中，图3(a)是电容的正极性充电状态图，图3(b)是正极性充放电共存状态图，图3(c)是正极性放电状态图，图3(d)是反极性充电状态图，图3(e)是反极性充放电共存状态图，图3(f)是反极性放电状态图；
图4是均衡模式一对应的理论波形图；
图5是电池电压分布为VA1>VB1>VB2>VA2时，进行均衡模式二的电流流动方向图，其中，图5(a)是电容的正极性充电状态图，图5(b)是正极性放电状态图，图5(c)是反极性充电状态图，图5(d)是反极性放电状态图；
图6是均衡模式二对应的理论波形图；
图7是仿真的电压轨迹图，其中，图7(a)是电压分布情况①时的电压轨迹图，图7(b)是电压分布情况②时的电压轨迹图，图7(c)是电压分布情况③时的电压轨迹图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
实施例一
图1是适用于2*N节电池的基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路，包括两个串联电池组、开关网络、均衡母线、双极性T型双谐振开关电容变换器、开关驱动电路、电压采样电路和控制器，其中，电压采样电路采集各电池单体电压信号，并传入控制器，控制器输出开关信号，经过开关驱动电路放大信号，控制开关网络的通断。
两个串联电池组共用一个双极性T型双谐振开关电容变换器进行均衡。串联电池组A通过开关网络A连接到均衡母线a1和a2上，再与双极性T型双谐振开关电容变换器连接；串联电池组B通过开关网络B连接到均衡母线b1和b2上，再与双极性T型双谐振开关电容变换器连接。
双极性T型双谐振开关电容变换器由两个电感L1、L2和一个电容C组成。其中，两个电感的一端与电容的一端相连组成T型结构。电感L1的另一端与均衡母线a1相连，电感L2的另一端与均衡母线b1相连；电容C的另一端与均衡母线a2、b2相连。
双极性T型双谐振开关电容变换器在不同开关信号的控制下工作于不同均衡模式。
当开关信号为4路占空比35％的方波信号时为均衡模式一，进行串联电池组A的电池单体和串联电池组B的电池单体之间的能量均衡。其中，第一路方波信号的高电平占据一个周期中0％～35％阶段；第二路方波信号的高电平占据一个周期中15％～50％阶段；第三路方波信号的高电平占据一个周期中50％～85％阶段；第四路方波信号的高电平占据一个周期中65％～100％阶段。均衡模式一的电容C有六个均衡状态，正极性充电状态、正极性充放电共存状态、正极性放电状态、反极性充电状态、反极性充放电共存状态、反极性放电状态交替工作，六个状态的时间占比为
Figure BDA0002686631590000071
在一个均衡周期中，0％～15％阶段对应电容的正极性充电状态，15％～35％阶段对应正极性充放电共存状态，35％～50％阶段对应正极性放电状态，50％～65％阶段对应反极性充电状态，65％～85％对应反极性充放电共存状态，85％～100％阶段对应反极性放电状态。当均衡模式一的开关信号频率等于LC串联谐振电路固有频率的
Figure BDA0002686631590000081
倍时，实现了零电流开关(ZCS)。
当开关信号为4路占空比25％的方波信号时为均衡模式二，进行串联电池组A或串联电池组B内部的电池单体之间的能量均衡。其中，第一路方波信号的高电平占据一个周期中0％～25％阶段；第二路方波信号的高电平占据一个周期中25％～50％阶段；第三路方波信号的高电平占据一个周期中50％～75％阶段；第四路方波信号的高电平占据一个周期中75％～100％阶段。均衡模式二的电容C有四个均衡状态，正极性充电状态、正极性放电状态、反极性充电状态、反极性放电状态交替工作。四个状态的时间占比为1:1:1:1。在一个均衡周期中，0％～25％阶段对应电容的正极性充电状态，25％～50％阶段对应正极性放电状态，50％～75％阶段对应反极性充电状态，75％～100％阶段对应反极性放电状态。当均衡模式二的开关信号频率等于LC串联谐振电路固有频率时，实现了零电流开关(ZCS)。
一种基于上述均衡电路的控制方法，包含以下步骤：
S1、电压采样电路采集所有电池单体电压，并将电压信息传入控制器；
S2、控制器根据所有电池单体的电压信息，得出串联电池组A中电压最高和最低的电池单体序号Amax、Amin，串联电池组B中电压最高和最低的电池单体序号Bmax、Bmin；
S3、若Amax-Amin、Amax-Bmin、Bmax-Amin、Bmax-Bmin均小于均衡阈值，则结束均衡，否则进入S4；
S4、若Amax-Bmin或Bmax-Amin的值最大，则进入均衡模式一，Amax和Bmin之间均衡或Bmax和Amin之间均衡；若Amax-Amin或Bmax-Bmin的值最大，则进入均衡模式二，Amax和Amin之间均衡或Bmax和Bmin之间均衡；
S5、均衡teq时间后，停止均衡，返回S1。
实施例二
图2是适用于2*2节电池的基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路。开关SA1、SA2、SA5、SA6和SB1、SB2、SB5、SB6由一个N沟道MOSFET组成。SA1(SB1)和SA5(SB5)的D极分别与电池A1(B1)的正极和A2(B2)的负极相连，SA1(SB1)和SA5(SB5)的S极与均衡母线a1(b1)连接；SA2(SB2)和SA6(SB6)的D极分别与电池A1(B1)的正极和A2(B2)的负极相连，SA2(SB2)和SA6(SB6)的S极与均衡母线a2(b2)连接。开关SA3(SB3)和SA4(SB4)由两个S极相连的N沟道MOSFET串联组成，两端分别与电池A1(B1)的负极、均衡母线a1(b1)和电池A1(B1)的负极、均衡母线a2(b2)相连。
双极性T型双谐振开关电容变换器由两个电感L1、L2和一个电容C组成。其中，两个电感的一端与电容的一端相连组成T型结构。电感L1的另一端与均衡母线a1相连，电感L2的另一端与均衡母线b1相连；电容C的另一端与均衡母线a2、b2相连。
假设电池电压VA1>VA2>VB1>VB2，由电压采样电路采集各电池单体电压信息后，送入控制器，控制器判断Amax-Bmin的值最大，则进入均衡模式一，能量从电池A1传递到电池B2。
图3是均衡过程中电流流动方向，图4是对应的理论波形图。
电容的正极性充电状态，如图3(a)所示，持续时间为t0至t1。在t0时刻，开关SA1和SA4导通。电池A1经过电感L1给电容C正极性充电，电容电压VC正极性上升，电感电流iL1正极性上升。
电容的正极性充放电共存状态，如图3(b)所示，持续时间为t1至t2，开关SA1和SA4保持导通。在t1时刻，开关SB4和SB5导通。电池A1经过电感L1给电容C正极性充电，电容C经过电感L2给电池B2放电，电容电压VC先正极性上升后下降，电感电流iL1正极性下降，电感电流iL2反极性上升。在t2时刻，电感电流iL1正极性下降至0附近，开关SA1和SA4零电流关断。
电容的正极性放电状态，如图3(c)所示，持续时间为t2至t3，开关SB4和SB5保持导通。电容C经过电感L2给电池B2放电，电容电压VC正极性下降至0附近，电感电流iL2反极性下降至0。在t3时刻，开关SB4和SB5零电流关断。
电容的反极性充电状态，如图3(d)所示，持续时间为t3至t4。在t3时刻，开关SA2和SA3导通。电池A1经过电感L1给电容C反极性充电，电容电压VC反极性上升，电感电流iL1反极性上升。
电容的反极性充放电共存状态，如图3(e)所示，持续时间为t4至t5，开关SA2和SA3保持导通。在t4时刻，开关SB3和SB6导通。电池A1经过电感L1给电容C反极性充电，电容C经过电感L2给电池B2放电，电容电压VC先反极性上升后下降，电感电流iL1反极性下降，电感电流iL2正极性上升。在t5时刻，电感电流iL1反极性下降至0附近，开关SA2和SA3零电流关断。
电容的反极性放电状态，如图3(f)所示，持续时间为t5至t6，开关SB3和SB6保持导通。电容C经过电感L2给电池B2放电，电容电压VC反极性下降至0附近，电感电流iL2正极性下降至0。在t6时刻，开关SB4和SB5零电流关断。
在电容的正极性充电状态、正极性放电状态、反极性充电状态和反极性放电状态，电感电流和电容电压的频率为串联谐振电路的固有频率；在电容的正极性充放电共存状态和反极性充放电共存状态，电感电流和电容电压的频率为串联谐振电路固有频率的
Figure BDA0002686631590000101
倍，则整个均衡过程的开关频率为串联谐振电路固有频率的
Figure BDA0002686631590000102
倍。
实施例三
假设实施例二的均衡电路中，电池电压为VA1>VB1>VB2>VA2，由电压采样电路采集各电池单体电压信息后，送入控制器，控制器判断Amax-Amin的值最大，则进入均衡模式二，能量从电池A1传递到电池A2。
图5是均衡过程中电流流动方向，图6是对应的理论波形图。
电容的正极性充电状态，如图5(a)所示，持续时间为t0'至t1'。在t0'时刻，开关SA1和SA4导通。电池A1经过电感L1给电容C正极性充电，电容电压VC'正极性上升，电感电流iL1'正极性上升后下降至0。在t1'时刻，开关SA1和SA4零电流关断。
电容的正极性放电状态，如图5(b)所示，持续时间为t1'至t2'。在t1'时刻开关SA3和SA6导通。电容C经过电感L1给电池A2放电，电容电压VC'正极性下降至0附近，电感电流iL1'反极性上升后下降至0。在t2'时刻，开关SA3和SA6零电流关断。
电容的反极性充电状态，如图5(c)所示，持续时间为t2'至t3'。在t2'时刻，开关SA2和SA3导通。电池A1经过电感L1给电容C反极性充电，电容电压VC'反极性上升，电感电流iL1'反极性上升后下降至0。在t3'时刻，开关SA2和SA3零电流关断。
电容的反极性放电状态，如图5(d)所示，持续时间为t3'至t4'。在t3'时刻开关SA4和SA5导通。电容C经过电感L1给电池A2放电，电容电压VC'反极性下降至0附近，电感电流iL1'正极性上升后下降至0。在t4'时刻，开关SA4和SA5零电流关断。
在电容的正极性充电状态、正极性放电状态、反极性充电状态和反极性放电状态，电感电流和电容电压的频率为串联谐振电路的固有频率。因此，整个均衡过程的开关频率为串联谐振电路固有频率的1/2倍。
如图7为本发明对2*2节电池在PSIM9.0软件上进行仿真的电压轨迹图。其中，电池以1F的电容进行模拟，电池的初始电压设置为四个值，分别为4.0V、3.97V、3.93V和3.9V。在2*2节电池组中，根据电压在不同串联电池组的分布，可以分为三种独立情况：①VA1＝4.0V、VA2＝3.97V、VB1＝3.93V、VB2＝3.9V；②VA1＝4.0V、VA2＝3.93V、VB1＝3.97V、VB2＝3.9V；③VA1＝4.0V、VA2＝3.9V、VB1＝3.97V、VB2＝3.93V。如图7(a)、7(b)、7(c)所示分别为电压分布情况①、②和③时的电压轨迹图，均衡时间分别为0.024s、0.025s和0.029s，平均均衡时间为0.026s。电池的最大电压差从0.1V降低至0.003V，最终电压均约为3.945V。仿真结果验证了本发明的有效性，快速性和高效率性。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路，其特征在于，所述均衡电路包括两个串联电池组、开关网络、均衡母线、双极性T型双谐振开关电容变换器、开关驱动电路、电压采样电路和控制器；
所述串联电池组分别为A组和B组，每组串联电池组均由n个电池单体串联组成，依次命名为A1、A2、…An和B1、B2、…Bn；
所述开关网络由4n+4个双向选通开关组成，其中2n+2个双向选通开关，分别为SA1、SA2、…、SA2n+2，组成开关网络A，与A组串联电池组的各电池单体连接；其中，2n+2个双向选通开关，分别为SB1、SB2、…、SB2n+2，组成开关网络B，与B组串联电池组的各电池单体连接；
其中，SA3、SA4、…、SA2i+1、…、SA2n-1、SA2n和SB3、SB4、…、SB2i+1、…、SB2n-1、SB2n由两个反向串联的N沟道MOSFET组成,i＝1、2、…、n-1；SA1、SA2、SA2n+1、SA2n+2和SB1、SB2、SB2n+1、SB2n+2由一个N沟道MOSFET组成，MOSFET上并联的二极管为电感电流提供续流通道；
SA2i+1的一端与电池Ai的负极相连，SA1和SA2n+1的D极分别与电池A1的正极和An的负极相连，SA2i+1的另一端、SA1和SA2n+1的S极均连接均衡母线a1；SA2i+2的一端与电池Ai的负极相连，SA2和SA2n+2的D极分别与电池A1的正极和An的负极相连，SA2i+2的另一端、SA2和SA2n+2的S极均连接均衡母线a2；SB2i+1的一端与电池Bi的负极相连，SB1和SB2n+1的D极分别与电池B1的正极和Bn的负极相连，SB2i+1的另一端、SB1和SB2n+1的S极均连接均衡母线b1；SB2i+2的一端与电池Bi的负极相连，SB2和SB2n+2的D极分别与电池B1的正极和Bn的负极相连，SB2i+2的另一端、SB2和SB2n+2的S极均连接均衡母线b2；
所述电压采样电路采集各电池单体电压信号，并传入控制器，控制器输出开关信号，经过开关驱动电路放大信号，控制开关网络的通断；
其中，所述双极性T型双谐振开关电容变换器由两个电感L1、L2和一个电容C组成，其中，两个电感的一端与电容的一端相连组成T型结构，电感L1的另一端与均衡母线a1相连，电感L2的另一端与均衡母线b1相连；电容C的另一端与均衡母线a2、b2相连。
2.根据权利要求1所述的基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路，其特征在于，所述双向选通开关的两个反向串联N沟道MOSFET的G极相连，两个MOSFET共用一个驱动信号，其中，反向串联为两个N沟道MOSFET的S极相连。
3.根据权利要求1所述的基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路，其特征在于，所述均衡电路包括两个均衡模式，均衡模式一为串联电池组A的电池单体和串联电池组B的电池单体之间的能量均衡，均衡模式二为串联电池组A或串联电池组B内部的电池单体之间的能量均衡。
4.根据权利要求3所述的基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路，其特征在于，所述均衡模式一下，电容C有六个均衡状态交替工作，分别为：正极性充电状态、正极性充放电共存状态、正极性放电状态、反极性充电状态、反极性充放电共存状态、反极性放电状态，六个状态的时间占比为
Figure FDA0003615601060000021
其中，当电容C在正极性充放电共存状态和反极性充放电共存状态中实现了双谐振，即在高电压电池对电容充电的同时，电容对低电压电池放电；当电容C在正极性充电状态、正极性充放电共存状态、正极性放电状态时为电容正极性均衡，电容C在反极性充电状态、反极性充放电共存状态、反极性放电状态时为电容反极性均衡。
5.根据权利要求4所述的基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路，其特征在于，所述均衡模式一下，开关信号为4路占空比35％的方波信号，其中，第一路方波信号的高电平占据一个周期中0％～35％阶段，第二路方波信号的高电平占据一个周期中15％～50％阶段，第三路方波信号的高电平占据一个周期中50％～85％阶段，第四路方波信号的高电平占据一个周期中65％～100％阶段，在一个均衡周期中，0％～15％阶段对应电容的正极性充电状态，15％～35％阶段对应正极性充放电共存状态，35％～50％阶段对应正极性放电状态，50％～65％阶段对应反极性充电状态，65％～85％对应反极性充放电共存状态，85％～100％阶段对应反极性放电状态。
6.根据权利要求4所述的基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路，其特征在于，所述均衡模式一下，开关信号的频率等于LC串联谐振电路固有频率的
Figure FDA0003615601060000031
倍时，实现零电流开关。
7.根据权利要求3所述的基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路，其特征在于，所述均衡模式二下，电容C有四个均衡状态交替工作，分别为：正极性充电状态、正极性放电状态、反极性充电状态、反极性放电状态，四个状态的时间占比为1:1:1:1；
当电容C为正极性充电状态、正极性放电状态时为电容正极性均衡，当电容C为反极性充电状态、反极性放电状态时为电容反极性均衡。
8.根据权利要求7所述的基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路，其特征在于，所述均衡模式二下，开关信号为4路占空比25％的方波信号，其中，第一路方波信号的高电平占据一个周期中0％～25％阶段，第二路方波信号的高电平占据一个周期中25％～50％阶段，第三路方波信号的高电平占据一个周期中50％～75％阶段，第四路方波信号的高电平占据一个周期中75％～100％阶段，在一个均衡周期中，0％～25％阶段对应电容的正极性充电状态，25％～50％阶段对应正极性放电状态，50％～75％阶段对应反极性充电状态，75％～100％阶段对应反极性放电状态；
当开关信号的频率等于LC串联谐振电路固有频率时，实现零电流开关。
9.一种根据权利要求1至8任一所述的基于双极性T型双谐振开关电容变换器的均衡电路的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括以下步骤：
S1、电压采样电路采集所有电池单体电压，并将电压信息传入控制器；
S2、控制器根据所有电池单体的电压信息，得出串联电池组A中电压最高和最低的电池单体序号Amax、Amin，串联电池组B中电压最高和最低的电池单体序号Bmax、Bmin；
S3、若Amax-Amin、Amax-Bmin、Bmax-Amin、Bmax-Bmin均小于均衡阈值，则结束均衡，否则进入步骤S4；
S4、若Amax-Bmin或Bmax-Amin的值最大，则进入均衡模式一，Amax和Bmin之间均衡或Bmax和Amin之间均衡，若Amax-Amin或Bmax-Bmin的值最大，则进入均衡模式二，Amax和Amin之间均衡或Bmax和Bmin之间均衡；
S5、均衡teq时间后，停止均衡，返回步骤S1。
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