CN112166312B - 传感器装置和操作传感器装置的方法 - Google Patents

Abstract

一种传感器装置(10)，包括：压力传感器(12)、电容至数字转换器(13)、测试电路(14)以及开关电路(15)，该压力传感器被实现为电容式压力传感器，该开关电路将电容至数字转换器(13)和测试电路(14)耦接至压力传感器(12)。

Description

传感器装置和操作传感器装置的方法

本公开内容涉及传感器装置和操作传感器装置的方法。

传感器装置包括传感器，例如压力传感器。压力传感器通常具有膜。该膜可以被制造为微机电系统膜，缩写为MEMS膜。在膜的两侧之间存在压力差的情况下，膜被偏转。压力传感器通常被实现为电容式压力传感器。因此，膜的偏转导致压力传感器的电容值的变化。因此，压力传感器通常连接至电容至数字转换器以产生取决于膜的两侧之间的压力差的数字值。压力测量的稳定性和灵敏度高度依赖于膜的物理特性。这些物理特性在压力传感器的不同示例中可以不同，并且在压力传感器的寿命期间可以变化。

目的是提供提高了传感器测量的精度的传感器装置和操作该传感器装置的方法。

通过独立权利要求的主题来实现这些目的。在从属权利要求中描述了进一步的发展和实施例。

除非另有说明，否则上述定义也适用于以下描述。

在实施例中，传感器装置包括压力传感器、电容至数字转换器、测试电路以及将电容至数字转换器和测试电路耦接至压力传感器的开关电路。压力传感器被实现为电容式压力传感器。

有利地，能够由电容至数字转换器执行对电容式压力传感器的测量。测试电路被设计成获得关于压力传感器的另一信息，例如校正数据。因此，使用所述另一信息能够校正由电容至数字转换器提供的数字信号。

在实施例中，传感器装置包括半导体本体。半导体本体至少包括压力传感器、电容至数字转换器、测试电路和开关电路。压力传感器、电容至数字转换器、测试电路和开关电路集成在半导体本体的第一表面上。传感器装置仅包括单个半导体本体。

在可替代实施例中，传感器装置包括半导体本体和另一半导体本体，它们一起包括压力传感器、电容至数字转换器、测试电路和开关电路。

在实施例中，传感器装置包括耦接至电容至数字转换器、测试电路和开关电路的数字电路。半导体本体可以包括数字电路。

在实施例中，传感器装置包括连接至数字电路的存储器。半导体本体可以包括存储器。

在实施例中，在操作的测试阶段中，数字电路控制开关电路，使得测试电路耦接至压力传感器，或者使得测试电路和电容至数字转换器耦接至压力传感器。

在实施例中，在操作的测试阶段中，数字电路控制开关电路，使得测试电路唯一地或者仅耦接至压力传感器，其中，电容至数字转换器不耦接至压力传感器。可替代地，在操作的测试阶段，数字电路控制开关电路，使得测试电路和电容至数字转换器二者均耦接至压力传感器。

在操作的测试阶段，数字电路可以将校正数据存储在存储器中。

在实施例中，在操作的测量阶段，数字电路控制开关电路，使得电容至数字转换器耦接至压力传感器。

在操作的测量阶段，数字电路可以根据由电容至数字转换器提供的数字信号和存储在存储器中的校正数据来提供数字化压力信号。

在实施例中，在操作的测试阶段中，传感器装置执行频率扫描并且确定压力传感器的膜的谐振频率。可替代地，传感器装置确定品质因数。品质因数可以等于谐振峰的宽度。

在实施例中，测试电路执行频率扫描并生成测试结果信号。数字电路根据测试结果信号确定谐振频率，并且可选地还确定品质因数。数字电路根据谐振频率并且可选地还根据品质因数来确定校正数据。

在实施例中，压力传感器包括第一电极和第二电极。测试电路包括第一端子和第二端子。开关电路将测试电路的第一端子耦接至第一电极，并且将测试电路的第二端子耦接至第二电极。

在实施例中，开关电路将电容至数字转换器的第一输入端耦接至第一电极，并且将电容至数字转换器的第二输入端耦接至第二电极。

在实施例中，测试电路包括电流源，所述电流源具有第一端子和第二端子，所述第一端子连接至测试电路的第一端子，所述第二端子连接至测试电路的第二端子。

在实施例中，测试电路包括定时发生器，该定时发生器连接至电流源并且向电流源提供调制器时钟信号。由定时发生器控制的电流源可以操作诸如调制器。

在实施例中，测试电路包括解调器电路，该解调器电路具有连接至测试电路的第一端子的第一输入端和连接至测试电路的第二端子的第二输入端。

在实施例中，定时发生器连接至解调器电路，并且向解调器电路提供解调器时钟信号。

在实施例中，测试电路包括连接至解调器电路的输出侧的滤波器。测试电路包括连接至滤波器的输出侧并且连接至数字电路的输入端的模数转换器。

在实施例中，测试电路包括偏置电路，该偏置电路具有第一端子和第二端子，该第一端子连接至测试电路的第一端子，该第二端子连接至测试电路的第二端子。偏置电路可以被配置成调整第一电极的DC偏置电压和第二电极的DC偏置电压。

在实施例中，在操作的测试阶段，偏置电路向偏置电路的第一端子和第二端子提供源电压。因此，通过偏置电路，压力传感器的第一电极和第二电极被设置在相同的DC电位上。

在可替代实施例中，在操作的测试阶段，偏置电路在偏置电路的第一端子和第二端子之间施加源电压。因此，压力传感器的第一电极和第二电极可以具有不同的DC电位。两个DC电位之间的差等于源电压。电容至数字转换器根据压力传感器的电容值生成数字信号。电容值是源电压值的函数。数字电路使用数字信号确定校正数据。

在进一步的发展中，偏置电路生成源电压的至少两个不同的值。电容至数字转换器生成数字信号的至少两个值。数字电路根据数字信号的至少两个值来确定校正数据。

在实施例中，传感器装置包括另一压力传感器。该另一压力传感器可以被实现为另一电容式压力传感器。

在实施例中，开关电路将电容至数字转换器和测试电路耦接至另一压力传感器。

在实施例中，操作传感器装置的方法包括：

在操作的测量阶段中，经由开关电路将电容至数字转换器耦接至压力传感器，以及

在操作的测试阶段中，经由开关电路将测试电路耦接至压力传感器，或者将测试电路和电容至数字转换器耦接至压力传感器。

压力传感器被实现为电容式压力传感器。

在实施例中，在操作的另一测量阶段中，经由开关电路将电容至数字转换器耦接至另一压力传感器。

在实施例中，在操作的另一测试阶段中，经由开关电路将测试电路耦接至另一压力传感器。可替代地，在操作的另一测试阶段中，经由开关电路将测试电路和电容至数字转换器耦接至另一压力传感器。

在实施例中，在操作的测量阶段中，数字电路根据由电容至数字转换器提供的数字信号和存储在存储器中的校正数据来提供数字化压力信号。

在实施例中，在操作的测试阶段中，数字电路根据由测试电路提供的测试结果信号和由电容至数字转换器提供的数字信号中的至少之一来将校正数据存储在存储器中。

可以例如由根据以上定义的实施例之一的传感器装置来实现操作传感器装置的方法。操作传感器装置的方法可以实现为用于压力测量或操作压力传感器的方法。

测量阶段可以在测试阶段之后。

可替代地，测试阶段可以在前一测量阶段之后，而测量阶段在测试阶段之后。因此，测试阶段可以在两个测量阶段之间。

在实施例中，传感器装置包括代替压力传感器的传感器。该传感器可以是例如微机电系统传感器(缩写为MEMS传感器)、电容传感器、电容式传感器、物理传感器或机械传感器。

在实施例中，传感器装置包括加速度计或陀螺仪而不是压力传感器。电容-电压测量或方法以及/或者谐振频率测量或方法用于能够被静电致动的设备。如果例如AC/DC偏置电压能够施加在嵌入在设备中的可移动结构中的电极和固定结构中的对电极上，则这样的设备能够使用本公开内容中描述的方法和电路。

在实施例中，传感器装置(缩写为装置)被配置成测量压力传感器的膜的谐振频率。该装置被配置用于压力传感器的现场校准。传感器装置可以在专用集成电路，简称ASIC的顶部实现。传感器装置与ASIC集成以减少串扰并减少占用面积和封装高度。

在实施例中，压力传感器在校准之后在1000mbar下能够具有0.5mbar的高绝对精度。这等于0.05％的相对精度。这对于机械设备是非常低的值。这意味着材料特性、外力等的小变化能够引起传感器输出读数例如数字信号的显著偏移。因此，期望在压力传感器的使用寿命期间现场校准可能的精度偏移。在本公开内容中，描述了能够一起使用或者仅使用它们中的一种的两种方法：谐振频率法和电容-电压法，电容-电压法也称为CV法。电容-电压法也可以称为电容对电压偏置法、电容对电压法、电容-电压偏置法或电容对DC偏置法，简称CV法。C-V代表电容-电压：即，电容是所施加的偏置电压的函数。在后一种方法中，在电极上施加偏置电压，使得柔性顶部电极朝向固定的底部电极的静电吸引。由于静电吸引，电容可以随偏置电压抛物线地增加。该偏置电压是DC偏置电压。偏置电压可以实现为源电压。在这两种方法中，该装置不时地执行专用测量，称为补偿测量，以感测压力传感器换能器的变化。这些变化是引起传感器输出偏移的原因。通过检测这些改变的特性，该装置能够补偿它们并且减小输出偏移。

在实施例中，压力传感器被插入移动设备中并且被现场校准。压力传感器被设计成使得传感器输出偏移较低。利用所提出的方法，可以校准或减少残余输出偏移，使得压力传感器在整个寿命期间具有恒定的高绝对精度。传感器输出由于换能器和/或封装特性的小变化而偏移。换能器是在密封腔顶部上的自由悬挂的悬置膜。腔压力通常非常小，大约为几毫巴，缩写为mbar。外部大气压力压在膜上，使其在腔的另一侧上沿底部电极的方向向下弯曲。在膜内部是顶部电极，并且测量所述顶部电极与所述底部电极之间的电容。电容与大气压力直接相关。膜的特性在很大程度上决定了压力传感器的特性。

传感器输出偏移主要由膜特性的变化引起。通过测量膜特性的变化，例如通过使用传感器装置的现场补偿测量，可以补偿这种变化引起的传感器输出偏移。通常，这种漂移的常规规格是每年±1mbar传感器漂移的量级。因此，在例如10年的寿命之后，该漂移达到±10mbar(＝1％)。常规设备的典型焊接漂移也在±1mbar传感器漂移的量级。有利地，传感器装置和用于操作传感器装置的方法可以补偿所有这些漂移效应，以在寿命期间将精度保持在±1mbar精度内。请注意，需要校正的传感器漂移很小，这证明将漂移补偿限制到一阶效应是合理的。

用有效膜刚度来描述最重要的膜特性。由传感器特性如膜层堆叠中的材料、膜的横向大小、有效膜应力和腔压力来确定有效膜刚度。传感器漂移主要由有效膜刚度的变化引起。传感器装置检测有效膜刚度的变化，使得传感器漂移能够被现场补偿。

传感器特性的以下可能变化影响有效膜刚度：可能是由于周围层的除气或通过膜的内扩散引起的腔压力的变化。可能是由于膜或锚(anchor)中的应力松弛或CMOS后端铝中的应力变化引起的有效应力的变化。

这种装置可能无法补偿例如灾难性故障，如ASIC的模拟前端中的膜破损或漂移。

本公开内容涉及使用MEMS膜的压力传感器；该膜能够被建模为电容器加上一系列并联的寄生元件。通过在顶部电极和底部电极上施加交流偏置电压来测量AC响应。当以特定的特征频率即谐振频率在顶部电极和底部电极上施加交流偏置电压时，能够使膜谐振。AC响应示出了谐振的峰值，该谐振峰值的值与膜和下面的腔的一些物理特性相关。谐振频率是膜特性和腔特性的谐振。测量膜的谐振频率给出关于膜刚度、腔压力和压力灵敏度的信息。能够使膜谐振使得能够检测缺陷并确定膜是否被适当地释放。根据谐振频率测量得到的信息使得能够确定总换能器产量。

片上谐振测量电路使得能够确定在膜应力和/或晶圆弯曲时是否发生不可接受的变化。如果膜不是密封的或者在腔中发生除气，则确定谐振频率和谐振峰的宽度(即半最大值处的全宽，简称FWHM)是有用的。基于该信息，能够确定品质因数。该装置使得能够在压敏膜的固有谐振频率(700kHz至900kHz)附近的大频率范围1kHz……100kHz内执行频率扫描。

测量压力传感器膜的谐振频率给出了关于膜的刚度和缺陷的存在的信息。例如，如果不存在谐振频率，则膜不会被适当地释放或者甚至破裂。如果谐振频率显著较高，则膜能够(部分地)粘附。如果在腔中剩余有颗粒或蚀刻残留物，则谐振频率将与相邻设备显著不同，即，由于膜的较大质量/刚度，谐振频率通常较大。如果膜是泄漏的/非密封的，则谐振频率也增加，并且因此能够用于检测故障设备。谐振频率与压敏膜中的质量和应力直接相关。能够利用片上集成谐振测量电路来精确地监测膜应力随时间的变化。膜应力能够由于几个原因而变化：1)由于在线路后端(简称BEOL)互连中使用的等离子体增强化学气相沉积(简称PECVD)沉积的氧化硅和/或氮化硅层中的应力变化而引起的(晶圆)弯曲的变化，2)由于大的温度偏移而引起的铝互连层的固有应力以及/或者可能还有弹性模量的变化：已知铝表现出影响晶圆弯曲并且因此也影响膜应力的粘弹性和甚至粘塑性行为，3)由腔外部的空气的粘弹性阻尼和/或由腔内部捕获的气体的粘弹性阻尼：气体分子的粘性使得能量通过压缩和剪切而耗散，如果气体存在于腔内，则谐振频率由于缓冲效应而增加，4)膜堆叠应力的变化，例如PECVD氮化硅密封层的压缩应力能够由于材料随时间的结构重排而变化。

谐振峰的宽度使得能够确定谐振器的品质因数。品质因数是阻尼行为的量度。低品质因数指示在振荡期间例如由于在腔内捕获的空气或气体的存在而使膜运动被抑制。品质因数的倒数与腔压力成比例。腔的除气(由从腔逸出的气体以及扩散到腔中的气体分子引起)导致传感器漂移。该装置被设计成确定谐振频率峰值的宽度。

在实施例中，传感器装置包括具有四个端子和两个压力传感器的电容至数字转换器电路。两个压力传感器具有压敏膜。在操作的测试阶段，可以由传感器装置来测试并联连接的两个压力传感器的膜。如果两个压力膜并联连接至谐振激励电路，则将出现两个谐振峰，这两个谐振峰将根据两个膜的各个应力状态而部分交叠。该装置执行频率扫描，并使得能够区分两个谐振频率峰的峰位置。由于阻尼，谐振频率将部分交叠。在没有频率扫描的情况下，半最大值处的全宽的确定可能产生错误的结果。该装置被设计成在使用多个电容式压力传感器膜的情况下确定多个谐振频率。

在实施例中，测试电路被连接至正好一个压力传感器。压力传感器包括正好一个膜。因此，一个单膜连接至谐振频率电路。即使多个膜被用于电容至数字转换器，测试电路也连接至一个单膜。

测试电路可以经由开关电路耦接至正好一个压力传感器。压力传感器包括正好一个膜。在操作的测试阶段中，通过传感器装置测试该正好一个膜。在测试阶段中单独测试该正好一个膜。

有利地，执行频率扫描更容易使膜振荡。如果预先知道谐振频率，则利用简单的振荡器电路，能够使膜振荡。在发生大的偏移或者在品质因数低的情况下，如果不以精确的频率激励膜，则激励膜变得困难。然而，在整个频率上分析结果时，除了谐振频率之外，还可以获得品质因数。使用该装置，可以通过测量晶圆分类时的膜特性来优化产量。该装置使得能够在组装产品并对其进行校准之前，在晶圆分类时验证膜中的缺陷。在产品作为好的已知管芯销售的情况下，能够显著地增加故障覆盖率。传感器装置被配置成考虑谐振频率和品质因数的增量来重新对设备进行现场校准。

在频率方法和CV方法之间加入了对压力传感器的校准。有利地，可以不需要精确的压力参考，例如第二压力传感器。因此，能够在现场完成漂移校正。压力传感器保持的较精确。校准方法不需要因特网访问或GPS数据。因此该方法也将在没有这种功能的设备中工作。此处，已经存在的底部电极和顶部电极用于施加附加的力。谐振频率使得能够监测应力变化以及腔压力变化。该方法提高了装置在现场中的准确性，并且补偿了微小的漂移。可以不需要附加的外部输入。

传感器装置被实现为以特定频率施加刺激然后同步解调该响应以便提取该频率处的同相分量和正交分量的电路。传感器装置可以被实现为执行频率扫描的嵌入式集成电路，该频率扫描得到多个膜的谐振频率响应以及谐振频率峰的宽度。该装置被实现为能够使用在0°和90°二者的操作模式下的时钟信号的频率扫描来确定电容式压力传感器膜的谐振频率的电路。

以下对实施例的附图的描述还可以示出和说明传感器装置和操作传感器装置的方法的各方面。分别用相同的附图标记来表示具有相同结构和相同效果的设备和电路部分。在不同附图中的设备或电路部件在其功能方面彼此对应的情况下，对以下附图中的每一个不再重复其描述。

图1A至图1C示出了传感器装置的实施例的示例；

图2示出了压力传感器的示例；

图3A至图3E示出了传感器装置的实施例的另一示例；

图4示出了传感器装置的信号的示例；

图5A和图5B示出了传感器装置的模拟结果的示例；

图6A和图6B示出了压力传感器的模型和测量值的示例；

图7A和图7B示出了压力传感器的测量结果的示例；以及

图8示出了传感器装置的实施例的另外的示例。

图1A示出了传感器装置10的实施例的示例。在半导体本体11上实现传感器装置10(简称为装置)。传感器装置10包括实现为电容式压力传感器12并简称为传感器的压力传感器12。因此，传感器装置10被实现为压力传感器装置。此外，装置10包括电容至数字转换器13、测试电路14和开关电路15。电容至数字转换器13能够简称为转换器。转换器13经由开关电路15耦接至传感器12。测试电路14经由开关电路15耦接至传感器12。

开关电路15包括第一开关16。第一开关16将测试电路14耦接至传感器12。开关电路15的第二开关17将转换器13耦接至传感器12。装置10包括连接至转换器13和测试电路14的数字电路20。数字电路20连接至开关电路15的控制端子，并因此连接至第一开关16和第二开关17的控制端子。装置10包括连接至数字电路20的存储器21。

在操作的测量阶段M，数字电路20控制开关电路15，使得转换器13连接至传感器12。测试电路14在操作的测量阶段M不连接至传感器12。转换器13提供数字信号SD。数字信号SD取决于传感器12的电容。压力P被提供给传感器12的膜。数字信号SD是膜的前侧与膜的后侧之间的压力差的函数。数字信号SD由转换器13提供给数字电路20。数字电路20产生数字化压力信号SP，并在装置10的输出端22处提供数字化压力信号SP。

在操作的测试阶段T，数字电路20控制开关装置15，使得测试电路14连接至传感器12。在操作的测试阶段T，转换器13可以从传感器12断开。测试电路14由数字电路20控制。测试电路14可以产生测试结果信号SRT并将其提供给数字电路20。测试结果信号SRT可以取决于在操作的测试阶段T期间在传感器12处测量的参数。数字电路20产生数据并将其作为校正数据存储在存储器21中。校正数据取决于测试结果信号SRT。在操作的测试阶段T之后的操作的测量阶段M中，数字化压力信号SP作为数字信号SD和存储在存储器21中的校正数据的函数而提供。

在可替代实施例中，在操作的测试阶段T，数字电路20控制开关电路15，使得转换器13和测试电路14二者都连接至传感器12。因此，测试电路14可以向传感器12提供测试信号。转换器13对受测试信号影响的传感器12的电容进行测量。转换器13向数字电路20提供数字信号SD。数字电路20将校正数据作为数字信号SD的函数储存到存储器21中。

在实施例中，数字电路20在最后测量阶段之后的测试阶段期间提供在最后测量阶段中测量的数字化压力信号SP的最后值。因此，数字化压力信号SP没有中断。

装置10规律地执行补偿测量以跟踪传感器输出漂移并对其进行补偿。在这些测量期间，传感器12被通电，但是它不能执行正常的测量，并且因此不能产生数字化压力信号SP的新值。由于膜特性的测量可能花费几十毫秒(并且更长)，所以应用程序和客户可能注意到传感器输出SP的中断。因此，不时地执行补偿测量，并且在补偿测量期间不可能有压力读数。可选地，传感器装置10可以使用最后测量的值用于提供数字化压力信号SP。可替代地，最终应用程序以规则的间隔在外部触发补偿例程。在装置10在请求新的压力读数时接收到信息的情况下，装置可以在不请求读数的时间窗口中计划补偿测量。

在实施例中，谐振频率方法使用包括ASIC构件块的装置10。装置10被设计成测量膜的谐振频率fres。需要将附加的构件块添加至ASIC以实现该补偿方法的功能：因此，向转换器13添加构件块例如测试电路14和具有低电容开关的开关电路15。测试电路14被实现为谐振频率构件块，并且产生由数字电路20控制的DC和AC电压。这些构件块确定谐振频率fres，并且数字块20执行计算。

在测试期间，确定在零时间点处的谐振频率fres并将其存储在存储器21中。该测试可以是最终测试，例如电子分拣(esort)晶圆测试、电子分选(e-sort)晶圆测试和/或最终生产测试，或者可以是如上所述的测试阶段。预先确定谐振频率fres的变化与所得到的传感器输出偏移之间的相关性，并将其作为查找表或者作为具有存储在存储器中的校准常数的函数存储在存储器21中。在现场的补偿测量期间，谐振频率fres被确定并在存储器21中更新。根据谐振频率fres的变化，补偿传感器输出偏移。

补偿测量的频率：补偿测量是以预定间隔执行的。随着传感器装置10的寿命的增加，或者如果传感器输出偏移增加，间隔能够被缩短。因为实时时钟有利于跟踪经过的时间，因此补偿测量可以由端部应用触发。端部应用还能够考虑在补偿测量期间无法读取压力。在需要非常精确的压力读数的情况下，也能够执行补偿测量。由于在没有补偿的情况下传感器输出漂移能够是每年1mbar的量级，所以每天一次或更少频率地执行该测量就足够了。可以推荐每月运行至少一次补偿以确保传感器精度并检测强传感器漂移的发生。谐振频率方法可能仅花费几十毫秒。

图1B示出了作为图1A所示的实施例的进一步发展的传感器装置10的实施例的另一示例。传感器装置10包括另一压力传感器30，另一压力传感器被实现为另一电容式压力传感器并且简称为另一传感器。此外，装置10包括另一开关装置31、另一电容至数字转换器32，简称为另一转换器。装置10包括另一测试电路33。另一测试电路33和另一转换器32经由另一开关电路31耦接至另一传感器30。数字电路20连接至另一转换器32和另一测试电路33。此外，数字电路20连接至另一开关电路31。另一开关装置31被实现为例如开关电路15。另一转换器32被实现为例如转换器13。另一测试电路33被实现为例如测试电路14。半导体本体11可以包括另一传感器30、另一开关装置31、另一转换器32和另一测试电路33。

在操作的测量阶段M，数字电路20设置另一开关电路31，使得另一转换器32连接至另一传感器30，并且另一测试电路33与传感器30断开。另一转换器32产生被提供给数字电路20的另一数字信号SD1。数字电路20根据数字信号SD和另一数字信号SD1生成数字化压力信号SP。数字化压力信号SP可被称为传感器输出。

在操作的测试阶段T，数字电路20控制另一开关电路31，使得另一测试电路33连接至另一传感器30。另一转换器32可以与另一传感器30断开。

可替代地，在操作的测试阶段T中，数字电路20控制开关装置31，使得另一测试电路33和另一转换器32二者均连接至另一传感器30。

传感器12和另一传感器30可以实现为相同的传感器。提供给传感器12的膜的压力P可以等于提供给另一传感器30的膜的压力。因此，原则上数字信号SD和另一数字信号SD1可以是相同的。这两个信号SD、SD1的差异可以指示传感器12或者另一传感器30具有劣化的特性，例如膜中的故障。数字电路20可以识别数字信号SD和另一数字信号SD1的这种差异，并触发操作的测试阶段T的开始。在操作的测试阶段T中，数字电路20确定传感器12或另一传感器30这两个传感器中的哪个传感器以足够的方式操作，以及数字信号SD或另一数字信号SD1中哪个信号应当用于产生数字化压力信号SP。数字化压力信号SP将不依赖于通过有故障的传感器装置产生的其他数字信号SD、SD1。

可以同时执行传感器12和另一传感器30的测量。而且，可以同时执行传感器12和另一传感器30的测试。在相同的外部压力P下执行对两个传感器12、30的测量。因此，在相同的压力下执行对两个传感器12、30的测试。

装置10执行谐振频率测量。装置10包括两个膜。装置10可以执行自测试。电容至数字转换器13使用两个膜以使得能够进行差分电容测量。嵌入在装置10中的谐振频率电路将连接至所述膜中的一个以执行对谐振频率fres的测量。在另一膜上执行第二谐振频率测量。由于两个膜的良好匹配，谐振频率的差异通常非常小。如果它们没有被正确匹配，则在电子分拣期间能够取消选择该设备。例如，谐振频率fres可能由于泄漏的膜而偏移。谐振频率fres是环境压力P的轻微函数。因此，在现场中，难以使谐振频率fres的偏移与泄漏的膜相关。然而，观察两个谐振频率的差异，该方法检查其中一个膜是否相对于另一膜已经劣化。

图1C示出了作为图1A和1B中所示的实施例的进一步发展的传感器装置10的实施例的示例。另一传感器30连接至开关电路15。因此，转换器13和测试电路14二者均经由开关电路15耦接至另一传感器30。开关电路包括第三开关18和第四开关19。半导体本体11可以包括另一传感器30。

操作的测量阶段M可以被划分成第一测量阶段M1和第二测量阶段M2。在第一测量阶段M1中，转换器13经由开关电路15(例如经由第二开关17和第三开关18)连接至传感器12。在第二测量阶段M1中，转换器13经由开关电路15(例如经由第二开关17和第四开关19)连接至另一传感器30。

操作的测试阶段T也可以划分成第一测试阶段T1和第二测试阶段T2。在第一测试阶段T1，测试电路14经由开关电路15(例如经由第一开关16和第三开关18)连接至传感器12。在第二测试阶段T2中，测试电路14(例如经由第一开关16和第四开关19)连接至另一传感器30。在第一测试阶段T1和第二测试阶段T2中，转换器13与传感器12和另一传感器30断开。

可替代地，在第一测试阶段T1中转换器13连接至传感器12，并且在第二测试阶段T2中转换器13连接至另一传感器30。有利地，与图1B中所示的电路相比，减少了半导体本体11上的电路的数量。

图2示出了在图1A至图1C所示的装置10中实现的传感器12的实施例的示例。传感器12能够被称作电容式压力换能器。半导体本体11包括半导体衬底40。传感器12在半导体衬底40的顶部实现。传感器12包括顶部电极41和底部电极42。顶部电极41可以实现为顶部金属电极。底部电极42可以实现为底部金属电极。传感器12包括膜43。膜43包括顶部电极41。此外，膜43包括介电层44。介电层44可以布置在顶部电极41的顶部。介电层44可以被制造为钝化密封层。

传感器12包括腔45。腔45位于顶部电极41与底部电极42之间。顶部电极41位于腔45与介电层44之间。传感器12可以包括另一介电层46。该另一介电层46可以实现为蚀刻停止层。另一介电层46布置在底部电极42与腔45之间。通过蚀刻牺牲层(图2中未示出)来制造腔45。

半导体本体11包括金属化叠层50。金属化叠层50包括第一介电层51和第一金属化层52。金属化叠层50可以包括图2中未示出的另外的金属化层和另外的介电层。第一金属化层52的一部分56经由过孔53连接至底部电极42。顶部电极41也经由第一过孔54连接至金属层55。金属层55经由第二过孔57连接至金属化层52的另一部分58。

半导体本体11包括传感器12和集成电路。装置10可以被实现为设备。集成电路由半导体衬底40和金属化叠层50实现。金属化层的部分52、58连接至集成电路。集成电路包括图1A至图1C、图3A至图3E和图8中所示的电路，例如：转换器13、测试电路14、开关电路15、数字电路20和存储器21。集成电路实现为互补金属氧化物半导体电路，简称为CMOS电路。半导体本体11包括例如用于提供数字化压力信号SP的接合焊盘59。集成电路可以被设计为ASIC。半导体本体11被实现为管芯。装置10集成在一个管芯上。装置10集成在互补金属氧化物半导体管芯(简称为CMOS管芯)的顶部。

通过顶部电极41中的孔蚀刻未示出的牺牲层。在去除牺牲层之后，孔被介电层44封闭。腔45的边界在顶部由顶部电极41和填充顶部电极41的孔的介电层44限定，在底部由另一介电层46限定，并且在侧面由过孔54限定。膜43的厚度等于顶部电极41的厚度与顶部电极41顶部上的介电层44的厚度的和。膜43的区域由过孔54限定。过孔54围绕腔45。另一传感器30可以实现为例如传感器12。

在可替代实施例中，传感器12和另一传感器30可以不同。例如，传感器12的膜的区域可以不同于另一传感器30的膜的区域。形成传感器12的膜43的层41、44可以等于形成另一传感器30的膜的层41、44。

在未示出的可替代实施例中，半导体本体11包括传感器12和集成电路。集成电路包括图1A至图1C、图3A至图3E和图8中所示的电路例如转换器13和开关电路15的子集。另一半导体本体包括例如测试电路14、数字电路20和存储器21。

在未示出的可替代实施例中，半导体本体11包括传感器12并且没有任何集成电路。另一半导体本体包括例如转换器13、开关电路15、测试电路14、数字电路20和存储器21。

图3A示出了作为上述实施例的进一步发展的传感器装置10的实施例的示例。传感器12包括不同的端子。在图3A中，示出了传感器12的连接至第一电极60和第二电极61的两个端子。如图2所示，第一电极60可以实现为顶部电极41，并且第二电极61可以实现为底部电极42。可替代地，如图2所示，第一电极60可以实现为底部电极42，并且第二电极61可以实现为顶部电极41。第一电极60和第二电极61连接至开关电路15。

转换器13实现为电容测量电路。转换器13包括连接至开关电路15的第一输入端62和第二输入端63。开关电路15将转换器30的第一输入端62和第二输入端63耦接至第一电极60和第二电极61。测试电路14包括连接至开关电路15的第一端子64和第二端子65。开关电路15将测试电路14的第一端子64和第二端子65耦接至第一电极60和第二电极61。

测试电路14包括电流源66。电流源66包括第一端子67和第二端子68。电流源66的第一端子67连接至测试电路14的第一端子64。类似地，电流源66的第二端子68连接至测试电路14的第二端子65。此外，测试电路14包括定时发生器69，该定时发生器具有连接至电流源66的控制输入端71的第一输出端70。

测试电路14包括解调器电路72。解调器电路72包括解调器开关。解调器电路72具有第一输入端73和第二输入端74。解调器电路72的第一端入端73连接至测试电路14的第一端子64。解调器电路72的第二输入端74连接至测试电路14的第二端子65。定时发生器69包括连接至解调器电路72的控制输入端76的第二输出端75。

此外，测试电路14包括具有第一端子78和第二端子79的偏置电路77。偏置电路77的第一端子78连接至测试电路14的第一端子64。偏置电路77的第二端子79连接至测试电路14的第二端子65。

此外，测试电路14包括连接至解调器电路72的输出端81的滤波器80。滤波器80可以实现为低通滤波器。测试电路14包括模数转换器82，简称AD转换器。AD转换器82的输入端耦接至滤波器80的输出端83。AD转换器82的输出端连接至数字电路20的输入端。数字电路20连接至定时发生器69的输入端，并且可选地还连接至开关电路15的控制端子。此外，转换器13的输出端连接至数字电路20。

在操作的测量阶段M，转换器13经由开关电路15连接至传感器12。因此，转换器13的第一输入端62和第二输入端63通过开关电路15导电地连接至第一电极60和第二电极61。在操作的测量阶段M，测试电路14不会经由开关电路15连接至传感器12。

转换器13根据第一电极60与第二电极61之间的电容值产生数字信号SD。该数字信号SD被提供给数字电路20。

在操作的测试阶段T中，测试电路14的第一端子64和第二端子65通过开关电路15导电地连接至传感器12的第一电极60和第二电极61。在操作的测试阶段T中，转换器13不会经由开关电路15连接至传感器12。定时发生器69在第一输出端70处产生调制器时钟信号SM。因此，在电流源66的控制输入端71处分接调制器时钟信号SM。定时发生器69在第二输出端75处产生解调器时钟信号SDM。因此，在解调器电路72的控制输入端76处分接解调器时钟信号SDM。在测试电路14的第一端子64处分接第一电压V1。第一电压V1等于偏置电路77的第一端子78处的电压，等于电流源66的第一端子67处的电压，并且等于解调器电路72的第一输入端73处的电压。在测试电路14的第二端子65处分接第二电压V2。第二电压V2等于偏置电路77的第二端子79处、电流源66的第二端子68处以及解调器电路72的第二输入端74处的电压。解调器72根据第一电压V1和第二电压V1以及解调器时钟信号SDM生成解调电压VD，并且将解调电压VD提供给滤波器80。滤波器80根据解调电压VD生成滤波信号SF，并且将滤波信号SF提供给AD转换器82。AD转换器82根据滤波信号SF生成测试结果信号SRT，并将测试结果信号SRT提供给数字电路20。通过图3B至图3E和图4进一步说明测试电路14的操作。

半导体本体11被实现为管芯。装置10集成在一个管芯上。装置10集成在互补金属氧化物半导体管芯(简称CMOS管芯)的顶部上。

可以以各种变型来制造装置10：低通滤波器80和滤波器输出SF的获取能够在半导体本体11内部或者外部，例如作为测试设备的一部分。装置10可以应用于AC响应可能有用的其他类型的传感器。

图3B示出了能够在例如图3A所示的装置10中使用的电流源66的实施例的示例。电流源66被配置成在第一端子67处提供电流并汲取电流。电流源66还被设计成在电流源66的第二端子68处提供电流并汲取电流。因此，电流源66实现为双极性电流源。电流源66包括第一反相器90和第二反相器91。第一反相器90的输出端连接至电流源66的第一端子67，并且第二反相器91的输出端连接至电流源66的第二端子68。第一反相器90和第二反相器91的控制输入端耦接至电流源66的控制输入端71。电流源66的控制输入端71连接至第二反相器91的控制输入端。电流源66的控制输入端71经由第三反相器92耦接至第一反相器90的控制输入端。

第一反相器90和第二反相器91各自包括P沟道场效应晶体管93、94以及N沟道场效应晶体管95、96，P沟道场效应晶体管缩写为P-FET，N沟道场效应晶体管缩写为N-FET。第一反相器90和第二反相器91并联连接。第一反相器90将第一节点97耦接至第二节点98。第二反相器91将第一节点97耦接至第二节点98。电源电压端子100经由第一电流源101耦接至第一节点97。第二节点98经由第二电流源102耦接至参考电位端子103。第一电流源101和第二电流源102被实现为连接在一起的电流镜。

电流源66包括连接至第一电流源101和第二电流源102的参考电流源105。参考电流源105控制流经第一电流源101的第一电流I1和流经第二电流源102的第二电流I2。第一电流源101包括形成电流镜的第一镜像晶体管106和第二镜像晶体管107。第一镜像晶体管106将电源电压端子100耦接至第一节点97。第二镜像晶体管107将电源电压端子100耦接至参考电流源105。参考电流源105连接至参考电位端子103。第二镜像晶体管107的控制端子连接至第一镜像晶体管106的控制端子，并且连接至第二镜像晶体管107与参考电流源105之间的节点。因此，第一电流I1由参考电流源105控制。

第二电流源102包括第三、第四和第五镜像晶体管108至110。第三镜像晶体管108将第二节点98耦接至参考电位端子103。第三镜像晶体管108和第四镜像晶体管109各自具有连接至参考电位端子103的第一端子。第四镜像晶体管109的控制端子连接至第三镜像晶体管108的控制端子和第四镜像晶体管109的第二端子。因此，第三镜像晶体管108和第四镜像晶体管109形成第二电流镜。第四镜像晶体管109的第二端子经由第五镜像晶体管110耦接至电源电压端子100。第五镜像晶体管110的控制端子连接至第一镜像晶体管106的控制端子。第二电流I2也由参考电流源105控制。

第一镜像晶体管106、第二镜像晶体管107和第五镜像晶体管110被制造为P-FET。第三镜像晶体管108和第四镜像晶体管109被制造为N-FET。

参考电流IREF流经参考电流源105。在电源电压端子100处分接电源电压VDD。第一电流I1从电源端子100通过第一镜像晶体管106流向第一节点97。第二电流I2从第二节点98经由第三镜像晶体管108流向参考电位端子103。第一电流I1的值可以等于第二电流I2的值。第一电流I1和第二电流I2的值可以等于参考电流IREF的值。电流源66的四个场效应晶体管93、94、95、96充当电流导引电路。因此，第一反相器90和第二反相器91可以充当电流导引电路。它们根据在控制输入端71处的调制器时钟信号SM使通过第一端子67或第二端子68的第一电流I1和第二电流I2偏离，反之亦然。

如果调制器时钟信号SM具有逻辑值1，并且因此具有高电压值，例如电源电压VDD的值，则第二反相器91的N-FET 96处于导通状态，并且第二反相器91的P-FET 94被设置在非导通状态。因此，电流源66的第二端子68导电地连接至第二节点98，并且因此连接至第二电流源102。因此，第二电流I2从电流源66的第二端子68流向参考电位端子103。因此，传感器12的第二电极61通过第二电流I2放电。

反相器92产生相对于调制器时钟信号SM反相的反相调制器时钟信号SMI。反相调制器时钟信号SMI被提供给第一反相器90的控制端子。如果调制器时钟信号SM具有逻辑值1，则反相调制器时钟信号SMI具有逻辑值0，并因此具有低电压值，例如地电位GND。地电位GND能够在参考电位端子102处分接。因此，将第一反相器90的P-FET 93设定为导电状态并且将第一反相器90的N-FET 95设定为不导电状态。因此，第一电流I1从电源电压端子100流到电流源66的第一端子67。因此，第一电流I1从电源电压端子100通过第一镜像晶体管106、第一节点97和第一反相器90的P-FET 93流到电流源66的第一端子67。因此，传感器12的第一电极60通过第一电流I1充电。

如果调制器时钟信号SM具有逻辑值0，则第一电流I1从电源电压端子100流到电流源66的第二端子68，并因此流到传感器12的第二电极61。因此，传感器12的第二电极61通过第一电流I1充电。

如果调制器时钟信号SM具有逻辑值0，反相调制器时钟信号SMI具有逻辑值1，并且因此具有高电压值，则第二电流I2从电流源66的第一端子67流向参考电位端子103。因此，传感器12的第一电极60通过第二电流I2放电。

因此，电流源66提供用于对第一电极60充电和放电的电流。另外，电流源66提供用于对第二电极61充电和放电的电流。

图3C示出了作为图3A所示实施例的进一步发展的偏置电路77的实施例的示例。偏置电路77被实现为偏置网络。偏置电路77包括电压源120。偏置电路77的第一端子78经由电压源120耦接至参考电位端子103。偏置电路77包括第一电阻器121。第一电阻器121将偏置电路77的第一端子78耦接至电压源120。另外，偏置电路77的第二端子79经由电压源120耦接至参考电位端子103。偏置电路77包括第二电阻器122。第二电阻器122将偏置电路77的第二端子79耦接至电压源120。

电压源120产生源电压VCM。源电压VCM经由第一电阻器121被提供给第一端子78，并且经由第二电阻器122被提供给第二端子79。第一电阻器121和第二电阻器122可以具有高电阻值。第一电阻器121和第二电阻器122的电阻值可以相等。第一电阻器121和第二电阻器122的电阻值可以高于1kΩ，可选地高于1MΩ。由于电流源66在测试电路14的第一端子64处向第一电极60交替地提供正电流和负电流，所以第一电压V1是可变电压。第一电压V1不是恒定的。类似地，第二电压V2是可变电压。第二电压V2不是恒定的。因此，偏置电路77被配置成设置第一电压V1的平均电压。第一电压V1相对于地电位GND不对称。第一电压V1的平均值相对于地电位GND具有偏移。第一电压V1的平均电压等于源电压VCM。相应地，偏置电路77被配置成设置第二电压V2的平均电压。第二电压V2的平均电压等于源电压VCM。

图3D示出了作为图3A所示实施例的进一步发展的解调器电路72的实施例的示例。解调器电路72包括转换开关125。转换开关125的第一输入端连接至解调器电路72的第一输入端73，并且转换开关125的第二输入端连接至解调器电路72的第二输入端74。转换开关125的输出端连接至解调器电路72的输出端81。转换开关125包括连接至解调器电路72的控制输入端76的控制端子。

解调器时钟信号SDM被提供给转换开关125的控制端子。因此，解调器电路72将测试电路14的第一端子64导电地连接至解调器电路72的输出端81，或者将测试电路14的第二端子65导电地连接至解调器电路72的输出端81。

图3E示出了作为上述实施例的进一步发展的装置10的细节的实施例的示例。第一开关16将第一电极60耦接至测试电路14的第一端子64。开关电路15的另一第一开关126将第二电极61耦接至测试电路14的第二端子65。第二开关17将第一电极60耦接至转换器13的第一输入端62。开关电路15的另一第二开关127将第二电极61耦接至转换器13的第二输入端63。第一开关16和另一第一开关126由数字电路14提供的第一信号控制。第二开关16和另一第二开关126由数字电路14的第二信号控制。

在实施例中，电路包括：压力传感器膜43；一系列开关16、17、126、127；双极性电流源66；偏置网络77；解调器开关72；定时发生器单元69；以及低通滤波器80。

在操作期间，膜43与AD转换器13断开连接，并且经由开关16、126连接至图3A至图3E中描述的电路元件；在完成所有测量之后，恢复与AD转换器13的连接。双极性电流发生器66迫使电流以取决于控制输入端66的符号通过膜43；在操作中，其是AC电流。膜导线的DC水平由偏置网络77设置，该偏置网络能够是简单的电阻器(每条导线一个)加上电压源120。解调器开关125将膜导线交替地连接至低通滤波器80；控制信号SDM来自定时单元69。

图4示出了图1A至图1C和图3A至图3E中所示的装置10的信号的示例。图4示出了在操作的测试阶段T期间的信号。在测试阶段T的第一阶段A，测试电路14以零解调时钟操作，并且在测试阶段T的第二阶段B，测试电路14以90°解调时钟操作。在图4中，调制器时钟信号SM、第一电压V1和第二电压V2、解调器时钟信号SDM、解调电压VD和滤波信号SF被示出为时间t的函数。调制器时钟信号SM以周期T周期性地重复。调制器时钟信号SM的周期T等于解调器时钟信号SDM的周期。调制器时钟信号SM和解调器信号SDM是脉冲信号。调制器时钟信号SM的一个周期T正好包括一个脉冲。脉冲的持续时间等于周期T的一半。调制器时钟信号SM的占空比为50％。

在图4所示的示例中，第一电压V1具有第一低值V1L至第一高值V1H的值。例如，第一电压V1在周期T的前半部分期间从第一低值V1L上升到第一高值V1H，而在周期T的后半部分期间从第一高值V1H下降到第一低值V1L。这是通过在周期T的前半部分中用第一电流I1对第一电极60充电，而在周期T的后半部分中用第二电流I2对第一电极60放电来实现的。

类似地，第二电压V2具有第二低值V2L至第二高值V2H的值。例如，第二电压V2在周期T的前半部分期间从第二高值V2H下降到第二低值V2H，而在周期T的后半部分期间从第二高值V2H上升到第二高值V2L。

在第一阶段A中，在调制器时钟信号SM的脉冲与解调器时钟信号SDM的脉冲之间没有相位差。在第一阶段A中，解调器时钟信号SDM等于调制器时钟信号SM。在周期T的前半部分，转换开关125将解调器电路72的第二输入端74连接至解调器电路72的输出端81。因此，在解调器电路72的输出端81处提供第二电压V2作为解调电压VD。在周期T的后半部分，解调器电路72的第一输入端73连接至解调器电路72的输出端81。因此，提供第一电压V1作为解调电压VD。滤波器80生成滤波信号SF。源电压VCM为第一电压V1的第一高值V1H至第一低值V1L。源电压VCM也是第一阶段A中的解调电压VD的平均值。因此，滤波电压SF也可以具有例如等于源电压VCM的平均值。滤波电压SF可以取决于来自传感器12的电压对电流的偏移，该偏移是非理想电容。该偏移可以是频率相关的。

在第二阶段B中，调制器时钟信号SM等于第一阶段A中的电压，并且因此第一电压V1和第二电压V2等于第一阶段A中的电压。解调器时钟信号SDM相对于调制器时钟信号SM具有90°或T/4的相移。因此，在周期T的第一个四分之一周期和周期T的最后一个四分之一周期，解调器电路72将第二输入端74连接至输出端81。在周期T的第二个四分之一周期和第三个四分之一周期，解调器电路72将第一输入端73耦接至输出端81。因此，只有第一电压V1的较高值和第二电压V2的较高值被提供给输出端81。解调电压VD因此可以高于源电压VCM。而且，滤波信号SF可以高于源电压VCM。实数值可以不同于图4所示的图形示例。解调电压VD和滤波信号SF是频率相关的。

定时发生器69被配置成提供具有不同频率例如至少两个不同的频率值的调制器时钟信号SM和解调器时钟信号SDM。因此，周期T由定时发生器69改变。定时发生器69产生具有频率f的调制器时钟信号SM和解调器时钟信号SM，该频率f在以下范围之外：

f1≤f≤f2

定时发生器69形成通过在第一频率f1至第二频率f2的该频率范围的扫描。因此，在频率范围f1至f2之外的信号被提供给压力传感器12。数字电路20可以控制频率f的值。对于每个频率，传感器装置10等待稳定状态并且获取滤波器80的滤波信号SF。这对于第一阶段A和第二阶段B重复。因此，传感器装置10对于频率范围的每个频率执行第一阶段A和第二阶段B。在几个第一阶段A和第二阶段B中的每一个期间，传感器装置10在产生测试结果信号SRT之前等待稳定状态。

装置10包括能够测量膜43的频率响应的电路，通过用AC电流激励膜43并且使用同步解调器72来获得穿过膜43的AC电压(例如100mV)的同相分量I和正交分量QS。通过分析频率f之上的结果，可以获得除了谐振频率fres之外的品质因数Q。

频率扫描产生完整的AC响应。在校准运行期间，将谐振频率fres和品质因数Q(即谐振峰的半最大值处的全宽，简称FWHM)记录为压力P的函数，并作为额外的校准参数片上存储在存储器21中。

装置10使得能够利用片上谐振频率电路来校正膜43中的应力变化。通过监测谐振频率fres随时间的变化，能够校正由例如焊接、机械夹紧、晶圆弯曲变化、除气引起的膜应力的偏移。根据谐振频率fres中的变化，能够校正校准输出SP。为了检测膜顺应性是否已经改变(例如，封装水平校准结果与将器件焊接在客户印刷电路板——简称PCB——上之间的增量)，能够使用存储在片上的关于谐振频率fres和品质因数的倒数1/Q的信息来校正压力输出读数SD。有利地，将谐振频率fres和品质因数的倒数1/Q的信息作为压力P的函数来存储，以能够校正应力变化。

与电容测量装置相比，装置10以在与膜43的谐振频率fres交叠的频率范围内工作。第一频率f1和第二频率f2被选择成使得：f1≤fres≤f3。

激励信号是方形的而不是正弦形的；与那些器件相比，目的是不同的，因为该方法对由于寄生效应引起的非理想AC响应感兴趣。

定时发生器69向电流源66提供调制器时钟信号SM，并且向解调器开关72提供解调器时钟信号SDM；根据控制信号(由数字电路20提供)，这两个时钟信号SM、SDM之间的相位关系能够是0°或90°。测量包括在0°和90°操作模式(称为同相和正交通道)下对时钟信号SM、SDM的频率扫描；对于每个频率点，低通滤波器输出SF稳定到记录的值。

通过分析同相分量I对于频率f的曲线和正交分量QS对于频率f的曲线(例如如图5A所示)来获得谐振频率fres。在图4中示出详细描述典型波形的时序图。

谐振频率方法包括以下步骤：膜谐振fres取决于有效膜刚度Deff和膜的有效质量meff,0。谐振频率fres由下式确定：

fres＝sqrt(Deff/meff，0)。

合理的假设膜43的有效质量在使用寿命中没有变化，并且从测量或模型中可知。在最终测试和/或生产测试期间，例如使用以下等式来确定初始谐振频率fres,0和初始有效膜刚度：

Deff，0＝meff，0·fres，0²

膜谐振的漂移(Δfres＝fres-fres,0)是对有效膜刚度的变化的直接指示：

ΔDeff/Deff，0＝2·Δfree/fres，0(高至第一阶)。

此外，对于该补偿方法，期望传感器输出偏移与有效膜应力变化的依赖性：Δpsensor(ΔDeff)。如前所指出的，仅考虑到第一阶的依赖性就足够了：Δpsensor＝c·ΔDeff其中，c是补偿参数。这导致：

Δpsensor＝2·c·meff，0·fres，0·(fres-fres，0)。

注意，谐振频率fres还稍微取决于大气压力(patm)。通过测量结果来确定这种依赖性。因此，补偿参数应当作为查找表存储在装置10中(例如，在存储器21中)：c(patm)。校正数据可以存储在例如存储器21的查找表中。

为了测量谐振频率fres，在底部电极41与顶部电极42之间施加较小的AC电压。膜43上的静电力将使膜43以AC频率振荡。如果AC频率接近膜43的谐振频率fres，则膜偏转的幅度强烈增加。这意味着更多的能量在膜43中耗散。谐振频率fres被测量作为电阻抗谱的实部RE中的峰值(例如，如图5B所示)。谐振曲线的宽度是能够检测到多小的谐振频率偏移的量度。能够检测到峰宽的第1/10左右的频率偏移。峰宽(或半最大值处的全宽，简称FWHM)fFWHM由膜谐振的品质因数Q给出：fFWHM＝fres/Q。压力传感器12的典型值是fres＝700kHz和Q＝200。对于这些值，能够检测到0.05％的相对谐振频率偏移。谐振频率fres的相对变化是有效膜刚度的相对变化的一半。如果要检测0.1％的相对传感器输出，则相对谐振频率偏移的分辨率应当为0.05％。这意味着这些传感器输出偏移能够通过谐振频率fres中的偏移来检测。

图5A示出了由图3A至图3E和图4所示的测试电路14获得的信号的示例。在图5A中，示出了对压力传感器12的膜43的模型的频率扫描的结果。上面的曲线示出了I通道(阶段A的同相信号I)，下面的曲线示出了Q通道(阶段B的正交信号QS)。在等于0.5MHz的第一频率f1至等于1.5MHz的第二频率f2执行频率扫描。同相信号I在频率f3处具有峰值，而Q通道QS在频率f4处具有峰值。

图5B示出了作为频率f的函数的信号的示例，该频率f由具有如上所示的膜43的传感器12的AC响应产生。在第一频率f1＝700KHz至第二频率f2＝1.3MHz执行频率扫描。示出了同一膜模型的AC响应。在图5B中，示出了幅度MA、相位PH、实部RE和虚部IM。相位信号PH和实部RE在压力传感器12的膜43的谐振频率fres处具有最小值。幅度信号MA和虚部IM在谐振频率fres处具有拐点。

图6A示出了压力传感器12的模型的实施例的示例。在图6A中，以等效电路130的形式示出了压力传感器12的电模型。传感器12的等效电路130包括两个端子，所述两个端子对应于第一电极60和第二电极61。等效电路130包括电容器131。电容器131的第一端子直接连接至第一电极60，电容器131的第二端子例如经由串联电阻器136连接至第二电极61。此外，电路130包括串联电路132。串联电路132与电容器131并联连接。串联电路132将第一电极60耦接至电容器131与串联电阻器136之间的节点。串联电路132包括电感器133、另一电容器134和电阻器135。对压力传感器12的电行为的主要贡献来自电容器131。串联电阻器136可以被省略并且可以由连接线代替。

图6B示出了图6A所示的等效电路130的部分的值的示例。电容器131的电容值CP、串联电阻器136的电阻值RS、电感器133的电感值L1、另一电容器134的另一电容值C1和电阻器135的电阻值R1被示为施加到传感器12的压力P的函数。增加的压力P的值导致第一电极60到第二电极61的距离的减小。因此，如图6B所示，增加的压力P的值导致增加的电容CP的值。

图7A和图7B示出了压力传感器的信号的示例。在图7A中，谐振频率fres示出为压力P的函数，而在图7B中，品质因数的倒数值1/Q示出为压力P的函数。针对三种不同状况示出了参考频率fres和品质因数的倒数1/Q。在第一状况C1下，腔压力等于180hPa(hPa＝百帕斯卡)。第二状况C2是在200℃下除气48小时后的腔压力90hPa。在200℃下除气184小时后，在20hPa腔压力下达到第三状况C3。通过改变晶圆弯曲已经证明了谐振频率fres对膜应力的依赖性。如图7A所示，还测试了谐振频率fres对大气压力的依赖性。

图8示出了作为上述实施例的进一步发展的装置10的实施例的另一示例。转换器13的第一输入端62和第二输入端63通过开关电路15永久地连接至第一电极60和第二电极61。测试电路14的第一端子64和第二端子65通过开关电路15即通过第一开关16和另一第一开关126耦接至第一电极60和第二电极61。偏置电路77的第二端子79经由第二电阻器122耦接至参考电位端子103。因此，第一电极60相对于第二电极61被源电压VCM偏置。转换器13被配置成即使在第一电极60与第二电极61之间存在偏置的情况下也测量传感器12的电容值。

数字电路20连接至电压源120的控制端子，并且控制源电压VCM的值。因此，转换器13在操作的测试阶段T和测量阶段M中向数字电路20提供数字信号SD。在操作的测试阶段T中，在源电压VCM的不同值(例如，在源电压VCM的至少两个不同值)下测量数字信号SD。

电容对电压方法包括以下步骤：如果在底部电极41与顶部电极42之间施加DC偏置电压VDC，则静电力使膜43向下偏转。底部电极41与顶部电极42之间的电容C随着DC偏压(VDC)的增加而增加，如C＝C0+αVDC或C＝C0+αVDC2。DC偏压VDC等于源电压VCM。参数α取决于膜刚度。参数α也可以称为A0参数。膜刚度的相对变化等于参数α的相对变化。参数α还取决于大气压力P。在使用寿命期间传感器输出偏移导致α对大气压力P的依赖性的额外误差。

与谐振频率方法中类似，通过物理模型或者通过加速寿命测试来找出参数α的变化与传感器输出之间的相关性。通过知道该相关性，装置10能够通过测量参数α的变化来补偿传感器输出偏移。该参数α在使用寿命内是恒定的。期望它对于不同的设备是相同的。CV方法与谐振频率方法比可能具有较低的精度。

在长期市场如家庭和楼宇自动化(缩写为HABA)中，20年的长寿命上的高精度是有利的。另外，在具有较短寿命的移动设备市场中，装置10将提供优势，因为由于较极端的任务分布(较高温度、较大温度循环)而导致的较大传感器漂移。

所提出的公开内容能够用于压力传感器。然而，相同的方法能够以相同或稍微适应的方式应用于许多其他MEMS传感器，如加速计、陀螺仪等。

通常，可以由“连接”或“直接且永久地连接”来代替术语“耦接”。可以由“耦接”或“直接且永久地连接”来代替术语“连接”。

附图标记

10 传感器装置

11 半导体本体

12 压力传感器

13 电容至数字转换器

14 测试电路

15 开关电路

16、16' 第一开关

17、17' 第二开关

18 第三开关

19 第四开关

20 数字电路

21 存储器

22 输出端

30 另一压力传感器

31 另一开关电路

32 另一转换器

33 另一测试电路

40 半导体衬底

41 顶部电极

42 底部电极

43 膜

44、46、51 介电层

45 腔

50 金属化叠层

52、58、56 金属化层

53、54、57 过孔

55 金属层

59 接合焊盘

60 第一电极

61 第二电极

62 第一输入端

63 第二输入端

64 第一端子

65 第二端子

66 电流源

67 第一端子

68 第二端子

69 定时发生器

70 第一输出端

71 控制输入端

72 解调器电路

73 第一输入端

74 第二输入端

75 第二输出端

76 控制输入端

77 偏置电路

78 第一端子

79 第二端子

80 滤波器

81 输出端

82 模数转换器

83 输出端

90 第一反相器

91 第二反相器

92 第三反相器

93至96 晶体管

97 第一节点

98 第二节点

100 电源电压端子

101 第一电流源

102 第二电流源

103 参考电位端子

105 参考电流源

106至110 镜像晶体管

120 电压源

121,122 电阻器

125 转换开关

126 另一第一开关

127 另一第二开关

130 等效电路

131 电容器

132 串联电路

133 电感器

134 另一电容器

135、136 电阻器

f 频率

fres 谐振频率

I 同相信号

IREF 参考电流

I1 第一电流

I2 第二电流

GND 地电位

Q 品质因数

QS 正交信号

T 周期

t 时间

SD、SD1 数字信号

SDM 解调器时钟信号

SF 滤波信号

SM、SMI 调制器时钟信号

SP 数字化压力信号

SRT、SRT1 测试结果信号

VCM 源电压

VD 解调电压

V1 第一电压

V2 第二电压。

Claims (11)

1.一种传感器装置，包括：

-压力传感器(12)，其被实现为电容式压力传感器，

-电容至数字转换器(13)，

-测试电路(14)，

-开关电路(15)，其包括将所述测试电路(14)耦接至所述压力传感器(12)的第一开关(16)，以及将所述电容至数字转换器(13)耦接至所述压力传感器(12)的第二开关(17)，

-数字电路(20)，其耦接至所述电容至数字转换器(13)、所述测试电路(14)和所述开关电路(15)，以及

-存储器(21)，其连接至所述数字电路(20)，

其中，在操作的测试阶段中，

所述数字电路(20)被配置成控制所述开关电路(15)，使得所述测试电路(14)耦接至所述压力传感器(12)并且所述电容至数字转换器(13)从所述压力传感器(12)断开，以及

所述数字电路(20)被配置成将校正数据存储在所述存储器(21)中，并且

其中，在操作的测量阶段中，

所述数字电路(20)被配置成控制所述开关电路(15)，使得所述电容至数字转换器(13)耦接至所述压力传感器(12)，并且所述测试电路(14)不连接至所述压力传感器(12)，以及

所述数字电路(20)被配置成根据由所述电容至数字转换器(13)提供的数字信号(SD)和存储在所述存储器(21)中的校正数据来提供数字化压力信号(SP)。

2.根据权利要求1所述的传感器装置，

其中，所述传感器装置(10)包括半导体本体(11)，并且

其中，所述半导体本体(11)包括所述压力传感器(12)、所述电容至数字转换器(13)、所述测试电路(14)和所述开关电路(15)。

3.根据权利要求1所述的传感器装置，

其中，在操作的测试阶段中，所述传感器装置(10)被配置成执行频率扫描并且确定所述压力传感器(12)的膜(43)的谐振频率(fres)。

4.根据权利要求1或2所述的传感器装置，其中，所述压力传感器(12)包括第一和第二电极(60、61)，所述测试电路(14)包括第一和第二端子(64、65)，并且所述开关电路(15)将所述测试电路(14)的第一和第二端子(64、65)耦接至所述第一和第二电极(60、61)。

5.根据权利要求4所述的传感器装置，

其中，所述测试电路(14)包括

-电流源(66)，其具有耦接至所述测试电路(14)的第一和第二端子(64、65)的第一和第二端子(67、68)，以及

-定时发生器(69)，其耦接至所述电流源(66)并且被配置成向所述电流源(66)提供调制器时钟信号(SM)。

6.根据权利要求5所述的传感器装置，

其中，所述测试电路(14)包括具有第一和第二输入端(73、74)的解调器电路(72)，所述第一和第二输入端耦接至所述测试电路(14)的第一和第二端子(64、65)，并且

其中，所述定时发生器(69)耦接至所述解调器电路(72)并且被配置成向所述解调器电路(72)提供解调器时钟信号(SDM)。

7.根据权利要求6所述的传感器装置，

其中，所述测试电路(14)包括

-滤波器(80)，其耦接至所述解调器电路(72)的输出侧(81)，以及

-模数转换器(82)，其耦接至所述滤波器(80)的输出侧(83)并且耦接至数字电路(20)的输入端。

8.根据权利要求4所述的传感器装置，其中，所述测试电路(14)包括具有第一和第二端子(78、79)的偏置电路(77)，所述第一和第二端子耦接至所述测试电路(14)的第一和第二端子(64、65)。

9.一种操作传感器装置的方法，包括

-在操作的测量阶段中，经由开关电路(15)的第二开关(17)将电容至数字转换器(13)耦接至压力传感器(12)，其中，测试电路(14)不连接至所述压力传感器(12)，以及

-在操作的测试阶段中，经由所述开关电路(15)的第一开关(16)将所述测试电路(14)耦接至所述压力传感器(12)，其中所述电容至数字转换器(13)从所述压力传感器(12)断开，

其中，在操作的测试阶段中，数字电路(20)将校正数据存储在存储器(21)中，

其中，在操作的测量阶段中，所述数字电路(20)根据由所述电容至数字转换器(13)提供的数字信号(SD)和存储在所述存储器(21)中的校正数据来提供数字化压力信号(SP)，以及

其中，所述压力传感器(12)被实现为电容式压力传感器。

10.根据权利要求9所述的方法，还包括

-在操作的另一测量阶段中，经由所述开关电路(15)将所述电容至数字转换器(13)耦接至另一压力传感器(30)，以及

-在操作的另一测试阶段中，经由所述开关电路(15)将所述测试电路(14)耦接至所述另一压力传感器(30)。

11.根据权利要求9或10所述的方法，

其中，在操作的测试阶段中，所述数字电路(20)根据由所述测试电路(14)提供的测试结果信号(SRT)将校正数据存储在所述存储器(21)中。

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