CN112117912B - 一种功率变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了本申请提供一种功率变换器及其控制方法，包括至少两个谐振电路单元，至少两个谐振电路单元的原边输入侧并联在输入电源的正负极之间，并且至少两个谐振电路单元的副边输出端依次串联连接。本申请中，尽管各个谐振电路单元的电压增益可能因元器件参数或线路排列几何结构的差异而有所不同，但各谐振电路单元的输出电流因输出串联而被强制等同，因此达到了均流效果。

Description

一种功率变换器及其控制方法
技术领域
本申请涉及功率变换器技术领域，具体涉及一种功率变换器及其控制方法。
背景技术
LLC电路是隔离型DC/DC功率变换器的优选拓扑之一，具有容易在功率变换器的原、副边实现软开关的特点，且电磁干扰噪声低。三电平LLC电路是LLC基本电路的拓展，对于同样的功率开关电压耐量，其输入电压允许值提升为2倍。因此，该电路是三相交流380V供电情况下，功率变换器中隔离型DC/DC电路的更好选项之一。
为提升变换器的功率密度，可采用更高的开关频率工作。然而高频电子元器件的功率容量普遍不如低频的大。为此，联合多个LLC电路是实现变换器扩容的途径之一。然而，LLC电路控制方式比较复杂，输出均流实现困难。对于三电平LLC拓扑来说实现起来更是困难，也缺乏高质量的均流控制方法。
发明内容
本申请的目的在于提供一种功率变换器及其控制方法，用于解决联合多个LLC电路时控制方式复杂、输出均流实现困难的技术问题。
本申请提供一种功率变换器，包括至少两个谐振电路单元，至少两个谐振电路单元的原边输入侧并联在输入电源的正负极之间，并且至少两个谐振电路单元的副边输出端依次串联连接。
优选地，每个谐振电路单元的原边输入侧的两端之间设有第一中点端，至少两个谐振电路单元的第一中点端相互连接，形成第二中点端；第二中点端与输入电源的正极之间设有第一电容，第二中点端与输入电源的负极之间设有第二电容，第一电容和第二电容串联连接在输入电源的正负极之间。
优选地，每个谐振电路单元的原边输入侧的两端之间设有第三中点端，第三中点端与谐振电路单元的原边输入侧的两端之间分别设有第三电容和第四电容，第三电容和第四电容串联连接。
优选地，谐振电路单元的原边输入侧包括第一功率开关、第二功率开关、第三功率开关以及第四功率开关，第一功率开关的漏极与输入电源的正极连接，第一功率开关的源极与第二功率开关的漏极连接，第二功率开关的源极与第三功率开关的漏极连接，第三功率开关的源极与第四功率开关的漏极连接，第四功率开关的源极与输入电源的负极连接。
优选地，谐振电路单元还包括谐振腔和变压器；谐振腔包括谐振电容和谐振电感，谐振电感的第一端与第一功率开关的源极连接，谐振电感的第二端与变压器的原边的第一端连接；谐振电容的第一端与第三功率开关的源极连接，谐振电容的第二端与变压器的原边的第二端连接。
优选地，变压器的原边包括激磁电感和并联谐振电容；激磁电感的第一端与变压器的原边的第一端连接，激磁电感的第二端与变压器的原边的第二端连接；并联谐振电容的第一端与变压器的原边的第一端连接，并联谐振电容的第二端与变压器的原边的第二端连接。
优选地，变压器的副边的两端分别通过第一二极管和第二二极管与输出端的负极连接，变压器的副边的中心抽头与输出端的正极连接，输出端的正极和负极之间设有输出电容。
优选地，变压器的副边的两端分别通过第五功率开关和第六功率开关与输出端的负极连接，变压器的副边的中心抽头与输出端的正极连接，输出端的正极和负极之间设有输出电容。
本申请还提供一种上述的功率变换器的控制方法，包括：为每个谐振电路单元输出给定电压，相邻两个谐振电路单元的控制脉冲之间的相位差为1/谐振电路单元的总数；累加至少两个谐振电路单元的输出电压，获得采集电压；比较给定电压和采集电压，获得比较结果；根据比较结果统一控制至少两个谐振电路单元的给定电压。
优选地，还包括：对每个谐振电路单元进行相同的移相控制和/或相同的脉冲宽度调制。
本申请中，尽管各个谐振电路单元的电压增益可能因元器件参数或线路排列几何结构的差异而有所不同，但各谐振电路单元的输出电流因输出串联而被强制等同，因此达到了均流效果。同时，控制各谐振电路单元的元器件参数以及电路排列几何结构的差异不大时，其电压增益也在可控范围内，从而达到均压的效果。
考虑到谐振电路单元的输出电流具有较高的电流脉动，输出端具有电压脉动纹波，对各谐振电路单元实施移相交错并联和同步频率调整，以数倍提升功率变换器的等效开关频率、大幅度缩减功率变换器的总电流或电压纹波，显著降低功率变换器的输出滤波的需求。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本申请的功率变换器的结构图；
图2是本申请提供的一种实施例的谐振电路单元的结构图；
图3是本申请的功率变换器的各单元的电压输出波形；
图4是本申请的功率变换器的总电压输出波形；
图5是本申请的功率变换器的控制结构示意图；
图6是本申请的功率变换器的各单元的脉冲波交错设置的相位关系示意图；
图7是本申请提供的另一种实施例的谐振电路单元的结构图；
图8是本申请提供的功率变换器的控制方法的流程图；
图9是本申请的功率变换器的谐振电路单元内移相驱动与桥臂输出电压的波形图；
图10是本申请的功率变换器的谐振电路单元内的PWM调制与桥臂输出电压的波形图。
具体实施方式
下面结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
实施例一
本申请提供了一种功率变换器，通过对多个谐振电路单元进行原边并联，副边串联，实现输出均流扩容。
本申请提供的功率变换器包括至少两个谐振电路单元，该至少两个谐振电路单元的原边输入侧并联在输入电源的正负极之间，并且该至少两个谐振电路单元的副边输出端依次串联连接。由此，功率变换器的输出电压为所有谐振电路单元的输出电压的总和。
如图1所示，作为一个实施例，功率变换器包括四个谐振电路单元-第一单元110、第二单元120、第三单元130以及第四单元140。四个谐振电路单元的原边的正极均与输入电源的正极Vin+连接，四个谐振电路单元的原边的负极均与输入电源的负极Vin-连接，即四个谐振电路单元的原边输入侧并联在输入电源的正负极之间。第一单元110的副边输出端的正极与第二单元120的副边输出端的负极连接，第二单元120的副边输出端的正极与第三单元130的副边输出端的负极连接，第三单元130的副边输出端的正极与第四单元140的副边输出端的负极连接，第一单元110的副边输出端的负极与功率变换器的副边输出端的负极Vo-连接，第四单元140的副边输出端的正极与功率变换器的副边输出端的正极Vo+连接，即四个谐振电路单元的副边输出端依次串联连接。
本申请中，各谐振电路单元的频率一致，相邻两个谐振电路单元的控制脉冲之间的相位差为1/谐振电路单元的总数。例如，功率变换器包括N个谐振电路单元，则相邻两个谐振电路单元的控制脉冲之间的相位错开1/N周期。通过各谐振电路单元的频率的同步调节来调节功率变换器的整体输出增益。
图2示出了本申请的谐振电路单元的一个实施例。该实施例中，谐振电路单元包括原边输入侧、谐振腔和变压器。
原边输入侧包括第一功率开关Q1、第二功率开关Q2、第三功率开关Q3以及第四功率开关Q4。具体地，作为一个实施例，功率开关为场效应管(MOS管)。第一功率开关Q1的漏极D与输入电源的正极Vin+连接，第一功率开关Q1的源极S与第二功率开关Q2的漏极D连接，第二功率开关Q2的源极S与第三功率开关Q3的漏极D连接，第三功率开关Q3的源极S与第四功率开关Q4的漏极D连接，第四功率开关Q4的源极S与输入电源的负极Vin-连接。第一功率开关Q1的源极S(亦即第二功率开关Q2的漏极D)为桥臂的第一输出端Vp，第三功率开关Q3的源极S(亦即第四功率开关Q4的漏极D)为桥臂的第二输出端Vq。
原边输入侧的两端之间设有第一中点端V0，原边输入侧还包括第一电容C_u和第二电容C_d，第一电容C_u设置在第一中点端与输入电源的正极Vin+之间，第二电容C_d设置在第一中点端与输入电源的负极Vin-之间，第一电容C_u和第二电容C_d串联连接在输入电源Vin的正负极之间。
作为一个实施例，为了简化单元结构，功率变换器的所有谐振电路单元的第一中点端V0相互连接，形成第二中点端(如图1所示的Vin0)，因此，所有谐振电路单元共用一个第一电容C_u和一个第二电容C_d，即第二中点端与输入电源Vin的正极之间设有第一电容C_u，第二中点端与输入电源Vin的负极之间设有第二电容C_d，第一电容C_u和第二电容C_d串联连接在输入电源Vin的正负极之间。
作为另一个实施例，不同谐振电路单元的第一中点端之间不连接，每个谐振电路单元具有一个第一电容C_u和一个第二电容C_d，即在每个谐振电路单元中，第一中点端与输入电源Vin的正极之间设有第一电容C_u，第一中点端与输入电源Vin的负极之间设有第二电容C_d，第一电容C_u和第二电容C_d串联连接在输入电源Vin的正负极之间。
如图2所示，谐振腔包括谐振电容Cr和谐振电感Lr，谐振电感Lr的第一端与第一功率开关Q1的源极(即Vp)连接，谐振电感Lr的第二端与变压器T的原边的第一端1连接；谐振电容Cr的第一端与第三功率开关Q3的源极(即Vq)连接，谐振电容Cr的第二端与变压器T的原边的第二端2连接。
如图2所示，变压器T的原边包括激磁电感L0和并联谐振电容Cp，激磁电感L0的第一端与变压器原边的第一端1连接，激磁电感L0的第二端与变压器原边的第二端2连接。并联谐振电容Cp的第一端与变压器原边的第一端1连接，并联谐振电容Cp的第二端与变压器原边的第二端2连接。变压器T副边的两端3、5分别通过第一二极管D1和第二二极管D2与功率变换器的输出端的负极Vo-连接，变压器的副边的中心抽头4与功率变换器的输出端的正极Vo+连接，输出端的正极Vo+和负极Vo-之间设有输出电容Co。
本实施例中，各谐振电路单元的频率一致。由于N＝4，因此相邻两个谐振电路单元的控制脉冲之间的相位差为1/4。通过各谐振电路单元的频率的同步调节来调节功率变换器的整体输出增益。
受到各谐振电路单元间驱动信号的错位，各谐振电路单元的输出电压波形也是相互错位的，图3是利用图2所示的谐振电路单元构成的功率变换器的各谐振电路单元的输出电压波形，其中V1、V2、V3、V4分别对应第一谐振电路单元110、第二谐振电路单元120、第三谐振电路单元130、第四谐振电路单元140的输出电压。由此，输出总电压的纹波没有增加、甚至有所缩减，图4是利用图2所示的谐振电路单元构成的功率变换器的总电压输出波形。本实施例中，由于谐振电路单元的输出电压只是总输出电压的1/4，因此与常规变换器相比，本实施例的输出电压纹波将会显著缩减。
图7示出了本申请提供的谐振电路单元的另一实施例，其适用于输出为较低电压的情况，例如24V以下。该实施例中的原边侧、谐振腔和变压器的原边与图2所示的谐振电路单元的相应结构相同。该实施例的变压器副边与图2所示的谐振电路单元不同。具体地，变压器T副边的两端3、5分别通过第五功率开关Q5和第六功率开关Q6与功率变换器的输出端的负极Vo-连接，变压器的副边的中心抽头4与功率变换器的输出端的正极Vo+连接，输出端的正极Vo+和负极Vo-之间设有输出电容Co。具体地，第五功率开关Q5的漏级D与变压器的副边的第一端5连接，第五功率开关Q5的源极S与功率变换器的输出端的负极Vo-连接。第六功率开关Q6的漏级D与变压器的副边的第二端3连接，第六功率开关Q6的源极S与功率变换器的输出端的负极Vo-连接。优选地，该实施例按同步整流方式工作，以减少损耗。
如图5所示，功率变换器还包括调节器(例如PID控制器)，调节器的的第一输入端为给定电压Vo_ref，第二输入端为采集的输出电压Vo，即所有谐振电路单元的输出电压的总和。
实施例二
本申请提供了一种与上述的功率变换器匹配的控制方法。图8是本申请提供的功率变换器的控制方法的流程图。
如图8所示，功率变换器的控制方法包括如下步骤：
S810：为每个谐振电路单元输出给定电压，相邻两个谐振电路单元的控制脉冲之间的相位差为1/谐振电路单元的总数(即1/N)。其中，每个谐振电路单元的给定电压是相同的。
S820：累加所有谐振电路单元的输出电压，获得采集电压。
S830：比较给定电压和采集电压，获得比较结果。
S840：根据比较结果统一控制所有谐振电路单元的给定电压，从而控制各个谐振电路单元的频率。并且，相邻两个谐振电路单元的控制脉冲之间的相位差为1/谐振电路单元的总数(即1/N)。
图6是本申请的功率变换器中各谐振电路单元的第一功率开关Q1的脉冲波交错设置的相位关系示意图，图中VGS1、VGS2、VGS3、VGS4分别为第一谐振电路单元110、第二谐振电路单元120、第三谐振电路单元130和第四谐振电路单元140的第一功率开关的驱动电压波形，Vpq为第一谐振电路单元的桥臂输出电压，作为上述驱动电压的参考。
优选地，当负载比较轻时，若频率调节范围还不能满足增益调节要求，在调节频率的基础上，还增加各谐振电路单元内的移相控制或脉冲宽度(Pulse Width Modulation，PWM)调制，以获得更宽的调节范围。这种情况下，对各个谐振电路单元进行相同的移相控制或脉冲宽度调制。
作为一个实施例，针对图2所示的谐振电路单元，采用如下方式进行移相控制，各功率开关的驱动电压及该谐振电路单元的桥臂输出电压波形如图9所示。该实施例中，相移角为α。周期性的开关动作可以分为如下4个时段：0°-α，α-180°，180°-180°+α和180°+α-360°(也是第二个周期的0°)。
1)在0°-α期间：Q1、Q3的G、S之间分别加上驱动电压，使得Q1、Q3导通。Q2、Q4的G、S之间分别不加驱动电压，使得Q2、Q4不导通；于是桥臂输出电压Vpq为输入电压Vin/2。
2)在α-180°期间：Q1、Q4的G、S之间分别加上驱动电压，使得Q1、Q4导通。Q2、Q3的G、S之间分别不加驱动电压，使得Q2、Q3不导通。于是桥臂输出电压Vpq为输入电压Vin(Vin+、Vin-之间的电压)。
3)在180°-180°+α期间：Q1、Q3的G、S之间分别不加驱动电压，使得Q1、Q3不导通。Q2、Q4的G、S之间分别加上驱动电压，使得Q2、Q4导通。于是桥臂输出电压Vpq为Vin/2。
4)在180°+α-360°期间：Q1、Q4的G、S之间分别不加驱动电压，使得Q1、Q4不导通。Q2、Q3的G、S之间分别加上驱动电压，使得Q2、Q3导通。于是桥臂输出电压Vpq为0。
作为一个实施例，针对图2所示的谐振电路单元，采用如下方式进行脉冲宽度调制，各功率开关的驱动电压及该谐振电路单元的桥臂输出电压波形如图10所示。周期性的开关动作可以分为如下4个时段：0°-α，α-180°，180°-180°+α和180°+α-360°(也是第二个周期的0°)。
1)在0°-α期间：Q1、Q2、Q3、Q4的G、S之间都不加驱动电压，使得所有管子都不导通；这种情况下，桥臂输出电压Vpq由负载电流方向来确定。因此桥臂输出电压Vpq有下述两种情况：a)桥臂输出电压Vpq为0；b)桥臂输出电压Vpq为输入电压Vin(如图10所示的阴影部分)。
2)在α-180°期间：Q1、Q4的G、S之间分别加上驱动电压，使得Q1、Q4导通；Q2、Q3的G、S之间分别不加驱动电压，使得Q2、Q3不导通；于是桥臂输出电压Vpq为Vin。
3)在180°-180°+α期间：Q1、Q2、Q3、Q4的G、S之间都不加驱动电压，使得所有管子都不导通；这种情况下，桥臂输出电压Vpq由负载电流方向来确定。因此桥臂输出电压Vpq有下述两种情况：a)桥臂输出电压Vpq为0；b)桥臂输出电压Vpq为输入电压Vin(如图10所示的阴影部分)。
4)在180°+α-360°期间：Q1、Q4的G、S之间分别不加驱动电压，使得Q1、Q4不导通；Q2、Q3的G、S之间分别加上驱动电压，使得Q2、Q3导通；于是桥臂输出电压Vpq为0。
本申请中，尽管各个谐振电路单元的电压增益可能因元器件参数或线路排列几何结构的差异而有所不同，但各谐振电路单元的输出电流因输出串联而被强制等同，因此达到了均流效果。同时，控制各谐振电路单元的元器件参数以及电路排列几何结构的差异不大时，其电压增益也在可控范围内，从而达到均压的效果。
考虑到谐振电路单元的输出电流具有较高的电流脉动，输出端具有电压脉动纹波，对各谐振电路单元实施移相交错并联和同步频率调整，以数倍提升功率变换器的等效开关频率、大幅度缩减功率变换器的总电流或电压纹波，显著降低功率变换器的输出滤波的需求。
尽管已描述了本申请的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本申请范围的所有变更和修改。显然，本领域的技术人员可以对本申请进行各种改动和变型而不脱离本申请的精神和范围。这样，倘若本申请的这些修改和变型属于本申请权利要求及其等同技术的范围之内，则本申请也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (3)

1.一种功率变换器，其特征在于，包括至少两个谐振电路单元，所述至少两个谐振电路单元的原边输入侧并联在输入电源的正负极之间，并且所述至少两个谐振电路单元的副边输出端依次串联连接；每个谐振电路单元包括原边输入侧、谐振腔和变压器；
每个谐振电路单元的原边输入侧包括第一功率开关Q1、第二功率开关Q2、第三功率开关Q3以及第四功率开关Q4；其中第一功率开关Q1的漏极D与输入电源的正极Vin+连接，第一功率开关Q1的源极S与第二功率开关Q2的漏极D连接，第二功率开关Q2的源极S与第三功率开关Q3的漏极D连接，第三功率开关Q3的源极S与第四功率开关Q4的漏极D连接，第四功率开关Q4的源极S与输入电源的负极Vin-连接；第一功率开关Q1的源极S为桥臂的第一输出端Vp，第三功率开关Q3的源极S为桥臂的第二输出端Vq；
其中每个谐振电路单元的原边输入侧包括第一中点端，所述第一中点端为第二功率开关Q2的源极S；每个谐振电路单元的第一中点端相互连接形成第二中点端，每个谐振电路单元第一中点端相互连接后共享一个第一电容C_u和一个第二电容C_d；第一电容C_u设置在第一中点端与输入电源的正极Vin+之间，第二电容C_d设置 在第一中点端与输入电源的负极Vin-之间，第一电容C_u和第二电容C_d串联连接在输入电 源Vin的正负极之间；
谐振腔包括谐振电容Cr和谐振电感Lr，谐振电感Lr的第一端与第一功率开关Q1的源极Vp连接，谐振电感Lr的第二端与变压器T的原边的第一端1连接；谐振电容Cr的第一端与第三功率开关Q3的源极Vq连接，谐振电容Cr的第二端与变压器T的原边的第二端2连接；
变压器T的原边包括激磁电感L0和并联谐振电容Cp，激磁电感L0的第一端与变压器原边的第一端1连接，激磁电感L0的第二端与变压器原边的第二端2连接；并联谐振电容Cp的第一端与变压器原边的第一端1连接，并联谐振电容Cp的第二端与变压器原边的第二端2连接；
变压器T副边的两端分别通过第五功率开关Q5和第六功率开关Q6与功率变换器的输出端的负极Vo-连接，变压器的副边的中心抽头4与功率变换器的输出端的正极Vo+连接，输出端的正极Vo+和负极Vo-之间设有输出电容Co；具体地，第五功率开关Q5的漏级D与变压器的副边的第一端5连接，第五功率开关Q5的源极S与功率变换器的输出端的负极Vo-连接；第六功率开关Q6的漏级D与变压器的副边的第二端3连接，第六功率开关Q6的源极S与功率变换器的输出端的负极Vo-连接；
根据上述功率开关进行周期性的开关动作，周期性的开关动作具体分为如下4个时段：0°-α，α-180°，180°-180°+α和180°+α-360°；
在0°-α期间：Q1、Q2、Q3、Q4的G、S之间都不加驱动电压，使得所有管子都不导通；桥臂输出电压Vpq由负载电流方向来确定；因此桥臂输出电压Vpq有下述两种情况：桥臂输出电压Vpq为0；桥臂输出电压Vpq为输入电压Vin；
在α-180°期间：Q1、Q4的G、S之间分别加上驱动电压，使得Q1、Q4导通；Q2、Q3的G、S之间分别不加驱动电压，使得Q2、Q3不导通；桥臂输出电压Vpq为输入电压Vin；
在180°-180°+α期间：Q1、Q2、Q3、Q4的G、S之间都不加驱动电压，使得所有管子都不导通；桥臂输出电压Vpq由负载电流方向来确定；因此桥臂输出电压Vpq有下述两种情况：桥臂输出电压Vpq为0；桥臂输出电压Vpq为输入电压Vin；
在180°+α-360°期间：Q1、Q4的G、S之间分别不加驱动电压，使得Q1、Q4不导通；Q2、Q3的G、S之间分别加上驱动电压，使得Q2、Q3导通；桥臂输出电压Vpq为0。
2.一种根据权利要求1所述的功率变换器的控制方法，其特征在于，包括：
为每个所述谐振电路单元输出给定电压，相邻两个所述谐振电路单元的控制脉冲之间的相位差为1/谐振电路单元的总数；
累加所述至少两个谐振电路单元的输出电压，获得采集电压；
比较所述给定电压和所述采集电压，获得比较结果；
根据比较结果统一控制所述至少两个谐振电路单元的给定电压。
3.如权利要求2所述的控制方法，其特征在于，还包括：
对每个所述谐振电路单元进行相同的移相控制和/或相同的脉冲宽度调制。
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