CN112088289B - 使用连接到电缆的感应式接近传感器的测量方法和电子测量单元 - Google Patents

Abstract

一种使用连接到电缆(2)的感应式接近传感器(3)的测量方法，该测量方法包括以下步骤：·在已知参考频率(fref)处向电缆施加激励电压(Vexc)；·采集代表激励电流(Iexc)的测量电压(Vmes)，该激励电流在激励电压的作用下流过电缆和传感器；·将测量电压与第一参考信号(C1_ref)相乘以便获得第一测量信号，以及还与第二参考信号(C2_ref)相乘以便获得第二测量信号；·使用第一测量信号和第二测量信号估计代表传感器和电缆阻抗的测量阻抗；·使用测量阻抗来估计传感器的电感或传感器的阻抗；以及·将传感器的电感或传感器的阻抗与预定义检测阈值进行比较，以便获得接近信息。

Description

使用连接到电缆的感应式接近传感器的测量方法和电子测量 单元

本发明涉及使用连接到电缆的感应式接近传感器的测量方法的领域。

发明的背景技术

在现代飞行器中，许多系统包括一个或多个感应式接近传感器，其被用于检测可移动体相对于静止体的移动，或者用于检测静止体附近是否存在可移动体。举例来说，这种感应式接近传感器可以是线性可变差动变压器(LVDT)、旋转可变差动变压器(RVDT)、旋转变压器，或者实际上仅仅是开/关存在传感器。

作为示例，此类系统包括用于伸出和缩回起落架的系统，其中以可靠方式来检测起落架舱门是打开还是关闭、以及起落架处于伸出位置还是缩回位置是恰当的。此类系统还包括电动滑行系统，其中检测用于驱动飞行器机轮的部件(例如，自身由电动机驱动的滚轴)相对于被约束与机轮一起旋转的接收器部件处于接合位置还是分离位置是恰当的。

一些此类感应式接近传感器与与其“集成”的电子处理器单元相关联。因而，电子处理器单元被放置在与传感器相同的外壳中，或者直接靠近传感器。电子处理器单元采集由传感器产生的测量信号(例如电压或电流)并将其数字化，并基于该测量信号和存储的预定义检测阈值来估计接近信息。作为示例，接近信息可以是可移动体和静止体之间的距离，或者它可以是表示移动体的存在或不存在的开/关信号。

当传感器需要被放置在要求较高的环境中时，该解决方案尤其复杂，尤其是在温度、振动、冲击、电磁干扰等方面。尤其是在这种环境中，很难确保电子处理器单元呈现可接受的可靠性。此外，必须确保传感器的测量部分和目标部分的机械位置准确地对应于存储在电子处理器单元中的检测阈值。遵守这一要求有时很复杂。

其他感应式接近传感器与“远程”的电子处理器单元相关联。因而，电子处理器单元位于距离传感器一定距离的位置处，例如在飞行器的舱中。传感器通过电缆被连至电子处理器单元。传感器则是完全无源的传感器。

为了确保相对于测量信号正确定义检测阈值，不仅需要考虑电缆和传感器的阻抗，还需要考虑这些阻抗随温度的变化。考虑这些因素需要进行复杂且昂贵的校准操作，尤其是在对机械接口进行任何修改的情况下，以及尤其是在对所用电缆的长度或类型进行修改的情况下。

发明目的

本发明的目的是为了解决上述问题。

发明内容

为了达到这一目的，提供了根据权利要求1的测量方法。

本发明的测量方法可以用通过电缆连接到电子处理器单元的传感器来执行。因此，不存在其中电子处理器单元被集成在传感器中的解决方案的缺点。

电子处理器单元估计代表传感器和电缆的阻抗的测量阻抗，它根据测量阻抗来估计传感器的电感或传感器的阻抗，并将传感器的电感或传感器的阻抗与预定义的检测阈值进行比较以便获得接近信息。因此，电子处理器单元执行“自动补偿”用于补偿传感器和电缆的阻抗效应(以及温度对该阻抗的影响)，并且不再需要上述校准操作。

本发明还提供了一种电子处理器单元，其被布置成执行如上所述的测量方法。

本发明还提供了一种包括电子处理器单元、电缆和感应式接近传感器的设备。

本发明还提供了一种用于伸出和缩回飞行器起落架的系统，该系统包括上述设备。

本发明还提供了一种用于分析器的电动滑行系统，该系统包括如上所述的设备。

在阅读了以下对本发明的特定、非限制性实施例的描述之后，本发明的其他特征及优点将变得显而易见。

附图简述

参考附图，其中：

·图1是执行本发明的测量方法的电子处理器单元的电气示意图；

·图2示出了电子处理器单元的两个分流器、电缆和传感器；

·图3示出了电子处理器单元的采集电路；

·图4示出了参考负载和两个分流器；以及

·图5是示出本发明的测量方法的步骤的示意图。

本发明的详细说明

参照图1，本发明的测量方法在电子处理单元1中的示例中被执行。电子处理器单元1通过电缆2被连接到多个感应式接近传感器3。

术语“电缆”在本文被用于意指任何类型和任何长度的任何电导体组件。具体而言，在本示例中，每条电缆2具有两个导体，每个导体被连接到给定传感器3的相应端子。

电子处理器单元1包括数字部分4和模拟部分5。

在该示例中，数字部分4包括现场可编程门阵列(FPGA)，但是使用一些其他数字处理器组件也是同样可能的：微控制器、处理器、专用集成电路(ASIC)等。

模拟部分5包括本说明中提及的多个模拟组件。这些模拟元件包括一些被组合在一起的“脏盒子”6中，该“脏盒子”6包含用于提供防雷保护和防止来自电子处理器单元1、电缆2和传感器3周围环境的任何电磁干扰的组件。

对于每个传感器3，本发明的测量方法首先包括采集由传感器3产生的测量信号。

测量信号为电流Iexc，如下所述。

采集测量信号使得估计传感器的电感或传感器的阻抗成为可能，并且通过将信号与预定义检测阈值进行比较，产生接近信息成为可能。预定义检测阈值由用户定义并被存储在电子处理器单元1中。

在该示例中，接近信息是表示在静止体附近存在或不存在的可移动体的开/关信号。

接近信息可能是不同的，例如，它可以是活动体和静止体之间的距离。

在该示例中，预定义检测阈值用于检测静止体附近是否存在可移动体。具有多个检测阈值以便检测活动体的存在或不存在也是可能的。如果所寻找的信息是距离，则将存在多个检测阈值，例如，给定的距离值与位于两个连续检测阈值之间的接近测量信号相关联。

下面描述了被执行以便估计传感器的电感或传感器的阻抗的步骤。

FPGA具有激励模块10，该激励模块10生成呈现已知参考频率f_ref的初始参考信号。在本示例中，参考频率f_ref在500赫兹(Hz)到3千赫兹(kHz)的范围中。

在本示例中，初始参考信号由以下给出：

C0_ref＝cos(ω_ref.t)。

作为数字信号的初始参考信号C0_ref经由串行外围接口(SPI)总线12被传送到形成电子处理器单元1的模拟部分5的一部分的正弦波发生器块11。正弦波发生器模块11包括数模转换器(DAC)13、电压参考组件14、滤波器模块15、第一放大器模块16(或第一缓冲器)、第二放大器模块17(或第二缓冲器)和逆变器18。

DAC 13从初始参考信号产生模拟初始参考信号。模拟初始参考信号是由与DAC 13的精度相关联的“电平”组成的正弦波信号。初始参考信号包括用于控制DAC 13的数字数据。

模拟初始参考信号的振幅由产生准确直流(DC)电压参考的电压参考组件14定义。模拟初始参考信号随后由滤波器模块15滤波。这使模拟初始参考信号平滑，以便去除DAC13输出中的数字化“电平”的影响。这减少了模拟初始参考信号中出现的谐波，这可能会干扰测量质量。

第一放大器模块16被直接连接到滤波器模块15的输出，并且产生第一电压V_e：

V_e＝V0.cos(ω_ref.t)，

其中V0是正弦波发生器模块11的增益，且ω_ref＝2.π.f_ref。

第二放大器模块17经由逆变器18被连接到滤波器模块15的输出。第二放大器模块17产生第二电压-V_e：

V_e＝V0.cos(ω_ref.t+π)。

因此，在正弦波发生器块11的两个差分输出之间，产生激励电压V_exc：

V_exc＝2.V0.cos(ω_ref.t)。

该激励电压是差分电压。

电子处理器单元1的模拟部分5进一步包括两个电流测量分流器：rshuntp和rshuntm。

分流器rshuntp和rshuntm中的每一个与正弦波发生器块11的两个差分输出中相应的一个串联。

激励电压V_exc用作分流器rshuntp和rshuntm的输入。

分流器rshuntp和rshuntm的输出被连接到模拟部分5中的选择器块19的输入。

因此，选择器块19具有两个输入20(连接到rshuntp和rshuntm)，连同两个测试输入21，其目的如下所述。选择器块19还具有多对输出22，每对输出22包括两个输出，每个输出通过脏盒6连接到相应的电缆2的相应导体，每个电缆被连接到相应的传感器3。选择器块19包括测量开关和测试开关。测量开关用于选择传感器3中的一个，并将与所述传感器3相关联的一对输出22的两个输出连接到两个测量输入20。应该观察到，测量开关可以是低成本的电阻开关，因为如下所解释的，在估计测量阻抗时可以忽略测量开关的串联电阻。选择器块19还包括将输入20和21连接在一起的测试开关。该开关必须是低电阻开关，以便避免对参考电阻38的测量具有任何影响。在任何给定时刻，输入20被连接到单对输出22，或者连接到输入21。开关的位置由FPGA的处理器模块36定义。因此，处理器模块36管理测量和测试序列。

因此，激励电压(经由分流rshuntm和rhuntp)被施加到选择器块19的输入20，被施加到所选传感器3的一对输出22的输出上，并且因此被施加到将所选传感器3连接到电子处理器单元1的电缆2上。

在激励电压的作用下，激励电流I_exc在电缆2和在传感器3中流动。在本示例中，激励电流I_exc为差分电流。

参考图2，激励电流由以下公式给出：

其中：

·Rs_hunt是分流器rshuntp和rshuntm中的每一者的电阻；

·R_prox是传感器的电阻；

·L_prox是传感器的电感；

·RE是测量阻抗的实数部分，其中RE＝2.R_shunt+R_prox；以及

·IM是测量阻抗的虚数部分，其中IM＝L_prox.2π.f_ref。

应该观察到，电缆的电感L_c通过被添加到L_prox来修改IM的值，而电缆的电阻R_c通过被添加到R_prox来修改RE的值。还应观察到，使用的参考频率f_ref足够低，以确保电缆的电容C_c和脏盒6的电容CCEM(图1中未显示)在估计测量阻抗时可忽略不计。

参照图3，电子处理器单元1的模拟部分5包括用于采集激励电流I_exc的采集电路25。采集电路25包括分流器rshuntp和rshuntm，连同差分放大器26、抗混叠滤波器27和模数转换器(ADC)28。差分放大器26具有两对输入29，给定输入对29的每个输入被连接到分流器rshuntp和rshuntm中相应的一个的端子。差分放大器26的输出经由抗混叠滤波器27被连接到ADC 28的输入。ADC 28的采样频率f_ech是参考频率f_ref的倍数(在本示例中，f_ech＝72.f_ref)。该采样频率通常与DAC 13的采样频率相同，并且因此与初始参考信号的采样频率相同。

激励电流被采集电路25采集、数字化，并被转换成代表激励电流I_exc的数字测量电压V_mes。然后，测量电压V_mes经由SPI总线被传送到FPGA。

测量电压V_mes使得：

其中：

·φ是由包括选择器块19、脏盒6、采集电路25、电缆2和传感器3的整个采集链引起的采集相移；

·ω＝2.π.f_ref＝ω_ref；以及

·K是采集电路25的增益。

FPGA还包括第一乘法器31和第二乘法器32。

在测量电压V_mes的采样的每个步骤上，第一乘法器31将测量电压乘以第一参考信号C1_ref，以便获得第一测量信号。

第一参考信号C1_ref的频率是参考频率，并且它从初始参考信号C0_ref获得。

第一参考信号使得：

C1_ref＝K_ref.cos(ω_ref.t)。

第二乘法器32将测量电压乘以第二参考信号C2_ref以便获得第二测量信号。

第二参考信号C2_ref的频率是参考频率，并且它与第一参考信号C1_ref相正交。第二参考信号使得：

C2_ref＝K_ref.sin(ω_ref.t)。

第一测量信号V1_m因此使得：

V1_m＝V_mes.K_ref.cos(ω_ref.t)；

并且因此:

第二测量信号V2_m因此使得：

V2_m＝V_mes.K_ref.sin(ω_ref.t)；

并且因此:

其中：

应该观察到，FPG的内部实现取决于要求可在浮点中或在定点中操作。上面的方程写得好像是“连续的”，但是处理的确是在采样测量电压V_mes的每个步骤上执行的。

此后，通过使用第一积分器33平均第一测量信号V1_m来获得第一DC分量DemI，并且通过使用第二积分器34平均第二测量信号V2_m来获得第二DC分量DemQ。第一和第二积分器33和34中的每一个在一个参考周期(参考频率的倒数)上积分。因此，响应时间被很好地控制。代替使用第一积分器33和第二积分器34，使用数字低通滤波器以便平均第一测量信号和第二测量信号将是可能的。

和sin(2ωt+ψ)中的各项在积分的作用下取消，这适用于在等于其自身周期倍数的积分周期内积分的任何余弦或正弦函数。

第一DC分量DemI使得：

第二DC分量DemQ使得：

最初假设由采集链引起的采集相移φ为零。

FPGA的处理器模块36随后采集第一DC分量DemI和第二DC分量DemQ。

处理器模块36根据第一DC分量和第二DC分量计算测量阻抗的实部和虚部：

以及

测量阻抗的实部和虚部随后被用于获得传感器的电阻R_prox和传感器的电感L_prox：

R_prox＝RE-2.R_shunt-R_c以及

在这些公式中，电缆的电阻R_c和电缆的电感L_c被集成。

因此，对电缆2的性质和/或其平均长度的知识使得通过将传感器3的电感作为电缆2的电感的函数进行校正来提高测量传感器3的精度成为可能。不必进行这种校正，校正的性能取决于所需的测量精度。

在电缆2被改变的情况下，只需修改与电缆相关的一个参数(例如，软件参数或实际上由FPGA处理的FPGA参数)即可重新调整系统(其类型、长度、阻抗等)。

然后将传感器的电感L_prox值与检测阈值进行比较，以便获得接近信息。取代使用传感器的电感L_prox，还可以使用其阻抗(L_prox.ω_ref)工作。具体地说，由于参考频率是已知的并且在控制之下，可以根据阻抗而不是电感来定义检测阈值。

当然，不需要减去电缆的电阻R_c和电感L_c。通过直接利用测量阻抗的实部和/或虚部来适配检测阈值也是可能的。

上面假设由采集链导致的采集相移φ为零。然而，作为一般规则，采集相移φ不为零。因此，测量方法包括用于估计采集相移的测试步骤。

测试步骤利用位于电子处理器单元1的模拟部分5中的测试负载。测试负载表示已知的测试阻抗，虚部或实部为零。在该示例中，测试负载的虚部为零。参照图4，在该示例中，测试负载是测试电阻38。测试电阻38被连接到选择器块19的测试输入21。

当执行测试步骤是适当的时候，选择器块19的测试开关在两个分流器rshuntp和rshuntm之间连接测试电阻38。

测试步骤如下被执行。

激励电压V_exc被施加到测试电阻38。在激励电压的作用下，试验电流I_test流过测试电阻。测试电流被采集电路25采集、数字化，并被转换成代表测试电流的数字测试电压V_test。

将测试电压V_test乘以第一参考信号以便获得第一测试信号，并乘以第二参考信号以便获得第二测试信号。

此后，通过使用第一积分器33平均第一测试信号来获得第一DC分量DemI，并且通过使用第二积分器34平均第二测试信号来获得第二DC分量DemQ。

这给出：

其中φ是采集相位。

因为测试电阻38的虚数部分是零，故B＝0。

由此：

φ被估计如下：

为了简化fpga内部的计算，arctan函数可由多项式函数代替，例如通过三阶泰勒展开，特别是由于由模拟采集链导致的采集相移通常很小。

采集相移对应于延迟τ：

因此，取代执行对解调的复杂的计算，利用延迟模块38连接到激励模块10的输出。延迟模块39使初始参考信号经受参考延迟，等于延迟τ，以便获得第一参考信号和第二参考信号。相反，测量电压V_mes不经受延迟τ。参考延迟因此用于补偿采集相移。

然后重复测试步骤，第一参考信号和第二参考信号被参考延迟所延迟。

经验证，由采集链估计的测试电阻38的阻抗的虚部的确为零。

因此，应获得以下：

以及

测量电阻R_test也使得校正增益误差(或校正测试电阻38的值中的不常见漂移成为可能)。增益误差通过使用以下公式来校正：

由于RE和IM的比率计算，增益误差不涉及来自正弦波发生器块11的输出振幅，也不涉及FPGA内部的第一参考信号或第二参考信号的振幅。

因此，电子处理器单元1自动补偿(或自动控制)采集链的相移和增益。

参照图5，针对多个传感器概述了本发明的测量方法的执行。

测量方法从用于估计采集相移的第一测试步骤E1开始，同时第一参考信号和第二参考信号不存在任何相移。

此后，执行相移步骤E2。相移步骤E2包括对第一参考信号和第二参考信号施加参考延迟以便补偿采集相移。增益也被补偿。

此后，测量方法包括第二测试步骤E3，同时第一参考信号和第二参考信号被参考延迟延迟。第二测试步骤用于通过验证参考电阻38的阻抗的虚部如由采集链估计的的确为零来检查补偿是有效的。当然，如果参考负载的阻抗实部为零，则在第二测试步骤中，应验证参考负载阻抗的估计实部的确为零。

此后，对于每个传感器3_i，执行阻抗估计步骤E4_i(其中索引i从1到n变化，其中n是传感器3的数量)。估计步骤用于估计传感器的电感或传感器的阻抗，以便将其与作为测量阻抗函数的传感器相关联的检测阈值进行比较。

对于每个传感器3_i，根据需要重复估计步骤。

应该观察到，测试负载也可被用于检查作为内置测试(BITE)的非感应参考负载上接近距离测量信号的有效性。如果采集链的相位和增益补偿是固定的(基于设计)，这一点尤其有用。

自然地，本发明不限于所描述的实施例，而是涵盖了落入如由权利要求书限定的本发明范围内的任何变型。

激励电压不一定是差分电压。使用共模电压是可能的。共模解决方案在噪声抑制方面较差，但成本较低，而且其组件所占面积较小。

在公共模式下使用传感器来执行本发明的测量方法是完全可能的。然后将使用连接到电缆的一个导体上单个分流器，电缆的第二个导体被连接到接地。

Claims (12)

1.一种使用连接到电缆（2）的感应式接近传感器（3）的测量方法，所述测量方法包括以下阻抗估计步骤：

•在已知参考频率（f_ref）处向电缆施加激励电压（V_exc）；

•采集代表激励电流（I_exc）的测量电压（V_mes），所述激励电流在所述激励电压的作用下流过所述电缆和所述传感器；

•将所述测量电压与第一参考信号（C1_ref）相乘以便获得第一测量信号，并且还与第二参考信号（C2_ref）相乘以便获得第二测量信号，所述第一参考信号在所述参考频率处，而所述第二参考信号在所述参考频率处并且与所述第一参考信号相位正交；

•使用所述第一测量信号和所述第二测量信号来估计代表所述传感器和所述电缆的阻抗的测量阻抗；

•使用所述测量阻抗来估计所述传感器的电感或所述传感器的阻抗；以及

•将所述传感器的电感或所述传感器的阻抗与预定义检测阈值进行比较，以便获得接近信息；

所述测量方法进一步包括测试步骤，所述测试步骤包括将所述激励电压施加到呈现其中虚部或实部为零的已知测试阻抗的测试负载（38）的步骤，以及采集代表在所述激励电压的影响下在测试负载中流动的测试电流的测试电压（V_test）的步骤。

2.如权利要求1所述的测量方法，其特征在于，所述第一测量信号被平均以便获得第一DC分量（DemI），所述第二测量信号被平均以便获得第二DC分量（DemQ），并且其中所述测量阻抗的所述实部和所述虚部根据所述第一DC分量和所述第二DC分量来获得。

3.如权利要求1所述的测量方法，其特征在于，所述激励电压是施加到所述电缆（2）的两个导体的差分电压。

4.如权利要求1所述的测量方法，其特征在于，将所述测试电压乘以所述第一参考信号以便获得第一测试信号，以及还乘以 所述第二参考信号以便获得第二测试信号。

5.如权利要求4所述的测量方法，其特征在于，所述第一测试信号和所述第二测试信号被用于检查所述接近信息的有效性。

6.如权利要求4所述的测量方法，其特征在于，所述第一测试信号和所述第二测试信号被用于估计由连接到所述电缆的采集链产生的采集相移。

7.如权利要求6所述的测量方法，其特征在于，进一步包括相移步骤，所述相移步骤包括对所述第一参考信号和所述第二参考信号施加参考延迟以便补偿所述采集相移。

8.如权利要求7所述的测量方法，其特征在于，相继执行以下步骤：

·用于估计所述采集相移的第一测试步骤（E1），同时所述第一参考信号和所述第二参考信号不被延迟；

·相移步骤（E2）；

·第二测试步骤（E3），同时所述第一参考信号和所述第二参考信号被延迟参考延迟，所述第二测试步骤用于通过验证参考负载的阻抗的虚部或实部如经由所述采集链所估计的的确为零来检查所述补偿是有效的；以及

·所述阻抗估计步骤（E4_i）。

9.一种电子处理器单元，其中执行如任何前述权利要求所述的测量方法。

10.一种包括如权利要求9所述的电子处理器单元、电缆和感应式接近传感器的设备。

11.一种用于伸出和缩回飞行器起落架的系统，所述系统包括如权利要求10所述的设备。

12.一种用于飞行器的电动滑行系统，所述系统包括如权利要求10所述的设备。

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