CN106154048A - 基于数字相敏解调和虚拟电感技术的非接触式流体电阻抗测量装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于数字相敏解调和虚拟电感技术的非接触式流体电阻抗测量装置及方法，包括绝缘测量管道、激励电极、检测电极、金属屏蔽罩、虚拟电感模块、信号处理与通讯模块以及微型计算机。信号处理与通讯模块产生特定频率的交流激励信号通过激励电极，在串联谐振状态下，利用虚拟电感模块产生的感抗消除电极与流体通过绝缘管道形成耦合电容容抗的影响，使检测电路的总阻抗等于管道内流体的等效阻抗；然后将检测信号进行数字相敏解调，获取流体电阻抗的实部信息和虚部信息。本发明为解决管道中流体的电阻抗测量问题提供了一种可行途径，具有传感器结构简单、非侵入、电感值可调、对管道内流体流动无影响等优点。

Description

基于数字相敏解调和虚拟电感技术的非接触式流体电阻抗测 量装置及方法

技术领域

本发明涉及流体电阻抗测量技术，尤其涉及一种基于数字相敏解调和虚拟电感技术的非接触式流体电阻抗测量装置及方法。

背景技术

流体在工业生产以及日常生活中广泛存在，如化工、冶金、环境保护、水质监测等，。因此，对流体各特性参数的测量具有重要意义。电阻抗是用来衡量交流电在电路中流动时所受到的阻碍作用的大小的物理量。通过对电阻抗的测量，不仅可以了解流体的导电能力，还可以获取流体的其他特性参数，如单相导电流体的浓度、组分、化学反应速率以及多相流体的相含率等。由于电阻抗测量系统具有结构简单、成本低、实时性好和便于工业实际应用等优势，基于电阻抗信号的流体参数测量已经成为表征流体特性的重要手段。

遗憾的是，由于技术发展水平限制，现有的流体电阻抗测量方法还存在一些缺陷。一方面，其测量原理是基于接触式测量，相应传感器的测量电极与被测流体直接接触，易发生电极极化、电化学腐蚀等问题。另一方面，现有的电阻抗测量技术是以获取流体等效电导为目的，即仅获取流体电阻抗信号中的实部信号，而没有充分利用其虚部信号。电阻抗虚部信号的缺失，将导致流体信息提取特征的不完整。相应的传感器或者系统的测量性能受到制约。

针对流体电阻抗测量的现状，已有专利(非接触式流体电阻抗测量装置及方法，专利公开号：CN201510741358.4)提出了一种非接触式流体电阻抗测量装置及方法。该专利基于C⁴D技术，使用实际电感进行串联谐振，使用模拟相敏解调进行信号处理，避免了传统接触式电阻抗测量存在的电极极化、电化学腐蚀等问题，消除了管壁与电极之间产生的耦合电容对测量结果的影响，又获得了流体电阻抗的实部信息与虚部信息，使反应流体流动特征的信息更加充分、完备。然而，该专利使用的实际电感的电感量调节困难，其本身的分布电容等参数对检测也会造成不利影响；另外，该专利所使用的模拟相敏解调技术也存在一定的缺陷，例如：计算速度较慢、精度较差、模拟元器件易受到温度漂移影响等。

本发明针对现有技术的不足，利用虚拟电感代替实际电感，实现等效电感值的调节，克服了实际电感本身的缺陷。本发明使用的虚拟电感在已有专利(一种基于单边虚拟电感的电容耦合式非接触电导测量装置及方法，专利公开号：CN105353223A)的基础上，在电容C₁两端并联一个电阻R₆，有效的避免了第一运算放大器A₁的输出饱和，增强了虚拟电感模块工作的稳定性。本发明还利用数字相敏解调代替模拟相敏解调，提高了数据采集和处理速度，克服了模拟相敏解调的不足。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术的不足，提供一种结构简单且可行的非接触流体电阻抗测量装置和方法。具体技术方案如下：

基于数字相敏解调和虚拟电感技术的非接触式流体电阻抗测量装置包括绝缘测量管道、激励电极、检测电极、金属屏蔽罩、虚拟电感模块、信号处理与通讯模块、微型计算机；激励电极和检测电极安装在绝缘测量管道外壁上，金属屏蔽罩罩住激励电极与检测电极防止外界干扰，信号处理与通讯模块和激励电极相连接，检测电极和虚拟电感模块的输入端相连接，虚拟电感模块的输出端和信号处理与通讯模块相连接，信号处理与通讯模块通过USB数据线和微型计算机相连接。

进一步的，所述的虚拟电感模块结构为：第一运算放大器的正相输入端为虚拟电感模块的输入端，检测电极、第三电阻的一端与第一运算放大器的正相输入端相连，第一电阻、第一电容及第六电阻的一端与第一运算放大器的反相输入端相连，第一电容的另一端、第二电阻的一端、第六电阻的另一端分别与第一运算放大器的输出端相连，第二运算放大器的正相输入端与第一运算放大器的正相输入端相连，第二电阻的另一端、第五电阻的一端与第二运算放大器的反相输入端相连，第二运算放大器的输出端通过串联的第四电阻、第三电阻与第二运算放大器的正相输入端相连，第五电阻的另一端与第二运算放大器的输出端相连，第一电阻的另一端与信号处理与通讯模块中电流-电压转换电路的运算放大器的反相端相连，作为虚拟电感模块的输出端。

所述虚拟电感的等效电感值为L值通过调节R₃、的值进行改变；利用运算放大器在深度负反馈条件下的“虚短”特性，使虚拟电感的输出端通过电流-电压转换电路中运算放大器的同相端虚地；R₆起到稳定运算放大器工作状态的功能，保证当电路进入正反馈导致自激振荡时，电容C₁可通过其放电，从而使虚拟电感恢复稳态。

所述装置的流体电阻抗测量方法具体步骤如下：

1)信号处理与通讯模块中的DSP芯片完成系统初始化，发送控制信号，FPGA芯片接受控制信号，其内部的DDS模块辅以DAC芯片产生正弦激励信号，通过激励电极施加于绝缘测量管道内的导电流体；该状态下激励电极与绝缘测量管道内的导电流体通过管壁形成耦合电容C_x1，绝缘测量管道内两个电极间的导电流体等效成电阻抗Z₀，检测电极与绝缘测量管道内的导电流体通过管壁形成耦合电容C_x2，使三者构成串联交流测量通路；

2)以导电流体的等效电阻抗Z₀为待检测的值，耦合电容C_x1和C_x2为干扰测量的背景信号，检测电路的等效阻抗Z的计算公式为调整信号处理与通讯模块激励频率或虚拟电感的电感值，使检测电路达到串联谐振状态,即当检测电路达到谐振状态时，其等效阻抗即为绝缘测量管道内导电流体的等效阻抗，即Z＝Z₀。

3)信号经过虚拟电感模块后，经过信号处理与通讯模块中的电流-电压转换电路，转换成正弦电压信号，该信号经过ADC芯片数字化采样后，送入信号处理与通讯模块的FPGA芯片中进行数字相敏解调计算，数字相敏解调完成后，DSP芯片接收FPGA芯片中的数字相敏解调计算结果，通过USB数据线将计算结果送入微型计算机，微型计算机通过上位机程序接收计算结果，并对计算结果进行处理，经换算得到流体电阻抗的实部信息和虚部信息。

可选的，所述的步骤2)通过调整信号处理与通讯模块激励频率使检测电路达到串联谐振状态；其方法为：先确定虚拟电感模块的电感值，而后改变信号处理与通讯模块产生的正弦激励信号的频率，使其为

可选的，所述的步骤2)通过调整虚拟电感的电感值使检测电路达到串联谐振状态；其方法为：先确定信号处理与通讯模块产生的正弦激励信号的频率，而后改变虚拟电感模块的电感值，使其为

进一步的，所述的步骤3)具体为：

检测电极流出的交流电流，经过电流-电压转换电路转化为交流电压，该电压经过ADC芯片离散采样后，送入数字相敏解调模块后分解为同相分量V₁和正交分量V₂，根据和V₁和V₂，计算检测信号的幅值A_out和相位θ；

假设激励信号V_i(t)为：

V_in(t)＝A_in sinωt

其中，ω为正弦交流激励信号的角频率。

经过电流-电压转换电路之后的交流电压信号V_out(t)为：

V_out(t)＝A_out sin(ωt+θ)

该信号通过ADC芯片可以转换为数字信号V_out(nT)为：

V_out(nT)＝A_out sin(2πnT/N+θ)

式中，T为ADC芯片的采样周期，N为正弦信号每个周期的采样点数，n＝0,1,2…,N-1。

同相参考信号为：

V_sin(nT)＝B sin(2πnT/N)

正交参考信号为：

V_cos(nT)＝C sin(2πnT/N)

式中，B和C分别为两路参考信号的幅值，将参考信号V_sin(nT)和V_cos(nT)分别与V_out(nT)进行乘法累加计算，得到

$\begin{array}{c}{V}_1=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{out}\left(nT\right)*V_{\sin }\left(nT\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{out}\sin (2\mathrm{\π}nT/N+\mathrm{\θ})*B\sin (2\mathrm{\π}nT/N)\\ =\frac{1}{2}{A}_{out}B\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\[-\cos (4\mathrm{\π}nT/N+\mathrm{\θ})+\cos \mathrm{\θ}\]=\frac{1}{2}{\mathrm{NA}}_{out}B\cos \mathrm{\θ}\end{array}$

$\begin{array}{c}{V}_2=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{V}_{out}\left(nT\right)*V_{\cos }\left(nT\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{A}_{out}\sin (2\mathrm{\π}nT/N+\mathrm{\θ})*C\cos (2\mathrm{\π}nT/N)\\ =\frac{1}{2}{A}_{out}C\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\[\sin (4\mathrm{\π}nT/N+\mathrm{\θ})+\sin \mathrm{\θ}\]=\frac{1}{2}{\mathrm{NA}}_{out}C\sin \mathrm{\θ}\end{array}$

由上述两式得到

$A_{out}=\frac{2}{N}\sqrt{\frac{V_1^2}{B^2}+\frac{V_2^2}{C^2}}$

$\mathrm{\θ}=arctan\frac{{\mathrm{BV}}_2}{{\mathrm{CV}}_1}$

通过幅值A_out和相位θ可以推算出被测流体的电阻抗，具体推算过程如下：

假设被测流体的阻抗Z₀＝X+Yj，其中X为电阻抗的实部，Y为电阻抗的虚部，j为复数阻抗的虚数单位，则激励信号V_i(t)和经过电流-电压转换电路之后的交流电压信号V_out(t)之间的关系为：

$R_f\×\frac{A_{in}sin\mathrm{\ω}t}{X+Yj}=A_{out}sin(\mathrm{\ω}t+\mathrm{\θ})$

其中，R_f为电流-电压转换电路的放大倍数；

上式可以变换为复数形式：

$\frac{R_f{A}_{in}X}{X^2+Y^2}=A_{out}cos\mathrm{\θ}$

$-\frac{R_f{A}_{in}Y}{X^2+Y^2}=A_{out}sin\mathrm{\θ}$

将上述两式联立可求得实部阻抗X和虚部阻抗Y：

$X=\frac{R_f{A}_{in}cos\mathrm{\θ}}{A_{out}}$

$Y=-\frac{R_f{A}_{in}sin\mathrm{\θ}}{A_{out}}$

因此，可以得到被测流体的阻抗将计算出的A_out和θ带入即可计算出最终结果。

本发明首先通过调节激励频率或者虚拟电感模块的电感值，使系统达到串联谐振状态，在该状态下，虚拟电感模块产生的感抗与耦合电容产生的容抗相互抵消，此时得到的阻抗即为管内流体的等效阻抗Z＝Z₀，然后，通过数字相敏解调的方法，获得流体电阻抗的完整信息Z₀＝X+Yj。

本发明与现有技术相比具有以下有益效果：

1)传感器电极结构简单，实现了非接触测量，避免了电极极化和电化学腐蚀等问题；

2)利用串联谐振，使虚拟电感模块产生的感抗与耦合电容产生的容抗相互抵消，消除了管壁和电极之间产生耦合电容对测量产生的不利影响，提高了传感器测量的信噪比，增加了可应用的管径尺寸范围；

3)利用虚拟电感模块代替实际电感，实现了电感值可调功能，克服了实际电感因本身设计参数对测量带来的不利影响。所使用的虚拟电感基于Riordan电路进行设计，在电容C₁两端并联一个电阻R₆，防止第一运算放大器的饱和输出，增强了虚拟电感模块工作的稳定性；利用运算放大器在深度负反馈条件下的“虚短”特性，使虚拟电感的输出端通过电流-电压转换电路中运算放大器(A_f)的同相端虚地；

4)使用数字相敏解调方法进行电阻抗测量，可同时获取包含流体流动特性的完整电阻抗信息(电阻抗实部信息和虚部信息)，并且提高了数据采集速度和信号处理速度，克服了模拟相敏解调存在的问题，如温度漂移等。

附图说明

图1是一种基于数字相敏解调和虚拟电感技术的非接触式流体电阻抗测量装置的结构示意图；

图2是虚拟电感模块电路图和电流电压转换电路图；

图3是信号处理与通讯模块结构示意图；

图4是传感器等效电路模型示意图；

图5是本发明电阻抗检测装置等效电路图。

图中：绝缘测量管壁1，激励电极2，检测电极3，金属屏蔽罩4，虚拟电感模块5，信号处理与通讯模块6，微型计算机7。

具体实施方式

如图1所示，激励电极2和检测电极3依次安装在绝缘测量管道1外壁上，金属屏蔽罩4放置于激励电极2与检测电极3周围，信号处理与通讯模块6和激励电极2相连接，检测电极3和虚拟电感模块5的输入端相连接，虚拟电感模块5的输出端和信号处理与通讯模块6相连接，最后信号处理与通讯模块6通过USB数据线和微型计算机7相连接。

利用该装置和方法测量流体电阻抗的流程为：信号处理与通讯模块6产生特定频率的正弦激励信号施加在激励电极2上，在检测电极3得到的电流信号经过虚拟电感模块，送入信号处理与通讯模块6经过电流-电压转换和AD转换后进行数字相敏解调，信号处理与通讯模块6中的DSP芯片将计算结果通过USB数据线传输至微型计算机，微型计算机通过上位机接收数据，进行数据处理和换算，最后将结果显示。

如图2所示，所述的虚拟电感模块5电路结构为：所述的虚拟电感模块5结构为：第一运算放大器A₁的正相输入端为虚拟电感模块5的输入端，检测电极3、第三电阻R₃的一端与第一运算放大器A₁的正相输入端相连，第一电阻R₁、第一电容C₁及第六电阻R₆的一端与第一运算放大器A₁的反相输入端相连，第一电容C₁的另一端、第二电阻R₂的一端、第六电阻R₆的另一端分别与第一运算放大器A₁的输出端相连，第二运算放大器A₂的正相输入端与第一运算放大器A₁的正相输入端相连，第二电阻R₂的另一端、第五电阻R₅的一端与第二运算放大器A₂的反相输入端相连，第二运算放大器A₂的输出端通过串联的第四电阻R₄、第三电阻R₃与第二运算放大器A₂的正相输入端相连，第五电阻R₅的另一端与第二运算放大器A₂的输出端相连，第一电阻R₁的另一端与信号处理与通讯模块6中电流-电压转换电路的运算放大器A_f的反相端相连，作为虚拟电感模块5的输出端。

经推导计算，虚拟电感的等效电感值为通过调节第三电阻R₃的阻值来改变虚拟电感感值的大小。本虚拟电感基于Riordan电路进行设计，并在电容C₁两端并联一个电阻R₆，防止第一运算放大器的饱和输出，增强了虚拟电感模块工作的稳定性；利用运算放大器在深度负反馈条件下的“虚短”特性，使虚拟电感的输出端通过电流-电压转换电路中运算放大器(A_f)的同相端虚地。

如图3所示，信号处理与通讯模块由DSP、FPGA、DAC、ADC、电流-电压转换电路和USB通讯模块组成。DSP芯片是整个模块的控制核心，控制整个信号处理与通讯模块的工作过程和数据通讯；FPGA芯片负责产生激励信号、发送和接受数据、进行数字相敏解调计算；DAC芯片负责辅助FPGA芯片产生正弦激励信号；ADC芯片负责对检测信号的数字化采样；电流-电压转换电路负责将交流电流信号转换成易于处理的交流电压信号；USB通讯模块负责将运算结果传送至微型计算机中。

如图4所示，当绝缘管道内为导电流体时，在交流激励信号作用下，传感器等效电路模型为，激励电极与绝缘管道内的导电流体通过管壁形成耦合电容C_x1，绝缘管道内两个电极间的导电流体可以等效成电阻抗Z₀，检测电极与绝缘管道内的导电流体通过的管壁形成耦合电容C_x2，三者构成串联交流测量通路。

如图5所示，流体电阻抗测量装置的电阻抗检测等效电路为：激励信号和激励电极2与绝缘测量管道1内的导电流体所形成的第一耦合电容C_x1的一端相连，第一耦合电容C_x1的另一端和激励电极2与检测电极3之间的导电流体的等效电阻抗Z₀的一端连接，等效电阻抗Z₀的另一端和检测电极3与绝缘测量管道1内的导电流体所形成的第二耦合电容C_x2的一端连接，第二耦合电容C_x2的另一端和虚拟电感模块的输入端相连，虚拟电感模块的输出端将反映流体等效电阻抗的电流信号输出到信号处理与通讯模块。

流体电阻抗测量方法的步骤如下：

1)对于绝缘管道内的导电流体，其检测电路的等效阻抗为其中，f为信号处理与通讯模块产生激励信号的频率，Z₀为激励电极和检测电极之间的导电流体的等效电阻抗，L为虚拟电感模块的电感值，C_x1为激励电极和管道中导电流体经过绝缘管道所形成的耦合电容，C_x2为检测电极和管道中导电流体所形成的耦合电容。其中导电流体的等效电阻抗为待检测的值，耦合电容C_x1和C_x2为干扰测量的背景信号。实际操作中，可以先设定信号处理与通讯模块产生的正弦激励信号的频率，而后改变虚拟电感模块的电感值，使虚拟电感模块的电感值为或者先设定虚拟电感模块的电感值，而后改变信号处理与通讯模块产生的正弦激励信号的频率，使激励信号的频率为在上述两种情况下，电感模块产生的感抗与耦合电容产生的容抗相互抵消，检测电路的等效阻抗即为绝缘管道内导电流体的等效阻抗，Z＝Z₀；

2)已有研究表明，在绝缘管道内充满单相导电流体且激励频率较低(小于1MHz)的情况下，两电极间流体等效电阻抗的容性成分作用可以忽略，即电阻抗可等效为一电阻。因此，在实际测量时，将管道内充满单相导电流体，调节激励信号的频率或虚拟电感模块的感值使检测电路处于谐振状态，此时虚拟电感模块产生的感抗就会与耦合电容产生的容抗相互抵消。

3)当管道内为其他流体，例如气液两相流，设置虚拟电感的电感值为L₀或激励信号的频率为f₀，此时导电流体的等效阻抗为检测电路的总阻抗。之后，检测模块通过检测电极获得包含流体电阻抗信息的电流，送入信号处理与通讯模块经过电流-电压转换等一系列处理后进行数字相敏解调，即可得到检测信号的幅值与相位，经过换算后便可以得到流体电阻抗的实部信息与虚部信息。

Claims (8)

1.一种基于数字相敏解调和虚拟电感技术的非接触式流体电阻抗测量装置，其特征在于包括绝缘测量管道(1)、激励电极(2)、检测电极(3)、金属屏蔽罩(4)、虚拟电感模块(5)、信号处理与通讯模块(6)、微型计算机(7)；激励电极(2)和检测电极(3)安装在绝缘测量管道(1)外壁上，金属屏蔽罩(4)罩住激励电极(2)与检测电极(3)防止外界干扰，信号处理与通讯模块(6)和激励电极(2)相连接，检测电极(3)和虚拟电感模块(5)的输入端相连接，虚拟电感模块(5)的输出端和信号处理与通讯模块(6)相连接，信号处理与通讯模块(6)通过USB数据线和微型计算机(7)相连接。

2.根据权利要求1所述的基于数字相敏解调和虚拟电感技术的非接触式流体电阻抗测量装置，其特征在于所述的虚拟电感模块(5)结构为：第一运算放大器(A₁)的正相输入端为虚拟电感模块(5)的输入端，检测电极(3)、第三电阻(R₃)的一端与第一运算放大器(A₁)的正相输入端相连，第一电阻(R₁)、第一电容(C₁)及第六电阻(R₆)的一端与第一运算放大器(A₁)的反相输入端相连，第一电容(C₁)的另一端、第二电阻(R₂)的一端、第六电阻(R₆)的另一端分别与第一运算放大器(A₁)的输出端相连，第二运算放大器(A₂)的正相输入端与第一运算放大器(A₁)的正相输入端相连，第二电阻(R₂)的另一端、第五电阻(R₅)的一端与第二运算放大器(A₂)的反相输入端相连，第二运算放大器(A₂)的输出端通过串联的第四电阻(R₄)、第三电阻(R₃)与第二运算放大器(A₂)的正相输入端相连，第五电阻(R₅)的另一端与第二运算放大器(A₂)的输出端相连，第一电阻(R₁)的另一端与信号处理与通讯模块(6)中电流-电压转换电路的运算放大器(A_f)的反相端相连，作为虚拟电感模块(5)的输出端。

3.根据权利要求2所述的基于数字相敏解调和虚拟电感技术的非接触式流体电阻抗测量装置，其特征在于所述虚拟电感的等效电感值为L值通过调节R₃的值进行改变；利用运算放大器在深度负反馈条件下的“虚短”特性，使虚拟电感的输出端通过电流-电压转换电路中运算放大器(A_f)的同相端虚地；R₆起到稳定运算放大器工作状态的功能，保证当电路进入正反馈导致自激振荡时，电容C₁可通过其放电，从而使虚拟电感恢复稳态。

4.一种使用如权利要求1所述装置的流体电阻抗测量方法，其特征在于具体步骤如下：

1)信号处理与通讯模块中的DSP芯片完成系统初始化，发送控制信号，FPGA芯片接受控制信号，其内部的DDS模块辅以DAC芯片产生正弦激励信号，通过激励电极(2)施加于绝缘测量管道(1)内的导电流体；该状态下激励电极(2)与绝缘测量管道(1)内的导电流体通过管壁形成耦合电容C_x1，绝缘测量管道(1)内两个电极间的导电流体等效成电阻抗Z₀，检测电极(3)与绝缘测量管道(1)内的导电流体通过管壁形成耦合电容C_x2，使三者构成串联交流测量通路；

2)以导电流体的等效电阻抗Z₀为待检测的值，耦合电容C_x1和C_x2为干扰测量的背景信号，检测电路的等效阻抗Z的计算公式为调整信号处理与通讯模块激励频率或虚拟电感的电感值，使检测电路达到串联谐振状态,即当检测电路达到谐振状态时，其等效阻抗即为绝缘测量管道(1)内导电流体的等效阻抗，即Z＝Z₀。

3)信号经过虚拟电感模块(5)后，经过信号处理与通讯模块(6)中的电流-电压转换电路，转换成正弦电压信号，该信号经过ADC芯片数字化采样后，送入信号处理与通讯模块的FPGA芯片中进行数字相敏解调计算，数字相敏解调完成后，DSP芯片接收FPGA芯片中的数字相敏解调计算结果，通过USB数据线将计算结果送入微型计算机，微型计算机通过上位机程序接收计算结果，并对计算结果进行处理，经换算得到流体电阻抗的实部信息和虚部信息。

5.根据权利要求4所述的流体电阻抗测量方法，其特征在于：所述的步骤2)通过调整信号处理与通讯模块激励频率使检测电路达到串联谐振状态；其方法为：先确定虚拟电感模块(5)的电感值L，而后改变信号处理与通讯模块(6)产生的正弦激励信号的频率，使其为

6.根据权利要求4所述的流体电阻抗测量方法，其特征在于：所述的步骤2)通过调整虚拟电感的电感值使检测电路达到串联谐振状态；其方法为：先确定信号处理与通讯模块(6)产生的正弦激励信号的频率f，而后改变虚拟电感模块(5)的电感值，使其为

7.根据权利要求4所述的流体电阻抗测量方法，其特征在于：所述的步骤3)具体为：

检测电极流出的交流电流，经过电流-电压转换电路转化为交流电压，该电压经过ADC芯片离散采样后，送入数字相敏解调模块后分解为同相分量V₁和正交分量V₂，根据和V₁和V₂，计算检测信号的幅值A_out和相位θ；

假设激励信号V_i(t)为：

V_in(t)＝A_insinωt

其中，ω为正弦交流激励信号的角频率。

经过电流-电压转换电路之后的交流电压信号V_out(t)为：

V_out(t)＝A_outsin(ωt+θ)

该信号通过ADC芯片可以转换为数字信号V_out(nT)为：

V_out(nT)＝A_outsin(2πnT/N+θ)

式中，T为ADC芯片的采样周期，N为正弦信号每个周期的采样点数，n＝0,1,2…,N-1。

同相参考信号为：

V_sin(nT)＝Bsin(2πnT/N)

正交参考信号为：

V_cos(nT)＝Csin(2πnT/N)

式中，B和C分别为两路参考信号的幅值，将参考信号V_sin(nT)和V_cos(nT)分别与V_out(nT)进行乘法累加计算，得到

$\begin{array}{c}{V}_1=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{V}_{out}\left(nT\right)*V_{\sin }\left(nT\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{A}_{out}\sin (2\mathrm{\π}nT/N+\mathrm{\θ})*B\sin (2\mathrm{\π}nT/N)\\ =\frac{1}{2}{A}_{out}B\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\[-\cos (4\mathrm{\π}nT/N+\mathrm{\θ})+\cos \mathrm{\θ}\]=\frac{1}{2}{\mathrm{NA}}_{out}B\cos \mathrm{\θ}\end{array}$

$\begin{array}{c}{V}_2=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{V}_{out}\left(nT\right)*V_{\cos }\left(nT\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}{A}_{out}\sin (2\mathrm{\π}nT/N+\mathrm{\θ})*C\cos (2\mathrm{\π}nT/N)\\ =\frac{1}{2}{A}_{out}C\underset{n=0}{\overset{N-1}{\Σ}}\[\sin (4\mathrm{\π}nT/N+\mathrm{\θ})+\sin \mathrm{\θ}\]=\frac{1}{2}{\mathrm{NA}}_{out}C\sin \mathrm{\θ}\end{array}$

由上述两式得到

$A_{out}=\frac{2}{N}\sqrt{\frac{V_1^2}{B^2}+\frac{V_2^2}{C^2}}$

$\mathrm{\θ}=arctan\frac{{\mathrm{BV}}_2}{{\mathrm{CV}}_1}$

通过幅值A_out和相位θ可以推算出被测流体的电阻抗，具体推算过程如下：

假设被测流体的阻抗Z₀＝X+Yj，其中X为电阻抗的实部，Y为电阻抗的虚部，j为复数阻抗的虚数单位，则激励信号V_i(t)和经过电流-电压转换电路之后的交流电压信号V_out(t)之间的关系为：

$R_f\×\frac{A_{in}sin\mathrm{\ω}t}{X+Yj}=A_{out}sin(\mathrm{\ω}t+\mathrm{\θ})$

其中，R_f为电流-电压转换电路的放大倍数；

上式可以变换为复数形式：

$\frac{R_f{A}_{in}X}{X^2+Y^2}=A_{out}cos\mathrm{\θ}$

$-\frac{R_f{A}_{in}Y}{X^2+Y^2}=A_{out}sin\mathrm{\θ}$

将上述两式联立可求得实部阻抗X和虚部阻抗Y：

$X=\frac{R_f{A}_{in}cos\mathrm{\θ}}{A_{out}}$

$Y=-\frac{R_f{A}_{in}sin\mathrm{\θ}}{A_{out}}$

因此，可以得到被测流体的阻抗将计算出的A_out和θ带入即可计算出最终结果。

8.根据权利要求4所述的流体电阻抗测量方法，其特征在于：首先，通过调节激励频率或者虚拟电感模块的电感值，使系统达到串联谐振状态，在该状态下，虚拟电感模块产生的感抗与耦合电容产生的容抗相互抵消，此时得到的阻抗即为管内流体的等效阻抗Z＝Z₀，然后，通过数字相敏解调的方法，获得流体电阻抗的完整信息Z₀＝X+Yj。