CN112039342B - 一种对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路 - Google Patents

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Abstract

本申请公开了一种对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路，包括：脉宽控制器的输出端连接于栅极驱动器的输入端，脉宽控制器用于向栅极驱动器输入控制信号；栅极驱动器的输出端连接于隔离变压器的初级端，栅极驱动器用于增强控制信号的电流驱动能力；隔离变压器的次级端分别连接于第一驱动电路和第二驱动电路，第一驱动电路的输出端连接于谐振电路的驱动端，第一驱动电路用于发送第一驱动电压信号，第二驱动电路的输出端连接于整流电路的驱动端，第二驱动电路用于发送第二驱动电压信号。通过本申请中的技术方案，实现对称半桥谐振开环直流比例变换器中初级侧半桥晶体管的开关切换和次级侧全桥晶体管的同步整流。

Description

一种对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路
技术领域
本申请涉及直流变换的技术领域，具体而言，涉及一种对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路。
背景技术
随着电源拓扑和功率半导体器件的不断发展，开关电源的开关频率也越来越高，减小了电源的尺寸，提高了功率密度，从上世纪七八十年代开关频率20kHz左右到现在超过MHz级别，开关频率有了很大提升，开关驱动电路的高频化也越来越重要。
目前的开关驱动电路一般都是通过对输出电压采样及误差比较，控制驱动信号的导通脉宽或者导通相位、频率等完成闭环反馈调节的，反馈控制环节电路较为复杂，补偿网络的设计优化也较为复杂。对于晶体管的驱动前后沿都是通过栅极串联电阻阻值来调节的，前后沿同时调节，没有办法单独调节前沿或者后沿。此外，由于设计电路较为复杂，在负载阶跃变化或者输入电源抖动范围较大等情况下容易引起闭环反馈的振荡，在驱动电路抗干扰能力较差时，这些振荡的尖峰干扰信号就会导致桥式晶体管的共通，从而导致炸机，引发故障。这也是桥式变换器最常见的一种故障模式。
发明内容
本申请的目的在于：实现对称半桥谐振开环直流比例变换器中初级侧半桥晶体管的开关切换和次级侧全桥晶体管的同步整流，具有电路结构简单、可靠性高、晶体管开关前后沿独立可调的特点。
本申请第一方面的技术方案是：提供了一种对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路，对称半桥谐振开环直流比例变换器包括谐振电路和整流电路，该驱动电路包括：脉宽控制器，栅极驱动器，隔离变压器，第一驱动电路和第二驱动电路；脉宽控制器的输出端连接于栅极驱动器的输入端，脉宽控制器用于向栅极驱动器输入控制信号；栅极驱动器的输出端连接于隔离变压器的初级端，栅极驱动器用于增强控制信号的电流驱动能力；隔离变压器的次级端分别连接于第一驱动电路和第二驱动电路，第一驱动电路的输出端连接于谐振电路的驱动端，第一驱动电路用于发送第一驱动电压信号，第二驱动电路的输出端连接于整流电路的驱动端，第二驱动电路用于发送第二驱动电压信号。
上述任一项技术方案中，进一步地，隔离变压器的次级端设置有六路线圈；第一线圈和第二线圈连接于第一驱动电路，第三线圈、第四线圈、第五线圈和第六线圈连接于第二驱动电路，其中，第一线圈、第三线圈和第五线圈为第一同名端，第二线圈、第四线圈和第六线圈为第二同名端，第一同名端和第二同名端相位交错。
上述任一项技术方案中，进一步地，谐振电路为由两个半桥晶体管、两个均压电容、两个均压电阻以及高频变压器构成的对称半桥谐振电路，第一驱动电路包括：两路第一栅极分压驱动电路；第一线圈和第二线圈，依次通过两路第一栅极分压驱动电路，分别连接于对称半桥谐振电路中串联的、两个半桥晶体管的栅极。
上述任一项技术方案中，进一步地，整流电路为由四个同步整流晶体管和滤波电容构成的同步整流电路，四个同步整流晶体管连接于高频变压器的次级端，第二驱动电路包括：四路第二栅极分压驱动电路；第三线圈、第四线圈、第五线圈和第六线圈，依次通过四路第二栅极分压驱动电路，分别连接于同步整流电路中的四个同步整流晶体管的栅极。
上述任一项技术方案中，进一步地，对称半桥谐振开环直流比例变换器还包括LC串联谐振电路，LC串联谐振电路连接于高频变压器的初级端和两个串联的半桥晶体管之间，第一驱动电压信号和第二驱动电压信号的相位交错。
上述任一项技术方案中，进一步地，第一栅极分压驱动电路和第二栅极分压驱动电路的结构相同，第一栅极分压驱动电路包括：四个高频二极管，瞬变抑制二极管和三个栅极驱动电路电阻，其中，第一高频二极管的阴极与第二高频二极管的阳极相连后，并连接于线圈的正端，第一高频二极管的阳极与第一栅极驱动电路电阻的一端相连；第二高频二极管、第三高频二极管、第四高频二极管同相串联后，第四高频二极管的阴极连接于第二栅极驱动电路电阻的一端，第二栅极驱动电路电阻的另一端与第一栅极驱动电路电阻的另一端相连，并连接于晶体管的栅极；瞬变抑制二极管和第三栅极驱动电路电阻并联后，瞬变抑制二极管的阴极连接于第二栅极驱动电路电阻的另一端，瞬变抑制二极管的阳极连接于线圈的负端，并连接于晶体管的源极。
上述任一项技术方案中，进一步地，脉宽控制器为开环控制器，脉宽控制器的驱动电压频率及导通脉宽，由LC串联谐振电路的谐振参数确定。
上述任一项技术方案中，进一步地，导通脉宽的占空比为49%。
上述任一项技术方案中，进一步地，脉宽控制器的频率和栅极驱动器的频率均设定为750kHz。
本申请第二方面的技术方案是：提供了一种对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动方法，该驱动方法适用于如第一方面技术方案中的对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路进行驱动，该驱动方法包括：步骤1，在高频变压器的初级端和谐振电路之间串联LC串联谐振电路；步骤2，根据LC串联谐振电路的谐振角频率，确定驱动电路的开关频率；步骤3，根据开关频率，向驱动电路发送晶体管导通指令，晶体管导通指令用于控制驱动电路中的晶体管导通或关断。
本申请的有益效果是：
高频脉宽控制器通过简单的时钟振荡器、触发器和逻辑门产生一路恒频定宽的控制信号，再经过高频栅极驱动器将控制信号（电流）放大后送给隔离变压器完成电气隔离，没有复杂的反馈环路、移相控制或者脉宽控制等，电路结构简单。
本申请的栅极分压驱动电路为开环控制，在瞬态阶跃时不会因为输入输出的反馈导致干扰尖峰，没有共通的隐患，可靠性高。
在栅极分压驱动电路中，通过设定不同的正向二极管串联电阻阻值和反相二极管串联电阻阻值，实现对晶体管导通前沿和后沿的独立调节，变换器为开环控制，驱动脉宽恒定不变，晶体管导通前沿和后沿的独立调节，配合死区调节，可以减小开关转换时的电压电流交叠和改善振铃，从而减小开关损耗，同时，可以通过正反向串接二极管的数量不同，独立调节对晶体管开通电压和关断电压，简单有效的解决了针对于宽禁带半导体栅源正负耐压值不同的驱动问题，使同一路驱动信号到达栅源之间的正负电压不同，即实现了晶体管的饱和导通和快速关断，又确保了栅源之间电压的容差设计。
附图说明
本申请的上述和/或附加方面的优点在结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1是根据本申请的一个实施例的变换器与驱动电路的示意框图；
图2是根据本申请的一个实施例的对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路的示意框图；
图3是根据本申请的一个实施例的隔离变压器的示意图；
图4是根据本申请的一个实施例的栅极分压驱动电路的示意图；
图5是根据本申请的一个实施例的对称半桥谐振开环直流比例变换器驱动电路的样机电路半桥晶体管和次级同相同步整流晶体管的驱动波形。
具体实施方式
为了能够更清楚地理解本申请的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本申请进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互结合。
在下面的描述中，阐述了很多具体细节以便于充分理解本申请，但是，本申请还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本申请的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。
实施例一：
如图1所示，本实施例中的对称半桥谐振开环直流比例变换器包括谐振电路6和整流电路7，其中，谐振电路6为由两个半桥晶体管、两个均压电容、两个均压电阻以及高频变压器9构成的对称半桥谐振电路，整流电路7为由四个同步整流晶体管和滤波电容构成的同步整流电路，四个同步整流晶体管连接于高频变压器9的次级端，驱动电路连接于两个半桥晶体管和四个同步整流晶体管。
进一步地，对称半桥谐振开环直流比例变换器还包括LC串联谐振电路8，LC串联谐振电路8连接于高频变压器9的初级端和两个串联的半桥晶体管之间。
如图2所示，本实施例提供了一种对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路，该驱动电路包括：脉宽控制器1，栅极驱动器2，隔离变压器3，第一驱动电路4和第二驱动电路5；
脉宽控制器1的输出端连接于栅极驱动器2的输入端，脉宽控制器1用于向栅极驱动器2输入控制信号；
具体地，脉宽控制器1包括时钟振荡器、触发器和逻辑门电路，通过现有技术中的常用技术手段，即可产生恒频定宽的控制信号。
优选地，脉宽控制器1为开环控制器，脉宽控制器1的驱动电压频率及导通脉宽，由LC串联谐振电路8的谐振参数确定。所设定的驱动电压频率及导通脉宽保持恒定，脉宽为除防止晶体管共通的保护死区外全导通，即导通脉宽的占空比为49%。
脉宽控制器1为高频脉宽控制器，其频率为750kHz。
栅极驱动器2的输出端连接于隔离变压器3的初级端，本实施例中，通过设置如UCC27714等驱动集成电路，栅极驱动器2通过此类驱动集成电路的图腾柱，用于增强控制信号的电流驱动能力；
栅极驱动器2为高频栅极驱动器，其频率为750kHz。
隔离变压器3的次级端分别连接于第一驱动电路4和第二驱动电路5，第一驱动电路4的输出端连接于谐振电路6的驱动端，第一驱动电路4用于发送第一驱动电压信号，第二驱动电路5的输出端连接于整流电路7的驱动端，第二驱动电路5用于发送第二驱动电压信号。
优选地，通过调整变压器的同名端，可以实现幅度相同、相位交错的驱动信号，在本实施例中，通过调整变压器的同名端，使得第一驱动电压信号和第二驱动电压信号的幅度相同、相位交错，即获得两个交错的驱动信号。
进一步地，隔离变压器3的次级端设置有六路线圈；第一线圈32和第二线圈33连接于第一驱动电路4，第三线圈34、第四线圈35、第五线圈36和第六线圈37连接于第二驱动电路5，其中，第一线圈32、第三线圈34和第五线圈36为第一同名端，第二线圈33、第四线圈35和第六线圈37为第二同名端，第一同名端和第二同名端相位交错。
具体地，如图3所示，隔离变压器3通过同名端设计完成六路交错驱动信号的时序控制，实现对谐振电路6中两个半桥晶体管的开关切换控制、和整流电路7中四个同步整流晶体管的同步整流控制。
隔离变压器3的初级侧31连接于栅极驱动器2，接收电流驱动能力增强后的控制信号Sp，隔离变压器3的次级侧的第一线圈32、第三线圈34和第五线圈36正端为同名端，产生信号Ss1、Ss3、Ss5与控制信号Sp同相位，第二线圈33、第四线圈35和第六线圈37负端为同名端，产生信号Ss2、Ss4、Ss6与控制信号Sp相位相差180°，即相位交错。
进一步地，第一驱动电路4包括：两路第一栅极分压驱动电路；第一线圈32和第二线圈33，依次通过两路第一栅极分压驱动电路，分别连接于对称半桥谐振电路中串联的、两个半桥晶体管的栅极。
具体地，信号Ss1和Ss2对应于第一驱动电压信号S1、S2，通过两路第一栅极分压驱动电路，分别传送至半桥晶体管14、15的栅极，信号Ss1和Ss2之间电气隔离、且相位交错。
进一步地，第二驱动电路5包括：四路第二栅极分压驱动电路；第三线圈34、第四线圈35、第五线圈36和第六线圈37，依次通过四路第二栅极分压驱动电路，分别连接于同步整流电路中的四个同步整流晶体管的栅极。
具体地，信号Ss3、Ss4、Ss5、Ss6依次对应于第二驱动电压信号Sa1、Sa2、Sa3、Sa4，通过四路第二栅极分压驱动电路，分别传输给同步整流晶体管10、11、12、13的栅极，信号Ss3、Ss4、Ss5、Ss6之间电气隔离，且信号Ss3、Ss5与信号Ss4、Ss6之间相位交错。
进一步地，第一栅极分压驱动电路和第二栅极分压驱动电路的结构相同。如图4所示，本实施例中第一栅极分压驱动电路的一种实现方式为，第一栅极分压驱动电路包括：四个高频二极管，瞬变抑制二极管48和栅极驱动电路电阻；
第一高频二极管42的阴极与第二高频二极管44的阳极相连后，并连接于线圈的正端，第一高频二极管42的阳极与第一栅极驱动电路电阻43的一端相连；第二高频二极管44、第三高频二极管45、第四高频二极管46同相串联后，第四高频二极管46的阴极连接于第二栅极驱动电路电阻47的一端，第二栅极驱动电路电阻47的另一端与第一栅极驱动电路电阻43的另一端相连，并连接于晶体管410（即同步整流晶体管10、11、12、13，以及半桥晶体管14、15）的栅极；瞬变抑制二极管48和第三栅极驱动电路电阻49并联后，瞬变抑制二极管48的阴极连接于第二栅极驱动电路电阻47的另一端，瞬变抑制二极管48的阳极连接于线圈的负端，并连接于晶体管410的源极。
具体地，可以根据实际需求，确定第一栅极分压驱动电路中两路高频二极管的数量，通过上述的第一栅极分压驱动电路，使得晶体管410的导通电压比关断电压低了两个二极管压降，针对比如GS66508型号的氮化镓晶体管驱动而言，其正向耐压为7V，反相耐压为-10V，使同一路驱动信号到达栅源之间的正负电压不同，在本实施例中，设定正电压为5V，负电压比正电压多了两个二极管压降，即负电压为-6.2V，即实现了晶体管410的饱和导通和快速关断，又确保了栅源之间电压的容差设计。
调节第二栅极驱动电路电阻47，可以改变晶体管410导通的前沿，若晶体管410的栅源寄生电容为
Figure DEST_PATH_IMAGE002
Figure DEST_PATH_IMAGE002A
，第二栅极驱动电路电阻47的阻值为
Figure DEST_PATH_IMAGE004
Figure DEST_PATH_IMAGE004A
，信号SsX（X=1,2,…6）的正电压为
Figure DEST_PATH_IMAGE006
Figure DEST_PATH_IMAGE006A
，晶体管410栅源电压为
Figure DEST_PATH_IMAGE008
Figure DEST_PATH_IMAGE008A
，则在上升过程中有下式的关系，因为第三栅极驱动电路电阻49阻值较大，忽略第二栅极驱动电路电阻47和第三栅极驱动电路电阻49的分压影响。
Figure DEST_PATH_IMAGE010
Figure DEST_PATH_IMAGE012
式中，
Figure DEST_PATH_IMAGE014
Figure DEST_PATH_IMAGE014A
为晶体管导通阈值电压，
Figure DEST_PATH_IMAGE016
Figure DEST_PATH_IMAGE016A
为晶体管开通前沿时间。
可通过调节第二栅极驱动电路电阻47的阻值为
Figure DEST_PATH_IMAGE004AA
Figure DEST_PATH_IMAGE004AAA
大小，实现对
Figure DEST_PATH_IMAGE016AA
Figure DEST_PATH_IMAGE016AAA
的控制，当
Figure DEST_PATH_IMAGE016AAAA
Figure DEST_PATH_IMAGE016_5A
取值过小时，将导致晶体管的驱动信号振铃严重，当
Figure DEST_PATH_IMAGE016_7A
的取值过大时，晶体管410的开关损耗太大。
同理，关断后沿可以通过调节第一栅极驱动电路电阻43阻值，实现对晶体管关断后沿的控制。
为了验证本实施例中的驱动电路对上述对称半桥谐振开环直流比例变换器的控制的有效性，使用LM5035A作为脉宽控制器、UCC27714作为栅极驱动器，将斜坡补偿和反馈脚接固定电平，使脉宽控制器LM5035A处于开环工作模式，输出脉宽为最大，调节外接电阻，获得合适的死区时间，脉宽控制器LM5035A的输出驱动波形，接栅极驱动器UCC27714，后级使用隔离变压器隔离栅极驱动器，使用飞磁3F4材质的磁芯作为隔离变压器的铁芯，栅极驱动器UCC27714的输出即为控制信号Sp。
通过本实施例的电路样机测试，可以测量得到信号Ss1、Ss3的波形如图5所示，信号Ss1、Ss3依次对应图5中波形A和B，通过对波形A、B的分析可得，波形A、B基本一致，即可以通过本实施例中的对称半桥谐振开环直流比例变换器驱动电路，实现对称半桥谐振开环直流比例变换器中初级侧半桥晶体管的开关切换和次级侧全桥晶体管的同步整流。
实施例二：
本实施例提供了一种对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动方法，该驱动方法适用于对上述实施例中的对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路进行驱动，该驱动方法包括：步骤1，在高频变压器的初级端和谐振电路之间串联LC串联谐振电路；步骤2，根据LC串联谐振电路的谐振角频率，确定驱动电路的开关频率；步骤3，根据开关频率，向驱动电路发送晶体管导通指令，晶体管导通指令用于控制驱动电路中的晶体管导通或关断。
以上结合附图详细说明了本申请的技术方案，本申请提出了一种对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路，包括：脉宽控制器的输出端连接于栅极驱动器的输入端，脉宽控制器用于向栅极驱动器输入控制信号；栅极驱动器的输出端连接于隔离变压器的初级端，栅极驱动器用于增强控制信号的电流驱动能力；隔离变压器的次级端分别连接于第一驱动电路和第二驱动电路，第一驱动电路的输出端连接于谐振电路的驱动端，第一驱动电路用于发送第一驱动电压信号，第二驱动电路的输出端连接于整流电路的驱动端，第二驱动电路用于发送第二驱动电压信号。通过本申请中的技术方案，实现对称半桥谐振开环直流比例变换器中初级侧半桥晶体管的开关切换和次级侧全桥晶体管的同步整流。
本申请中的步骤可根据实际需求进行顺序调整、合并和删减。
本申请装置中的单元可根据实际需求进行合并、划分和删减。
尽管参考附图详地公开了本申请，但应理解的是，这些描述仅仅是示例性的，并非用来限制本申请的应用。本申请的保护范围由附加权利要求限定，并可包括在不脱离本申请保护范围和精神的情况下针对发明所作的各种变型、改型及等效方案。

Claims (9)

1.一种对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路，其特征在于，所述对称半桥谐振开环直流比例变换器包括谐振电路（6）和整流电路（7），其中，所述谐振电路（6）为由两个半桥晶体管、两个均压电容、两个均压电阻以及高频变压器（9）构成的对称半桥谐振电路，
该驱动电路包括：LC串联谐振电路（8），脉宽控制器（1），栅极驱动器（2），隔离变压器（3），第一驱动电路（4）和第二驱动电路（5）；
所述LC串联谐振电路（8）连接于所述高频变压器（9）的初级端和两个串联的所述半桥晶体管之间；
所述脉宽控制器（1）的输出端连接于所述栅极驱动器（2）的输入端，所述脉宽控制器（1）用于向所述栅极驱动器（2）输入控制信号，其中，所述脉宽控制器（1）为开环控制器，所述脉宽控制器（1）的驱动电压频率及导通脉宽，由所述LC串联谐振电路（8）的谐振参数确定；
所述栅极驱动器（2）的输出端连接于所述隔离变压器（3）的初级端，所述栅极驱动器（2）用于增强所述控制信号的电流驱动能力；
所述隔离变压器（3）的次级端分别连接于所述第一驱动电路（4）和所述第二驱动电路（5），所述第一驱动电路（4）的输出端连接于所述谐振电路（6）的驱动端，所述第一驱动电路（4）用于发送第一驱动电压信号，所述第二驱动电路（5）的输出端连接于所述整流电路（7）的驱动端，所述第二驱动电路（5）用于发送第二驱动电压信号，其中，所述隔离变压器（3）的所述次级端设置有线圈，
所述第一驱动电路（4）包括：两路第一栅极分压驱动电路，两个所述第一栅极分压驱动电路分别连接于所述对称半桥谐振电路中串联的、两个半桥晶体管的栅极，所述第一栅极分压驱动电路包括：四个高频二极管，瞬变抑制二极管（48）和三个栅极驱动电路电阻，其中，
第一高频二极管（42）的阴极与第二高频二极管（44）的阳极相连后，并连接于所述线圈的正端，所述第一高频二极管（42）的阳极与第一栅极驱动电路电阻（43）的一端相连；
所述第二高频二极管（44）、第三高频二极管（45）、第四高频二极管（46）同相串联后，所述第四高频二极管（46）的阴极连接于第二栅极驱动电路电阻（47）的一端，所述第二栅极驱动电路电阻（47）的另一端与所述第一栅极驱动电路电阻（43）的另一端相连，并连接于晶体管（410）的栅极；
所述瞬变抑制二极管（48）和第三栅极驱动电路电阻（49）并联后，所述瞬变抑制二极管（48）的阴极连接于所述第二栅极驱动电路电阻（47）的另一端，所述瞬变抑制二极管（48）的阳极连接于所述线圈的负端，并连接于所述晶体管（410）的源极。
2.如权利要求1所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路，其特征在于，所述隔离变压器（3）的所述次级端设置有六路线圈；
第一线圈（32）和第二线圈（33）连接于所述第一驱动电路（4），第三线圈（34）、第四线圈（35）、第五线圈（36）和第六线圈（37）连接于所述第二驱动电路（5），其中，所述第一线圈（32）、所述第三线圈（34）和所述第五线圈（36）为第一同名端，所述第二线圈（33）、所述第四线圈（35）和所述第六线圈（37）为第二同名端，所述第一同名端和所述第二同名端相位交错。
3.如权利要求2所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路，其特征在于，所述第一驱动电路（4）包括：两路第一栅极分压驱动电路；
所述第一线圈（32）和所述第二线圈（33），依次通过两路所述第一栅极分压驱动电路，分别连接于所述对称半桥谐振电路中串联的、两个半桥晶体管的栅极。
4.如权利要求3所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路，所述整流电路（7）为由四个同步整流晶体管和滤波电容构成的同步整流电路，四个所述同步整流晶体管连接于所述高频变压器（9）的次级端，其特征在于，所述第二驱动电路（5）包括：四路第二栅极分压驱动电路；
所述第三线圈（34）、所述第四线圈（35）、所述第五线圈（36）和所述第六线圈（37），依次通过四路所述第二栅极分压驱动电路，分别连接于所述同步整流电路中的四个所述同步整流晶体管的栅极。
5.如权利要求4所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路，其特征在于，
所述第一驱动电压信号和所述第二驱动电压信号的相位交错。
6.如权利要求4所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路，其特征在于，所述第一栅极分压驱动电路和所述第二栅极分压驱动电路的结构相同。
7.如权利要求1所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路，其特征在于，所述导通脉宽的占空比为49%。
8.如权利要求1所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路，其特征在于，
所述脉宽控制器（1）的频率和所述栅极驱动器（2）的频率均设定为750kHz。
9.一种开关电源中比例变换器的驱动方法，其特征在于，所述驱动方法用于对开关电源中的比例变换器进行驱动，所述比例变换器包括如权利要求1至8中任一项所述的对称半桥谐振开环直流比例变换器的驱动电路，所述驱动方法包括：
步骤1，在所述高频变压器的初级端和所述谐振电路之间串联LC串联谐振电路；
步骤2，根据所述LC串联谐振电路的谐振角频率，确定所述驱动电路的开关频率；
步骤3，根据所述开关频率，向所述驱动电路发送晶体管导通指令，所述晶体管导通指令用于控制所述驱动电路中的晶体管导通或关断。
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CN201345614Y (zh) * 2008-12-09 2009-11-11 佛山市南海蜚声演出器材制造有限公司 一种大功率音频功率放大器开关电源电路
CN101964646B (zh) * 2010-09-30 2012-08-01 中国船舶重工集团公司第七二三研究所 一种浮动栅极调制器
CN207200596U (zh) * 2017-09-15 2018-04-06 肇庆市锐高电子有限公司 同步整流电路
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