CN111987759B - 基于高频电力电子变压器的主动均衡拓扑及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于高频电力电子变压器的主动均衡拓扑及方法，包括低压直流母线单元、一次侧逆变全桥、一次侧谐振电路、多绕组高频变压器T、二次侧整流电路、二次侧BUCK‑BOOST电路、二次侧滤波电路和蓄电池储能单元；蓄电池储能单元包括N个相串联的蓄电池单体；多绕组高频变压器T包括一个或N个一次侧绕组和N个二次侧绕组；一次侧电路均由低压直流母线单元、一次侧逆变全桥、一次侧谐振电路和一次侧绕组依次串联形成；二次侧电路均包括依次相串联的二次侧绕组、二次侧整流电路、二次侧BUCK‑BOOST电路、二次侧滤波电路和一个蓄电池单体。本发明能快速对多节串联蓄电池单体进行正向充电、反向充电修复以及均衡，也可将电池储能单元的能量馈入直流母线。

Description

基于高频电力电子变压器的主动均衡拓扑及方法
技术领域
本发明涉及电池均衡领域，特别是一种基于高频电力电子变压器的主动均衡拓扑。
背景技术
电池均衡是利用电力电子技术，使锂离子电池单体电压或电池组电压偏差保持在预期的范围内，从而保证每个单体电池在正常的使用时保持相同状态，以避免过充、过放发生的一种技术。分为主动均衡和被动均衡两大类。其中，主动均衡能够使电池被分流的能量通过转递能够再次被存储利用。
目前市场上的动力电池以铅酸电池、镍氢电池、燃料电池、锂离子电池为主。其中动力锂电池凭其能量密度大、输出电压高、功率大，自放电小、循环性能优越，充电效率高、可快速充放电，工作温度范围宽，不含有毒有害物质等优越性能逐渐成为新能源车辆的主要动力源。
由于单体电池电压较小且输出功率低，实际应用中电动乘用车、电动大巴往往将成百上千节锂离子电池串、并联起来构成电池组以满足车辆对电压、容量、功率的需求，而成组的动力电池面临的主要问题是电池组一致性差异。而由电池组一致性差异导致的电池不均衡问题会对系统安全性、电池寿命以及电池利用率造成严重的负面影响。其主要危害如下：
(1)在系统安全性方面，由于电池不均衡，出现电池过充，电压过高的问题，若锂电池单体电压超过4.5V，会造成热失控，损害寿命，严重时甚至可能起火爆炸。
(2)在电池寿命方面，电池不均衡导致的过放会造成电池寿命衰减问题，锂电池在过放情况下，其内部碳材料结构会遭到破坏，从而损害电池寿命。
(3)在电池利用率方面，由于“短板效应”，串联成组的电池中单体电池容量实际利用率并不相同，为保护特性差单体不被过充过放，电池组会在该单体充满或放完电量后，提前截止工作，电池组的实际可用容量由特性最差的单体决定。因此，存在组内特性好的单体容量利用率低的问题，大大降低了电池组容量的实际利用率。
为解决电池组在充放电过程中由于一致性差异造成的各种不良影响，需要电池均衡技术调整限制电池组的行为，以保障使用安全。
发明内容
本发明要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，而提供一种基于高频电力电子变压器的主动均衡拓扑，该基于高频电力电子变压器的主动均衡拓扑能对电池组中各个蓄电池单体进行主动均衡，提高蓄电池充电效率并对其进行修复。
为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：
一种基于高频电力电子变压器的主动均衡拓扑，包括低压直流母线单元、一次侧逆变全桥、一次侧谐振电路、多绕组高频变压器T、二次侧整流电路、二次侧BUCK-BOOST电路、二次侧滤波电路和蓄电池储能单元。
蓄电池储能单元包括N个相串联的蓄电池单体，其中，N为不小于2的自然数。
多绕组高频变压器T包括一个或N个一次侧绕组和N个二次侧绕组。在多绕组高频变压器T的一次侧具有一个或N个一次侧电路，在多绕组高频变压器T的二次侧具有N个二次侧电路。
每个一次侧电路均由低压直流母线单元、一次侧逆变全桥、一次侧谐振电路和一次侧绕组依次串联形成。
每个二次侧电路均包括依次相串联的二次侧绕组、二次侧整流电路、二次侧BUCK-BOOST电路、二次侧滤波电路和一个蓄电池单体。
低压直流母线单元输出或馈入的电压和电流分别为48V、3A。二次侧整流电路直流侧的电压和电流分别为6V、25A。二次侧BUCK-BOOST电路交流侧的电压和电流分别为2.5V、50A或-2.5V、50A。
每个蓄电池单体均具有三种工作模式，分别为：正向充电、反向充电以及放电。
正向充电的具体工作过程为：低压直流母线单元输出48V、3A的电压和电流，经一次侧逆变全桥逆变为交流，并通过多绕组高频变压器T形成两侧的隔离，一次侧逆变全桥的控制信号超前于对应二次侧电路中二次侧整流电路的控制信号，保证功率能够正向传输。经过二次侧整流电路后变为6V、25A的直流电。6V、25A直流电通过二次侧BUCK-BOOST电路斩波为2.5V，50A的直流电并滤波后完成对蓄电池单体的正向充电。
反向充电的具体工作过程为：低压直流母线单元输出48V、3A的电压和电流，经一次侧逆变全桥逆变为交流，并通过多绕组高频变压器T形成两侧的隔离，一次侧逆变全桥的控制信号超前于对应二次侧电路中二次侧整流电路的控制信号，保证功率能够正向传输。经过二次侧整流电路后变为6V、25A的直流电。6V、25A直流电通过二次侧BUCK-BOOST电路斩波为-2.5V，50A的直流电并滤波后完成对蓄电池单体的负压反向充电，以达到蓄电池单体修复的目的。
放电的具体工作过程为：蓄电池单体以2.5V，50A的直流电进行放电，经滤波并通过对应的二次侧BUCK-BOOST电路斩波为6V、25A的直流电，接着由二次侧整流电路将6V、25A直流电转换为交流电送入多绕组高频变压器T，再经次侧逆变全桥同步整流为48V，3A的直流电馈入直流电网，为保证功率能够反向传输，应控制二次侧整流电路的控制信号超前于一次侧逆变全桥的控制信号。
一次侧谐振电路包括相互串联的谐振电感Lr和谐振电容Cr。
二次侧整流电路包括二次侧可控全桥和并联在二次侧可控全桥直流侧的二次侧稳压电容。
二次侧BUCK-BOOST电路为可控制电压极性全桥。
二次侧滤波电路包括滤波电感Lo和滤波电容Co。其中，滤波电感Lo串联在二次侧BUCK-BOOST电路的交流侧和蓄电池单体之间，滤波电容Co并联在蓄电池单体正负极之间。
一种基于高频电力电子变压器的主动均衡方法，包括如下步骤。
步骤1，蓄电池单体不均衡状态判断，具体包括如下步骤：
步骤11，计算蓄电池单体的荷电状态SOC：通过监测蓄电池单体的电流、电压、温度参数，利用扩展卡尔曼滤波法估算每节蓄电池单体的荷电状态SOC以及N节蓄电池单体的荷电状态均值SOC。
步骤12，计算蓄电池单体的健康状态SOH：利用扩展卡尔曼滤波法估算蓄电池单体的健康状态SOH。
步骤13，电池主动均衡电路工作状态分类：电池主动均衡电路工作状态包括正向充电工作状态、反向充电工作状态以及放电工作状态。
步骤14，蓄电池单体不均衡状态判断：计算当前待判定蓄电池单体的荷电状态SOC与N节蓄电池单体荷电状态均值SOC的差值H，并将计算的差值H与设定阈值进行比较，从而确定是否需要对当前待判定蓄电池单体进行充放电状态的主动均衡。
步骤15，蓄电池单体健康状态判断：将步骤12计算的蓄电池单体健康状态SOH与设定健康阈值进行比较，若超过设定健康阈值，则进入反向充电状态对电池进行修复。
步骤2，均衡：包括正向充电均衡、反向充电均衡和放电均衡。
步骤21、正向充电均衡：在正向充电均衡时，根据步骤14计算的差值H，控制N个二次侧整流电路中开关管的移相角，从而将能量不均匀地分配给N个二次侧电路，具体分配方法为：
A、若某节蓄电池单体中计算的差值H为正，则要增大该节蓄电池单体支路中二次侧整流电路移相角以降低其充电功率，且移相角大小与该差值正相关。
B、若某节蓄电池单体中计算的差值H为负，则要减小该节蓄电池单体支路中二次侧整流电路移相角以增大其充电功率，且移相角大小与差值H正相关。从而保证N个蓄电池单体间的均衡，也即使得各节蓄电池单体中计算的差值H均不超过设定阈值。
步骤22、反向充电均衡：在反向充电均衡时，具体均衡方法参照正向充电均衡。然而，反向充电均衡时，回路中的蓄电池健康状态SOH已低于设定健康阈值，通过控制回路的二次侧BUCK-BOOST电路中开关管，反转充电电压极性，达到负压充电修复电池的目的。
步骤22、放电均衡：在放电均衡时，通过控制二次侧BUCK-BOOST电路中开关管的占空比，调节放电功率，保证N节蓄电池单体间的均衡。具体均衡方法为：
A、若某节蓄电池单体中计算的差值H为正，则要增大该支路二次侧BUCK-BOOST电路中开关管的占空比以增大其放电功率，且占空比大小与差值H正相关。
B、若某节蓄电池单体中计算的差值H为负，则要减小该支路二次侧BUCK-BOOST电路中开关管的占空比以减小其放电功率，且占空比大小与差值H正相关，从而保证N节蓄电池单体间的均衡，也即使得各节蓄电池单体中计算的差值H均不超过设定阈值。
本发明具有如下有益效果：
1、本发明既能够在给蓄电池进行赋能的同时，对其进行高效的均衡，又能够在蓄电池受损时对其反向充电从而达到电池修复的目的。
2、当蓄电池的能量有富余时，可通过高频电力电子变压器将其能量馈入直流电网。与一般的赋能机相比，采用该拓扑的赋能机不仅均衡效率较高而且能够对电池进行修复。
附图说明
图1显示了本发明一种基于高频电力电子变压器的主动均衡拓扑的第一种结构示意图。
图2显示了本发明一种基于高频电力电子变压器的主动均衡拓扑的第二种结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体较佳实施方式对本发明作进一步详细的说明。
本发明的描述中，需要理解的是，术语“左侧”、“右侧”、“上部”、“下部”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，“第一”、“第二”等并不表示零部件的重要程度，因此不能理解为对本发明的限制。本实施例中采用的具体尺寸只是为了举例说明技术方案，并不限制本发明的保护范围。
如图1和图2所示，一种基于高频电力电子变压器的主动均衡拓扑，包括低压直流母线单元、一次侧逆变全桥、一次侧谐振电路、多绕组高频变压器T、二次侧整流电路、二次侧BUCK-BOOST电路、二次侧滤波电路和蓄电池储能单元。
蓄电池储能单元包括N个相串联的蓄电池单体，其中，N为不小于2的自然数。本发明以24节相串联的蓄电池单体为例进行说明，也即N＝24。
多绕组高频变压器T包括一个或N个一次侧绕组和N个二次侧绕组。在多绕组高频变压器T的一次侧具有一个或N个一次侧电路，在多绕组高频变压器T的二次侧具有N个二次侧电路。
本发明具有两个优选实施例，以24节相串联的蓄电池单体为例，具体介绍如下。
第一种实施例
如图1所示，多绕组高频变压器T包括一个一次侧绕组和24个二次侧绕组。在多绕组高频变压器T的一次侧具有一个一次侧电路，在多绕组高频变压器T的二次侧具有24个二次侧电路。
其中，一次侧电路均由低压直流母线单元、一次侧逆变全桥、一次侧谐振电路和一次侧绕组依次串联形成。
低压直流母线单元输出或馈入的电压和电流分别为48V、3A。
一次侧逆变全桥H1包括相并联的第一桥臂支路和第二桥臂支路。其中，第一桥臂支路，由开关管S1，S2串联形成；第二桥臂支路，由开关管S3，S4串联形成；
一次侧谐振电路包括相互串联的谐振电感Lr和谐振电容Cr。
一次侧电路的具体连接方式为：低压直流母线单元连接一次侧逆变全桥H1的直流侧，一次侧逆变全桥H1中第一桥臂支路的中点，依次串联谐振电感Lr、谐振电容Cr和多绕组变压器T中一次侧绕组的同名侧，一次侧绕组的异名侧连接至第二桥臂支路的中点处。
每个二次侧电路均包括依次相串联的二次侧绕组、二次侧整流电路、二次侧BUCK-BOOST电路、二次侧滤波电路和一个蓄电池单体。
在本实施例中，24个二次侧电路均将具有24个二次侧绕组、24个二次侧整流电路、24个二次侧BUCK-BOOST电路、24个二次侧滤波电路和24个蓄电池单体。每个蓄电池单体均优选为锂离子电池。
上述24个蓄电池单体分别为蓄电池单体B1、蓄电池单体B2、……、蓄电池单体B24。
二次侧整流电路包括二次侧可控全桥和并联在二次侧可控全桥直流侧的二次侧稳压电容。24个二次侧整流电路故而具有24个二次侧可控全桥和24个二次侧稳压电容。
24个二次侧可控全桥分别为二次侧可控全桥H2、二次侧可控全桥H3、……、二次侧可控全桥H25。
24个二次侧稳压电容分别为二次侧稳压电容C1、二次侧稳压电容C2、……、二次侧稳压电容C24。
二次侧可控全桥H2包括相互并联的第三桥臂支路和第四桥臂支路。其中，第三桥臂支路，由开关管S5，S6串联形成；第四桥臂支路，由开关管S7，S8串联形成。
多绕组变压器T中的第一个二次侧绕组，其同名端连接到开关管S5，S6之间的第三桥臂支路中点处，异名端连接到开关管S7，S8之间的第四桥臂支路中点处。二次侧稳压电容C1并联在二次侧可控全桥H2的直流侧。
组成二次侧可控全桥H3的四个开关管分别为开关管S9、S10、S11和S12，其电路连接方式同二次侧可控全桥H2，这里不再赘述。二次侧稳压电容C2并联在二次侧可控全桥H3的直流侧。
依次类推，其余22个二次侧整流电路的电路连接方式相同，其中组成二次侧可控全桥H25的四个开关管分别为开关管S97、S98、S99和S100，二次侧稳压电容C25并联在二次侧可控全桥H25的直流侧。
二次侧BUCK-BOOST电路为可控制电压极性全桥。
24个二次侧BUCK-BOOST电路分别为二次侧BUCK-BOOST电路H26、二次侧BUCK-BOOST电路H27、……、二次侧BUCK-BOOST电路H49。
二次侧BUCK-BOOST电路H26包括相互并联的第五桥臂支路和第六桥臂支路。其中，第五桥臂支路，由开关管S101，S102串联形成；第六桥臂支路，由开关管S103，S104串联形成。
组成二次侧BUCK-BOOST电路H27的四个开关管分别为开关管S105、S106、S107和S108，其电路连接方式同二次侧BUCK-BOOST电路H26，这里不再赘述。
依次类推，其余22个二次侧BUCK-BOOST电路的电路连接方式相同，其中组成二次侧可控全桥H49的四个开关管分别为开关管S193、S194、S195和S196。
二次侧滤波电路包括滤波电感Lo和滤波电容Co。其中，滤波电感Lo串联在二次侧BUCK-BOOST电路的交流侧和蓄电池单体之间，滤波电容Co并联在蓄电池单体正负极之间。
第一个二次侧滤波电路包括滤波电感Lo1和滤波电容Co1。滤波电感Lo1一端连接到开关管S101，S102之间，另一端接蓄电池单体B1的正极，蓄电池单体B1的负极连接到开关管S103，S104之间。滤波电容Co1并联在蓄电池单体B1正负极之间。
第二个二次侧滤波电路包括滤波电感Lo2和滤波电容Co2。滤波电感Lo2一端连接到开关管S105，S106之间，另一端接蓄电池单体B2的正极，蓄电池单体B2的负极连接到开关管S107，S108之间。滤波电容Co2并联在蓄电池单体B2正负极之间。
依次类推，第24个二次侧滤波电路包括滤波电感Lo24和滤波电容Co24。滤波电感Lo24一端连接到开关管S193，S194之间，另一端接蓄电池单体B24的正极，蓄电池单体B24的负极连接到开关管S195，S196之间。滤波电容Co24并联在蓄电池单体B24正负极之间。
每个蓄电池单体均具有三种工作模式，分别为：正向充电、反向充电以及放电。
第一种工作模式、正向充电
正向充电的具体工作过程为：低压直流母线单元输出48V、3A的电压和电流，经一次侧逆变全桥逆变为交流，并通过多绕组高频变压器T形成两侧的隔离，一次侧逆变全桥的控制信号超前于对应二次侧电路中二次侧整流电路的控制信号，保证功率能够正向传输。经过二次侧整流电路后变为6V、25A的直流电。6V、25A直流电通过二次侧BUCK-BOOST电路斩波为2.5V，50A的直流电并滤波后完成对蓄电池单体的正向充电。根据蓄电池单体之间SOC值的差异对其进行均衡。
第二种工作模式、反向充电
反向充电的具体工作过程为：低压直流母线单元输出48V、3A的电压和电流，经一次侧逆变全桥逆变为交流，并通过多绕组高频变压器T形成两侧的隔离，一次侧逆变全桥的控制信号超前于对应二次侧电路中二次侧整流电路的控制信号，保证功率能够正向传输。经过二次侧整流电路后变为6V、25A的直流电。6V、25A直流电通过二次侧BUCK-BOOST电路斩波为-2.5V，50A的直流电并滤波后完成对蓄电池单体的负压反向充电，以达到蓄电池单体修复的目的。也即是说，反向充电，通过二次侧BUCK-BOOST电路将输出的直流电压极性变为负，对蓄电池进行负压充电以达到电池修复的目的。
第三种工作模式、放电
放电的具体工作过程为：蓄电池能量富余时，蓄电池单体以2.5V，50A的直流电进行放电，经滤波并通过对应的二次侧BUCK-BOOST电路斩波为6V、25A的直流电，接着由二次侧整流电路将6V、25A直流电转换为交流电送入多绕组高频变压器T，再经次侧逆变全桥同步整流为48V，3A的直流电馈入直流电网，为保证功率能够反向传输，应控制二次侧整流电路的控制信号超前于一次侧逆变全桥的控制信号。
本发明有效地将直流母线，交直流变换器(一次侧逆变全桥、一次侧谐振电路、二次侧整流电路、二次侧BUCK-BOOST电路和二次侧滤波电路的统称)和储能单元，通过一个共用的多绕组高频变压器T连接起来，可以有效地减少规模和成本，提高电池均衡效率，同时也能够对蓄电池进行反向充电，达到修复电池的目的。
本发明通过全控型电力电子器件的选择和高频变压器T的使用，实现双向的功率流动。
本发明可通过监测电池的电流、电压，控制单体电池的充放电均衡，估算电池的剩余电量，协调控制和优化电量分配。
第二种实施例
如图2所示，多绕组高频变压器T包括24个一次侧绕组和24个二次侧绕组。在多绕组高频变压器T的一次侧具有24个一次侧电路，在多绕组高频变压器T的二次侧具有24个二次侧电路。
其中，24个二次侧电路与第一种实施例基本相同，这里不再进行赘述。
在本实施例中，24个一次侧绕组和24个二次侧绕组也可形成为24个高频变压器，分别为高频变压器T1、高频变压器图T2、……、高频变压器T24。
第一种实施例中的一个一次侧电路，作为第二种实施例中的第一个一次侧电路，依次类推，其余23个一次侧电路，均电路结构均与第一个一次侧电路相同。
一种基于高频电力电子变压器的主动均衡方法，包括如下步骤。
步骤1，蓄电池单体不均衡状态判断，具体包括如下步骤。
步骤1，蓄电池单体不均衡状态判断，具体包括如下步骤：
步骤11，计算蓄电池单体的荷电状态SOC：通过监测蓄电池单体的电流、电压、温度参数，利用扩展卡尔曼滤波法估算每节蓄电池单体的荷电状态SOC以及N节蓄电池单体的荷电状态均值SOC。
荷电状态SOC在数值上被定义为电池的剩余容量Qs与电池标称容量Qe的比值：
Figure BDA0002594409140000081
标称容量Qe是电池处于最理想状态下所能放出的最大容量，为标定值。
上述采用展卡尔曼滤波法估算蓄电池单体荷电状态SOC的方法，为现有技术，这里不再详述，如公开号为CN107219466A，公开的一种混合扩展卡尔曼滤波的锂电池SOC估算方法。
步骤12，计算蓄电池单体的健康状态SOH：利用扩展卡尔曼滤波法估算蓄电池单体的健康状态SOH，具体估算方法为现有技术，如公开号为CN109061505A，公开的一种锂电池SOH的检测方法。
电池在经过多次的充放电使用之后，性能会发生衰减，所以电池的健康状态也称为电池寿命状态，从电池容量的角度定义SOH：
Figure BDA0002594409140000082
Qe为标称容量，Qnow为当前电池可用最大容量。
步骤13，电池主动均衡电路工作状态分类：电池主动均衡电路工作状态包括正向充电工作状态(直流母线向电池充电)、反向充电工作状态(电池修复)以及放电工作状态(蓄电池组功率反馈直流母线)。
步骤14，蓄电池单体不均衡状态判断：计算当前待判定蓄电池单体的荷电状态SOC与N节蓄电池单体荷电状态均值SOC的差值H，并将计算的差值H与设定阈值进行比较，从而确定是否需要对当前待判定蓄电池单体进行充放电状态的主动均衡。
步骤15，蓄电池单体健康状态判断：将步骤12计算的蓄电池单体健康状态SOH与设定健康阈值进行比较，若超过设定健康阈值，则进入反向充电状态对电池进行修复。
步骤2，均衡：包括正向充电均衡、反向充电均衡和放电均衡。
步骤21、正向充电均衡：在正向充电均衡时，根据步骤14计算的差值H，控制N个二次侧整流电路中开关管的移相角，从而将能量不均匀地分配给N个二次侧电路，具体分配方法为：
A、若某节蓄电池单体中计算的差值H为正，则要增大该节蓄电池单体支路中二次侧整流电路移相角以降低其充电功率，且移相角大小与该差值正相关。
B、若某节蓄电池单体中计算的差值H为负，则要减小该节蓄电池单体支路中二次侧整流电路移相角以增大其充电功率，且移相角大小与差值H正相关。从而保证N个蓄电池单体间的均衡，也即使得各节蓄电池单体中计算的差值H均不超过设定阈值。
步骤22、反向充电均衡：在反向充电均衡时，具体均衡方法参照正向充电均衡。然而，反向充电均衡时，回路中的蓄电池健康状态SOH已低于设定健康阈值，通过控制回路的二次侧BUCK-BOOST电路中开关管，反转充电电压极性，达到负压充电修复电池的目的。
步骤22、放电均衡：在放电均衡时，通过控制二次侧BUCK-BOOST电路中开关管的占空比，调节放电功率，保证N节蓄电池单体间的均衡。具体均衡方法为：
A、若某节蓄电池单体中计算的差值H为正，则要增大该支路二次侧BUCK-BOOST电路中开关管的占空比以增大其放电功率，且占空比大小与差值H正相关。
B、若某节蓄电池单体中计算的差值H为负，则要减小该支路二次侧BUCK-BOOST电路中开关管的占空比以减小其放电功率，且占空比大小与差值H正相关，从而保证N节蓄电池单体间的均衡，也即使得各节蓄电池单体中计算的差值H均不超过设定阈值。
以上详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种等同变换，这些等同变换均属于本发明的保护范围。

Claims (8)

1.一种基于高频电力电子变压器的主动均衡方法，其特征在于：包括如下步骤：
步骤1，蓄电池单体不均衡状态判断，具体包括如下步骤：
步骤11，计算蓄电池单体的荷电状态SOC：通过监测蓄电池单体的电流、电压、温度参数，利用扩展卡尔曼滤波法估算每节蓄电池单体的荷电状态SOC以及N节蓄电池单体的荷电状态均值SOC；
步骤12，计算蓄电池单体的健康状态SOH：利用扩展卡尔曼滤波法估算蓄电池单体的健康状态SOH；
步骤13，电池主动均衡电路工作状态分类：电池主动均衡电路工作状态包括正向充电工作状态、反向充电工作状态以及放电工作状态；
步骤14，蓄电池单体不均衡状态判断：计算当前待判定蓄电池单体的荷电状态SOC与N节蓄电池单体荷电状态均值SOC的差值H，并将计算的差值H与设定阈值进行比较，从而确定是否需要对当前待判定蓄电池单体进行充放电状态的主动均衡；
步骤15，蓄电池单体健康状态判断：将步骤12计算的蓄电池单体健康状态SOH与设定健康阈值进行比较，若超过设定健康阈值，则进入反向充电状态对电池进行修复；
步骤2，均衡：包括正向充电均衡、反向充电均衡和放电均衡；
步骤21、正向充电均衡：在正向充电均衡时，根据步骤14计算的差值H，控制N个二次侧整流电路中开关管的移相角，从而将能量不均匀地分配给N个二次侧电路，具体分配方法为：
A、若某节蓄电池单体中计算的差值H为正，则要增大该节蓄电池单体支路中二次侧整流电路移相角以降低其充电功率，且移相角大小与该差值正相关；
B、若某节蓄电池单体中计算的差值H为负，则要减小该节蓄电池单体支路中二次侧整流电路移相角以增大其充电功率，且移相角大小与差值H正相关；从而保证N个蓄电池单体间的均衡，也即使得各节蓄电池单体中计算的差值H均不超过设定阈值；
步骤22、反向充电均衡：在反向充电均衡时，具体均衡方法参照正向充电均衡；然而，反向充电均衡时，回路中的蓄电池健康状态SOH已低于设定健康阈值，通过控制回路的二次侧BUCK-BOOST电路中开关管，反转充电电压极性，达到负压充电修复电池的目的；
步骤23 、放电均衡：在放电均衡时，通过控制二次侧BUCK-BOOST电路中开关管的占空比，调节放电功率，保证N节蓄电池单体间的均衡；具体均衡方法为：
A、若某节蓄电池单体中计算的差值H为正，则要增大该支路二次侧BUCK-BOOST电路中开关管的占空比以增大其放电功率，且占空比大小与差值H正相关；
B、若某节蓄电池单体中计算的差值H为负，则要减小该支路二次侧BUCK-BOOST电路中开关管的占空比以减小其放电功率，且占空比大小与差值H正相关，从而保证N节蓄电池单体间的均衡，也即使得各节蓄电池单体中计算的差值H均不超过设定阈值。
2.根据权利要求1所述的基于高频电力电子变压器的主动均衡方法，其特征在于：具有主动均衡拓扑，主动均衡拓扑包括低压直流母线单元、一次侧逆变全桥、一次侧谐振电路、多绕组高频变压器T、二次侧整流电路、二次侧BUCK-BOOST电路、二次侧滤波电路和蓄电池储能单元；
蓄电池储能单元包括N个相串联的蓄电池单体，其中，N为不小于2的自然数；
多绕组高频变压器T包括一个或N个一次侧绕组和N个二次侧绕组；在多绕组高频变压器T的一次侧具有一个或N个一次侧电路，在多绕组高频变压器T的二次侧具有N个二次侧电路；
每个一次侧电路均由低压直流母线单元、一次侧逆变全桥、一次侧谐振电路和一次侧绕组依次串联形成；
每个二次侧电路均包括依次相串联的二次侧绕组、二次侧整流电路、二次侧BUCK-BOOST电路、二次侧滤波电路和一个蓄电池单体。
3.根据权利要求2所述的基于高频电力电子变压器的主动均衡方法，低压直流母线单元输出或馈入的电压和电流分别为48V、3A；二次侧整流电路直流侧的电压和电流分别为6V、25A；二次侧BUCK-BOOST电路交流侧的电压和电流分别为2.5V、50A或-2.5V、50A。
4.根据权利要求2所述的基于高频电力电子变压器的主动均衡方法，其特征在于：每个蓄电池单体均具有三种工作模式，分别为：正向充电、反向充电以及放电；
正向充电的具体工作过程为：低压直流母线单元输出48V、3A的电压和电流，经一次侧逆变全桥逆变为交流，并通过多绕组高频变压器T形成两侧的隔离，一次侧逆变全桥的控制信号超前于对应二次侧电路中二次侧整流电路的控制信号，保证功率能够正向传输；经过二次侧整流电路后变为6V、25A的直流电；6V、25A直流电通过二次侧BUCK-BOOST电路斩波为2.5V，50A的直流电并滤波后完成对蓄电池单体的正向充电；
反向充电的具体工作过程为：低压直流母线单元输出48V、3A的电压和电流，经一次侧逆变全桥逆变为交流，并通过多绕组高频变压器T形成两侧的隔离，一次侧逆变全桥的控制信号超前于对应二次侧电路中二次侧整流电路的控制信号，保证功率能够正向传输；经过二次侧整流电路后变为6V、25A的直流电；6V、25A直流电通过二次侧BUCK-BOOST电路斩波为-2.5V，50A的直流电并滤波后完成对蓄电池单体的负压反向充电，以达到蓄电池单体修复的目的；
放电的具体工作过程为：蓄电池单体以2.5V，50A的直流电进行放电，经滤波并通过对应的二次侧BUCK-BOOST电路斩波为6V、25A的直流电，接着由二次侧整流电路将6V、25A直流电转换为交流电送入多绕组高频变压器T，再经次侧逆变全桥同步整流为48V，3A的直流电馈入直流电网，为保证功率能够反向传输，应控制二次侧整流电路的控制信号超前于一次侧逆变全桥的控制信号。
5.根据权利要求2所述的基于高频电力电子变压器的主动均衡方法，其特征在于：一次侧谐振电路包括相互串联的谐振电感Lr和谐振电容Cr。
6.根据权利要求2所述的基于高频电力电子变压器的主动均衡方法，其特征在于：二次侧整流电路包括二次侧可控全桥和并联在二次侧可控全桥直流侧的二次侧稳压电容。
7.根据权利要求2所述的基于高频电力电子变压器的主动均衡方法，其特征在于：二次侧BUCK-BOOST电路为可控制电压极性全桥。
8.根据权利要求2所述的基于高频电力电子变压器的主动均衡方法，其特征在于：二次侧滤波电路包括滤波电感Lo和滤波电容Co；其中，滤波电感Lo串联在二次侧BUCK-BOOST电路的交流侧和蓄电池单体之间，滤波电容Co并联在蓄电池单体正负极之间。
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