CN111969928A - 一种摩托车全波半控调压器的控制系统及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种摩托车全波半控调压器的控制系统及控制方法，所述控制方法中的全波半控调压器的主回路为由可控硅和二极管构成的半控桥式电路，通过连续逐波调节全波半控调压器主回路中各相可控硅的导通角θC来达到控制全波半控调压器的输出电压U0的目的。该控制方法和控制系统能减少调压器成本，同时能使得各相可控硅有序一致输出。

Description

一种摩托车全波半控调压器的控制系统及控制方法
技术领域
本发明涉及摩托车技术领域，具体涉及一种摩托车全波半控调压器的控制系统及控制方法。
背景技术
调压器是摩托车上常用的电子设备，主要用于将摩托车上磁电机产生的不稳定的交流电转换为稳定的直流电，供电瓶和大灯等负载使用。
现有摩托车调压器有采用可控硅式的开关式调压器，也有用二极管/可控硅、二极管/MOSFET、MOSFET构建的短路式调压器。相比短路式调压器而言，开关式调压器有突出的优点就是摩托车省油，在调压器后端负载需要大输出时，调压器输出变大，磁电机负载也加大；否则磁电机负载减小，而短路式则是调压器后端负载越小，磁电机负载越重，越费油。从用户使用和国家能耗政策来说，开关式调压器是最经济的。
摩托车上的磁电机常用的有单相磁电机和三相磁电机两种，单相磁电机的输出端仅有A、B两相，而三相磁电机的输出端具有A、B、C三相，相应的开关式调压器根据使用的磁电机的不同类型也可以分为单向开关式调压器和三相开关式调压器。
在公开号为CN105634097B的发明专利中就提出了一种防止充电失控的三相开关调压器，包括全控桥整流电路和控制回路；所述全控桥整流电路包括可控硅SCR1、SCR2、SCR3、SCR4、SCR5、以及SCR6，其中，可控硅SCR1的阳极与三相磁电机的A相相连，阴极与电瓶及负载相连，其控制极与控制回路相连；可控硅SCR2的阳极与三相磁电机的B相相连，阴极与电瓶及负载相连，其控制极与控制回路相连；可控硅SCR3的阳极与三相磁电机的C相相连，阴极与电瓶及负载相连，其控制极与控制回路相连；可控硅SCR4、SCR5及SCR6的阳极接地，阴极分别与可控硅SCR1、SCR2、SCR3的阳极相连，控制极同时与控制回路相连；在三相磁电机的A相、B相以及C相与控制回路之间分别设有二极管D1、D2以及D3；
所述控制回路包括受控触发电路、锯齿波形成电路、采样放大电路、同步电路、以及受控电源电路；其中，所述同步电路用于同步磁电机产生的交流正弦波，并送入锯齿波形成电路；所述锯齿波形成电路产生与磁电机同频率同相位的锯齿波，达到逐波控制目的；所述采样放大电路检测电瓶电压并放大后送入受控触发电路；所述受控触发电路将锯齿波形成电路形成的锯齿波与采样放大电路产生的采样电压进行比较，形成一个占空比可调的方波电压，控制全控桥整流电路中可控硅的导通角，以触发全控桥整流电路中可控硅导通；所述受控电源电路用于将磁电机产生的交流电整流后给受控触发电路、锯齿波形成电路、采样放大电路供电。
上述专利中提到的三相开关调压器在实际使用中却存在下面的问题：上述三相开关调压器的主回路采用的是全控桥整流电路，全控桥整流电路的三相上下桥臂共设置6个可控硅SCR1-SCR6，同时控制回路中也将同时针对该6个可控硅SCR1-SCR6设置相应的控制电路，这样就大大增加了整个三相开关调压器的复杂性和成本。
现有技术中也有采用二极管/可控硅的半控桥整流电路，通过将半控桥整流电路中下桥臂的可控硅替换为二极管来达到节约成本的目的，但现有技术中这种半控桥整流电路的控制原理是输出电压低于设定值就开通可控硅，输出电压高于设定值就关断可控硅，开通和关断时间点取决于当前输出电压和设定电压的大小判断，这种判断方式无法协同规划三相可控硅的导通角，无法使三相可控硅有序一致的输出，磁电机三相绕组负载转矩极不均衡。
发明内容
针对现有技术存在的上述不足，本发明要解决的技术问题是：如何提供一种能减少调压器成本，同时能使得各相可控硅有序一致输出的摩托车全波半控调压器的控制方法。
另外，本发明还提供一种摩托车全波半控调压器的控制系统，以达到减少调压器成本、使各相可控硅有序一致输出目的。
为了解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：
一种摩托车全波半控调压器的控制方法，所述控制方法中的全波半控调压器的主回路为由可控硅和二极管构成的半控桥式电路，通过连续逐波调节全波半控调压器主回路中各相可控硅的导通角θC来达到控制全波半控调压器的输出电压U0的目的。
这样，本方案中的调压器采用全波半控调压器，全波半控调压器的主回路由可控硅和二极管构成半控桥式电路，即主回路中可控硅的使用数量可以减少一半，如在三相全波半控调压器的主回路中，可控硅的使用数量由全控桥整流电路中的6个可以减少为本方案中的3个，在单相全波半控调压器的主回路中，可控硅的使用数量由全控桥整流电路中的4个可以减少为本方案中的2个，这样就使得主回路中的可控硅的使用数量大大减少，同时由于可控硅使用数量的减少，相应的对应可控硅需要的控制电路的设计也减少，由此达到减少调压器的使用成本，且使得整个调压器的结构简单化的目的。
同时，本方案中，通过连续逐波调节全波半控调压器主回路中各相可控硅的导通角θC来对其输出电压U0进行控制，因此可以对各相可控硅的导通角θC进行协同规划，使得各相可控硅有序一致的输出。
优选的，设置一个与输出电压U0同步变化的控制电压UC n，同时产生与全波半控调压器的主回路的各相电流的正半波一一对应的三角波，将该控制电压统一送入到与各相电流一一对应的三角波处，并将该控制电压UC n与各相三角波进行比较来得到各相可控硅的导通角θC。
这样，通过设置一个与输出电压U0同步变化的控制电压UC n，并产生与主回路的各相电流的正半波一一对应的三角波，再将该控制电压UC n统一送入到各相三角波处，由于各相的三角波是与各相电流的正半波一一对应，故各相三角波具有相同的形状和高度，这样，同一个控制电压UC n与各相三角波进行比较得到的各相可控硅的导通角θC也将一致，这样就可以对各相可控硅的导通角θC进行协同规划，使得各相可控硅有序一致的输出。
优选的，当全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC变小时，各相可控硅的导通时间增加，使得全波半控调压器的输出电压U0增大；当全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC变大时，各相可控硅的导通时间减少，使得全波半控调压器的输出电压U0减小。
这样，通过控制各相可控硅的导通角θC的大小，可以实现各相可控硅导通时间的减小或增大，进而使得输出电压U0减小或增大，由此就实现了通过控制各相可控硅的导通角θC来达到控制输出电压U0的目的。
优选的，将全波半控调压器的输出电压U0与基准电压值Uref进行比较，当全波半控调压器的输出电压U0小于基准电压值Uref时，将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC前移变小，此时各相可控硅的导通时间增加，使得全波半控调压器的输出电压U0增大；当全波半控调压器的输出电压U0大于基准电压值Uref时，将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC后移变大，此时各相可控硅的导通时间减少，使得全波半控调压器的输出电压U0减小。
这样，通过设置基准电压Uref，并将输出电压U0与基准电压Uref进行比较，在输出电压U0小于基准电压Uref时，将各相可控硅的导通角θC前移变小，使得各相可控硅的导通时间增加，输出电压U0增大，而在输出电压U0大于基准电压Uref时，将各相可控硅的导通角θC后移变大，使得各相可控硅的导通时间减少，输出电压U0减小，这样，就可以使得输出电压U0始终保持稳定，为后端负载提供稳定的电压输出。
优选的，将当前时刻全波半控调压器的输出电压U0通过电阻分压后得到分压反馈值Uf n，然后将得到的分压反馈值Uf n与基准电压值Uref的差值放大处理，并根据下列关系式得到当前时刻的控制电压UC n：
(Uf n-Uref)×k+Uref＝UC n
其中，k为放大倍数；
当前时刻的输出电压U0减小时，分压反馈值Uf n将等比例减小，使得当前时刻的控制电压UC n减小，此时将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC前移变小，使得全波半控调压器的输出电压U0增大；
当前时刻的输出电压U0增大时，分压反馈值Uf n将等比例增大，使得当前时刻的控制电压UC n增大，此时将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC后移变大，使得全波半控调压器的输出电压U0减小。
这样，当输出电压U0减少使得控制电压UC n减小时，由于三角波保持不变，故控制电压UC n与各相三角波进行比较后得到的各相可控硅的导通角θC前移变小，使得输出电压U0增大；
当输出电压U0增大使得控制电压UC n增大时，由于三角波保持不变，故控制电压UC n与各相三角波进行比较后得到的各相可控硅的导通角θC后移变大，使得输出电压U0减小，由此达到调整输出电压U0使其保持基本稳定。
同时，通过电阻分压得到分压反馈值Uf n，再将分压反馈值Uf n与基准电压Uref进行计算得到控制电压UC n，通过改变电阻值得到不同的分压反馈值Uf n，这样就使得在不同的控制需求下，控制电压UC n可以按不同的比例跟随输出电压U0的变化，从而更好的满足不同条件下的控制需求。
优选的，将当前时刻的控制电压UC n进行下列计算得到平均控制电压UC：
Figure BDA0002640989770000051
当平均控制电压UC减小时，将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC前移变小，使得全波半控调压器的输出电压U0增大；
当平均控制电压UC增大时，将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC后移变大，使得全波半控调压器的输出电压U0减小。
这样，通过将当前时刻生成的控制电压UC n和前面(N-1)次的控制电压UC n求算术平均得到平均控制电压UC，再利用该平均控制电压UC的变化来控制各相可控硅导通角θC的变化，可以防止由于当前的控制电压UC n剧烈而变化造成的输出电压U0的剧烈变化。
优选的，以各相相对最低电压相的电压差正过零为起点、负过零为终点产生对应相的锯齿波，并将各相的锯齿波与平均控制电压UC进行比较，平均控制电压UC与各相锯齿波电压相等的点就是对应相的可控硅的导通点，且各相锯齿波的起点到同一锯齿波上的可控硅的导通点之间的角度即为该相可控硅的导通角θC；
当平均控制电压UC减小时，平均控制电压UC与各相锯齿波相等的点同步减小，使得各相可控硅的导通点前移变小，各相可控硅的导通角θC也同步前移变小；
当平均控制电压UC增大时，平均控制电压UC与各相锯齿波相等的点同步增大，使得各相可控硅的导通点后移变大，各相可控硅的导通角θC也同步后移变大。
电压差正过零点是指电压差由负数变为零的位置，电压差负过零点是指电压差有正数变为零的位置。
这样，以各相相对最低电压相的电压差正过零为起点、负过零为终点形成锯齿波，以该锯齿波所占空间作为磁电机能量输出的控制区间，再将各相锯齿波与平均控制电压UC进行比较，从而可以均匀的控制各相可控硅对应相控制该区间的导通角θC，以此来达到控制本相输出能量，进而控制输出电压U0的目的。
一种实现上述摩托车全波半控调压器的控制系统，包括主回路和控制电路，所述主回路为由可控硅和二极管构成的半控桥式电路，所述控制电路包括差分放大单元、锯齿波发生比较单元和可控硅驱动单元；
所述差分放大单元用于将全波半控调压器的输出电压与基准电压值的差值进行放大处理得到平均控制电压UC，并将该平均控制电压UC输出给锯齿波发生比较单元；
所述锯齿波发生比较单元用于产生各相锯齿波，并根据各相锯齿波与平均控制电压UC的关系确定对应相可控硅的导通角θC，同时在某相可控硅达到导通角θC时输出对应相的驱动控制信号给所述可控硅驱动单元；
所述可控硅驱动单元用于根据所述锯齿波发生比较单元输出的对应相的驱动控制信号向对应相的可控硅发出触发信号，以使得对应相的可控硅在达到导通角θC时该相的可控硅能够导通，实现通过控制可控硅的导通角θC来达到控制全波半控调压器的输出电压的目的。
优选的，所述锯齿波发生比较单元包括锯齿波电路和同步电路，所述同步电路与磁电机的输出端连接，用于将磁电机的各相输出电流引入到锯齿波电路中；所述锯齿波电路根据引入的磁电机的各相输出电流，将各相相对最低电压相的电压差正过零为起点、负过零为终点产生对应相的锯齿波，并将各相锯齿波与平均控制电压UC进行比较，当某相锯齿波与平均控制电压UC相等时，输出该相的驱动控制信号给所述可控硅驱动单元，同时，各相锯齿波与平均控制电压UC相等的点是对应相可控硅的导通点，且各相锯齿波的起点到同一锯齿波上的可控硅的导通点之间的角度即为该相可控硅的导通角θC。
优选的，所述控制电路还包括RC吸收单元，所述RC吸收单元包括分别与各相二极管或可控硅并联连接的RC串联电路。
这样，为了防止可控硅因交流线路尖峰dV/dt产生的失控而设置RC吸收单元，RC吸收单元通过在各相二极管或可控硅处并联连接RC串联电路，与各相二极管或可控硅并联连接的RC串联电路对地或者调压器输出正平面，可以吸收交流线上的尖峰，达到防止可控硅过压或者误导通的目的。
优选的，所述差分放大单元包括输出电压反馈电路和差分放大器，所述输出电压反馈电路用于将当前时刻全波半控调压器的输出电压U0通过电阻分压后得到分压反馈值Uf n，并将该分压反馈值Uf n输出给所述差分放大器；
所述差分放大器的两个输入端分别连接所述输出电压反馈电路输出的分压反馈值Uf n和基准电压值Uref，所述差分放大器将所述分压反馈值Uf n和所述基准电压值Uref的差值放大处理后形成当前时刻的控制电压UC n，并将当前时刻的控制电压UC n进行相应计算后得到平均控制电压UC，且将该平均控制电压UC输出给所述锯齿波发生比较单元。
附图说明
图1为本发明摩托车全波半控调压器的控制系统图；
图2为实施例一中将本发明摩托车全波半控调压器的控制系统应用在三相全波半控调压器上时的系统图；
图3为三相全波半控调压器A/B相锯齿波/交流/控制电压/触发点关系图θC≥120°；
图4为三相全波半控调压器A/B相锯齿波/交流/控制电压/触发点关系图θC≤120°；
图5为差分放大单元的电路图；
图6为A相锯齿波的产生电路；
图7为图5中电容C4充电电路UC4电压波形图；
图8为RC吸收单元并联连接在三相全波半控调压器主回路中的二极管两端时的电路图；
图9为RC吸收单元对A相尖峰的吸收效果图；
图10为RC吸收单元并联连接在三相全波半控调压器主回路中的可控硅两端时的电路图；
图11为三相全波半控调压器中SCR3驱动电路图；
图12为三相全波半控调压器中的A相同步电路图；
图13为实施例二中将本发明摩托车全波半控调压器的控制系统应用在单相全波半控调压器上时的系统图；
图14为单相全波半控调压器A/B相锯齿波/交流/控制电压/触发点关系图。
附图标记说明：主回路1、控制电路2、差分放大单元3、锯齿波发生比较单元4、可控硅驱动单元5。
具体实施方式
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明。
一种摩托车全波半控调压器的控制方法，控制方法中的全波半控调压器的主回路为由可控硅和二极管构成的半控桥式电路，通过连续逐波调节全波半控调压器主回路中各相可控硅的导通角θC来达到控制全波半控调压器的输出电压U0的目的。
这样，本方案中的调压器采用全波半控调压器，全波半控调压器的主回路由可控硅和二极管构成半控桥式电路，即主回路中可控硅的使用数量可以减少一半，如在三相全波半控调压器的主回路中，可控硅的使用数量由全控桥整流电路中的6个可以减少为本方案中的3个，在单相全波半控调压器的主回路中，可控硅的使用数量由全控桥整流电路中的4个可以减少为本方案中的2个，这样就使得主回路中的可控硅的使用数量大大减少，同时由于可控硅使用数量的减少，相应的对应可控硅需要的控制电路的设计也减少，由此达到减少调压器成本、简化调压器结构的目的。
同时，本方案中，通过连续逐波调节全波半控调压器主回路中各相可控硅的导通角θC来对其输出电压U0进行控制，因此可以对各相可控硅的导通角θC进行协同规划，使得各相可控硅有序一致的输出。
优选的，设置一个与输出电压U0同步变化的控制电压UC n，同时产生与全波半控调压器的主回路的各相电流的正半波一一对应的三角波，将该控制电压统一送入到与各相电流一一对应的三角波处，并将该控制电压UC n与各相三角波进行比较来得到各相可控硅的导通角θC。
这样，通过设置一个与输出电压U0同步变化的控制电压UC n，并产生与主回路的各相电流的正半波一一对应的三角波，再将该控制电压UC n统一送入到各相三角波处，由于各相的三角波是与各相电流的正半波一一对应，故各相三角波具有相同的形状和高度，这样，同一个控制电压UC n与各相三角波进行比较得到的各相可控硅的导通角θC也将一致，这样就可以对各相可控硅的导通角θC进行协同规划，使得各相可控硅有序一致的输出。
优选的，当全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC变小时，各相可控硅的导通时间增加，使得全波半控调压器的输出电压U0增大；当全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC变大时，各相可控硅的导通时间减少，使得全波半控调压器的输出电压U0减小。
这样，通过控制各相可控硅的导通角θC的大小，可以实现各相可控硅导通时间的减小或增大，进而使得输出电压U0减小或增大，由此就实现了通过控制各相可控硅的导通角θC来达到控制输出电压U0的目的。
优选的，将全波半控调压器的输出电压U0与基准电压值Uref进行比较，当全波半控调压器的输出电压U0小于基准电压值Uref时，将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC前移变小，此时各相可控硅的导通时间增加，使得全波半控调压器的输出电压U0增大；当全波半控调压器的输出电压U0大于基准电压值Uref时，将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC后移变大，此时各相可控硅的导通时间减少，使得全波半控调压器的输出电压U0减小。
这样，通过设置基准电压Uref，并将输出电压U0与基准电压Uref进行比较，在输出电压U0小于基准电压Uref时，将各相可控硅的导通角θC前移变小，使得各相可控硅的导通时间增加，输出电压U0增大，而在输出电压U0大于基准电压Uref时，将各相可控硅的导通角θC后移变大，使得各相可控硅的导通时间减少，输出电压U0减小，这样，就可以使得输出电压U0始终保持稳定，为后端负载提供稳定的电压输出。
优选的，将当前时刻全波半控调压器的输出电压U0通过电阻分压后得到分压反馈值Uf n，然后将得到的分压反馈值Uf n与基准电压值Uref的差值放大处理，并根据下列关系式得到当前时刻的控制电压UC n：
(Uf n-Uref)×k+Uref＝UC n
其中，k为放大倍数；
当前时刻的输出电压U0减小时，分压反馈值Uf n将等比例减小，使得当前时刻的控制电压UC n减小，此时将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC前移变小，使得全波半控调压器的输出电压U0增大；
当前时刻的输出电压U0增大时，分压反馈值Uf n将等比例增大，使得当前时刻的控制电压UC n增大，此时将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC后移变大，使得全波半控调压器的输出电压U0减小。
这样，当输出电压U0减少使得控制电压UC n减小时，由于三角波保持不变，故控制电压UC n与各相三角波进行比较后得到的各相可控硅的导通角θC前移变小，使得输出电压U0增大；
当输出电压U0增大使得控制电压UC n增大时，由于三角波保持不变，故控制电压UC n与各相三角波进行比较后得到的各相可控硅的导通角θC后移变大，使得输出电压U0减小，由此达到调整输出电压U0使其保持基本稳定。
同时，通过电阻分压得到分压反馈值Uf n，再将分压反馈值Uf n与基准电压Uref进行计算得到控制电压UC n，通过改变电阻值得到不同的分压反馈值Uf n，这样就使得在不同的控制需求下，控制电压UC n可以按不同的比例跟随输出电压U0的变化，从而更好的满足不同条件下的控制需求。
优选的，将当前时刻的控制电压UC n进行下列计算得到平均控制电压UC：
Figure BDA0002640989770000101
当平均控制电压UC减小时，将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC前移变小，使得全波半控调压器的输出电压U0增大；
当平均控制电压UC增大时，将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC后移变大，使得全波半控调压器的输出电压U0减小。
这样，通过将当前时刻生成的控制电压UC n和前面(N-1)次的控制电压UC n求算术平均得到平均控制电压UC，再利用该平均控制电压UC的变化来控制各相可控硅导通角θC的变化，可以防止由于当前的控制电压UC n剧烈而变化造成的输出电压U0的剧烈变化。
优选的，以各相相对最低电压相的电压差正过零为起点、负过零为终点产生对应相的锯齿波，并将各相的锯齿波与平均控制电压UC进行比较，平均控制电压UC与各相锯齿波电压相等的点就是对应相的可控硅的导通点，且各相锯齿波的起点到同一锯齿波上的可控硅的导通点之间的角度即为该相可控硅的导通角θC；
当平均控制电压UC减小时，平均控制电压UC与各相锯齿波相等的点同步减小，使得各相可控硅的导通点前移变小，各相可控硅的导通角θC也同步前移变小；
当平均控制电压UC增大时，平均控制电压UC与各相锯齿波相等的点同步增大，使得各相可控硅的导通点后移变大，各相可控硅的导通角θC也同步后移变大。
电压差正过零点是指电压差由负数变为零的位置，电压差负过零点是指电压差有正数变为零的位置。
这样，以各相相对最低电压相的电压差正过零为起点、负过零为终点形成锯齿波，以该锯齿波所占空间作为磁电机能量输出的控制区间，再将各相锯齿波与平均控制电压UC进行比较，从而可以均匀的控制各相可控硅对应相控制该区间的导通角θC，以此来达到控制本相输出能量，进而控制输出电压U0的目的。
如附图1所示，一种实现上述摩托车全波半控调压器的控制系统，包括主回路和控制电路，主回路为由可控硅和二极管构成的半控桥式电路，控制电路包括差分放大单元、锯齿波发生比较单元和可控硅驱动单元；
差分放大单元用于将全波半控调压器的输出电压与基准电压值的差值进行放大处理得到平均控制电压UC，并将该平均控制电压UC输出给锯齿波发生比较单元；
锯齿波发生比较单元用于产生各相锯齿波，并根据各相锯齿波与平均控制电压UC的关系确定对应相可控硅的导通角θC，同时在某相可控硅达到导通角θC时输出对应相的驱动控制信号给可控硅驱动单元；
可控硅驱动单元用于根据锯齿波发生比较单元输出的对应相的驱动控制信号向对应相的可控硅发出触发信号，以使得对应相的可控硅在达到导通角θC时该相的可控硅能够导通，实现通过控制可控硅的导通角θC来达到控制全波半控调压器的输出电压的目的。
优选的，锯齿波发生比较单元包括锯齿波电路和同步电路，同步电路与磁电机的输出端连接，用于将磁电机的各相输出电流引入到锯齿波电路中；锯齿波电路根据引入的磁电机的各相输出电流，将各相相对最低电压相的电压差正过零为起点、负过零为终点产生对应相的锯齿波，并将各相锯齿波与平均控制电压UC进行比较，当某相锯齿波与平均控制电压UC相等时，输出该相的驱动控制信号给可控硅驱动单元，同时，各相锯齿波与平均控制电压UC相等的点是对应相可控硅的导通点，且各相锯齿波的起点到同一锯齿波上的可控硅的导通点之间的角度即为该相可控硅的导通角θC。
优选的，控制电路还包括RC吸收单元，RC吸收单元包括分别与各相二极管或可控硅并联连接的RC串联电路。
这样，为了防止可控硅因交流线路尖峰dV/dt产生的失控而设置RC吸收单元，RC吸收单元通过在各相二极管或可控硅处并联连接RC串联电路，与各相二极管或可控硅并联连接的RC串联电路对地或者调压器输出正平面，可以吸收交流线上的尖峰，达到防止可控硅过压或者误导通的目的。
优选的，差分放大单元包括输出电压反馈电路和差分放大器，输出电压反馈电路用于将当前时刻全波半控调压器的输出电压U0通过电阻分压后得到分压反馈值Uf n，并将该分压反馈值Uf n输出给差分放大器；
差分放大器的两个输入端分别连接输出电压反馈电路输出的分压反馈值Uf n和基准电压值Uref，差分放大器将分压反馈值Uf n和基准电压值Uref的差值放大处理后形成当前时刻的控制电压UC n，并将当前时刻的控制电压UC n进行相应计算后得到平均控制电压UC，且将该平均控制电压UC输出给锯齿波发生比较单元。
实施例一：
在本实施例中，以三相全波半控调压器为例具体说明：
如附图2所示，调压器的控制系统由二极管/可控硅构成的三相全波半控主回路1和控制电路2构成。
主回路1的上桥臂为可控硅SCR1、可控硅SCR2和可控硅SCR3，下桥臂为二极管D1、二极管D2和二极管D3，其中可控硅SCR1-SCR3阳极和对应相二极管D1-D3的阴极相连作为交流输入点，可控硅SCR1-SCR3的阴极为整流输出电压的正，二极管D1-D3阳极为整流输出电压的负，三个相同支路并联形成三相，每相交流输入点分别和磁电机的三相交流输出点相连，形成的整流输出电压的正为调压器输出电压U0的正，接负载电瓶的正，形成的整流输出电压的负为调压器输出电压U0的负，为系统地，接负载电瓶负。
控制电路2包括差分放大单元3、锯齿波发生比较单元4和可控硅驱动单元5，差分放大单元3包括差分放大器和输出电压反馈电路，输出电压反馈电路的输入端与输出电压U0连接，输出端与差分放大器的输入端连接，差分放大器的另一个输入段与基准电压电路连接，用于输入基准电压，锯齿波发生比较单元4包括锯齿波电路和同步电路，锯齿波电路又包括分别与三相对应的A相锯齿波电路、B相锯齿波电路和C相锯齿波电路,同步电路又包括分别与三相对应的A相同步电路、B相同步电路和C相同步电路,A相同步电路的输入端与磁电机的A相输出连接，A相同步电路的输出端与A相锯齿波电路的输入端连接，B相同步电路的输入端与磁电机的B相输出连接，B相同步电路的输出端与B相锯齿波电路的输入端连接,C相同步电路的输入端与磁电机的C相输出连接，C相同步电路的输出端与C相锯齿波电路的输入端连接，差分放大器的输出端还同时与A相锯齿波电路、B相锯齿波电路和C相锯齿波电路的输入端连接，可控硅驱动单元5包括分别与三相对应连接的SCR1驱动电路、SCR2驱动电路和SCR3驱动电路，其中A相锯齿波电路的输出端与SCR1驱动电路的输入端连接，SCR1驱动电路的输出端与可控硅SCR1的控制极连接，B相锯齿波电路的输出端与SCR2驱动电路的输入端连接，SCR2驱动电路的输出端与可控硅SCR2的控制极连接，C相锯齿波电路的输出端与SCR3驱动电路的输入端连接，SCR3驱动电路的输出端与可控硅SCR3的控制极连接。
如附图3所示，展示了当A相可控硅SCR1导通角θC≥120°时A相锯齿波/交流波/控制电压/触发点关系图。对于A相电压来说，H1～H2段，三相电压中B相的电压最低，H1点为A相电压相对最低电压相的电压差正过零点，即为A相锯齿波起始点；H2～H3段，C相电压最低，H3点为A相电压对最低电压相的电压差负过零点，即为A相锯齿波终点。
差分放大器运算出平均控制电压UC,在每一个A相锯齿波时段，比较平均控制电压UC和A相锯齿波电压UTR-A值，当二者满足如下关系式时，向可控硅驱动单元中的SCR1驱动电路发出可控硅SCR1的导通脉冲：
UTR-A≥UC
可控硅SCR1在K1-A时刻接收到SCR1驱动电路发出的触发电压，由于此时A相电压相对C相电压高，从而A相可控硅SCR1导通，磁电机输出能量路径为：磁电机A相-可控硅SCR1-负载-二极管D3-磁电机C相。
调压器输出了磁电机能量，输出电压U0提升，当交流电压运行到H3点时，A相电压和C相电压相等，越过H3后，A相电压小于C相电压，原来的磁电机输出电流从A相流出经负载后到C相的路径将打断，导致A相可控硅SCR1截止；由于B相可控硅导通时刻K1-B在H3点后，故在H3时刻，可控硅SCR2和可控硅SCR3没有导通，到可控硅SCR2导通前磁电机能量不通过调压器输出给后端负载，也即从H3到K1-B时刻，可控硅SCR1、可控硅SCR2、可控硅SCR3均截止，调压器不送出磁电机能量。
当K1-B时刻到来时，此时，最低电压为A相交流电压，B相可控硅SCR2导通，磁电机输出能量路径：磁电机B相-可控硅SCR2-负载-二极管D1-磁电机A相。
同理，可以进一步得到C相可控硅SCR3导通时的输出路径，在本方案中不再具体说明。
如附图4所示，展示了当A相可控硅SCR1导通角θC≤120°时A相锯齿波/交流/控制电压/触发点关系图。同样，A相锯齿波起始点和终点不变。
差分放大器运算出的平均控制电压UC变小，在K1-A点，UTR-A≥UC时，发出可控硅SCR1的导通脉冲。可控硅SCR1在K1-A时刻接收到SCR1驱动电路发出的触发电压，在K1-A到H2时段，B相电压最低，A相电压相对B相电压高，从而A相可控硅SCR1导通,磁电机输出能量路径为:磁电机A相-可控硅SCR1-负载-二极管D2-磁电机B相。
H2点到可控硅SCR2导通时刻K1-B点间，C相电压最低，二极管D2反偏截止，此时段磁电机能量输出路径：磁电机A相-可控硅SCR1-负载-二极管D3-磁电机C相。
K1-B时刻，此时B相锯齿波电路也发出了可控硅SCR2导通的信号，B相电压相对C相电压高，从而B相可控硅SCR2导通，从K1-B～H3时段，磁电机输出能量路径有两条，且分别为：磁电机A相-可控硅SCR1-负载-二极管D3-磁电机C相；磁电机B相-可控硅SCR2-负载-二极管D3-磁电机C相。
当交流越过H3点后，A相电压小于C相电压，原来的磁电机输出电流从A相流出经负载后到C相的路径将打断，导致A相可控硅SCR1截止；由于H3到H4段，B相交流电压不是最小电压，B相可控硅SCR2仍然导通。
如附图5所示，差分放大单元的电路包括电阻R8、电阻R9、电阻R7、电阻R6、电阻R5和电压比较器U1B，其中电阻R8的一端与输出电压U0连接，另一端与电阻R9连接，电阻R9的另一端接地，电阻R7的一端与电压比较器U1B的一个输入端连接，另一端连接在电阻R8和电阻R9之间，其中电阻R8和电阻R9连接点的电压即为分压反馈值Uf n，电压比较器U1B的另一个输入端接基准电压值Uref，电阻R6的一端与电阻R7连接电压比较器U1B的一端连接，电阻R6的另一端连接电压比较器U1B的输出端，电阻R5的一端连接电压比较器U1B的输出端，电阻R5的另一端输出平均控制电压UC并与锯齿波发生比较单元的输入端连接。
调压器输出端电压UO经过电阻R8和电阻R9分压后得到分压反馈值Uf n，并将其送入到电压比较器U1B,分压倍数选择和电压比较器U1B的基准电压值Uref相关，通常选择为：
Figure BDA0002640989770000151
式中，k1为电阻分压倍数，USET为目标电压，Uref为基准电压。
则差分放大单元中的电阻R8、R9的值由k1决定：
Figure BDA0002640989770000152
则UO和Uf n的关系为：
Figure BDA0002640989770000153
对于分立器件模拟控制系统，基准电压值Uref可用标准基准源产生，常用的如2.5V基准TL431等。
对于集成芯片控制系统，基准源不会是市面用基准器件，而是内部基准电源电路。
当前时刻的输出电压UO的分压反馈值Uf n和目标值USET对应的基准电压值Uref送入电压比较器U1B，生成当前时刻的控制电压UC n。
三个量满足如下关系式：
(Uf n-Uref)×k+Uref＝UC n
其中，k为差分放大器的放大倍数。
同时，k与电阻R6、R7间的关系为：
Figure BDA0002640989770000161
放大倍数k越大，控制系统对差值Δu＝Uf n-Uref的响应越灵敏。
若选择k＝200，Uref＝2.5,则Δu＝Uf n-Uref＝0.0125V时，会使得差分放大器输出控制电压为：
Un C＝5V
而，Δu＝Uf-Uref＝0.0125V对应调压器端口上目标电压USET和实际电压UO的差为：
ΔUO＝k1×Δu
意即：调压器端口输出电压变化量达到ΔUO时，控制电压UC会达到锯齿波的最大值或者最小值，可控硅的导通角迅速变化。
为了平抑这种剧烈变化造成的输出电压U0剧烈变化，将控制电压UC n做如下处理：
Figure BDA0002640989770000162
将现时刻生成的控制电压UC n和前面(N-1)次的控制电压UC n求算术平均，得到用于控制区间导通角θC的平均控制电压UC。
如附图6所示，对于模拟系统，可用R/C电路产生锯齿波，利用R/C的充电的变化的电压作为锯齿波,本实施例中以A相R/C电路为例进行说明，该包括电阻R4、电容C4和三极管Q1,电阻R4的一端与电源VCC连接，电阻R4的另一端同时与电容C4的一端和所述三极管Q1的集电极连接，电容C4的另一端接地，三极管Q1的发射极接地，工作时，电源通过电阻R4向电容C4充电，电容C4上的电压波形见图7所示。通过合理选择电阻R4和电容C4的值，使电容电压波形处于0-A的直线段，不进入A-B段。
对于A相，如附图3所示，在图中H1点开始，三极管Q1截止，电源VCC通过电阻R4向电容C4充电,电容C4电压为斜向上的直线。
随着电容C4电压UTR-A增加，当UTR-A和差分放大器输出的平均控制电压UC满足如下关系时，A相可控硅SCR1到来导通的时刻：
UTR-A＝UC
附图3中的H3点，三极管Q1导通，三极管Q1导通会将电容C4上的电放掉，则锯齿波消失，电容C4上电压为：
UTR-A＝0
由于平均控制电压UC总是大于零的值，则此时不会送出可控硅SCR1的导通信号。
三相系统，设置三相对应的R/C电路，产生三个独立的锯齿波。如附图3中所示的A相锯齿波、B相锯齿波、C相锯齿波(未示出)。
对于三相全波半控调压器，关断的可控硅需要承受除正常磁电机产生的电压外，还需要承受二极管/可控硅关断时线路上产生的电压尖峰，使得交流线路dV/dt很大，特别是转速高、负载重时；高的dV/dt会引起可控硅误导通。
为了削减这种高dV/dt尖峰，设计了R/C吸收单元。R/C吸收单元包括与分别与三相对应的三个RC串联电路，其中电阻R1/电容C1、电阻R2/电容C2、电阻R3/电容C3分别为A、B、C三相的吸收组件，该RC串联电路可以并联连接在二极管D1-D3的两端(如附图8所示)，当任一相交流产生了尖峰(以A相为例)，如图9所示，由于RC串联电路中电容的电压不能突变，产生的电容电流流入地，为尖峰电压提供了一条泄放通路，抑制了交流线路中电压尖峰的上升率。
实际使用时，RC串联电路也可以并联连接在可控硅SCR1-SCR3的两端(如附图10所示)当任一相交流产生的尖峰时，RC串联电路为其提供了一条到电源正平面的低阻抗通路，同样抑制了交流线路中电压尖峰的上升率。
如附图11所示，SCR3驱动电路包括电阻R10、电阻R11、二极管D4,、三极管Q2和三极管Q4，其中二极管D4的阳极与二极管D3的阴极连接，二极管D4的阴极分别与三极管Q2的发射极、电阻R11的一端和三极管Q4的集电极连接,三极管Q2的集电极与电阻R10的一端连接，电阻R10的另一端与可控硅SCR3的控制极连接，三极管Q2的基极与电阻R11的另一端连接，三极管Q4的发射极接地，三极管Q4的基极用于与锯齿波发生比较单元的输出端连接，当锯齿波比较单元没有输出控制信号到三极管Q4的基极时，三极管Q4截止，进而三极管Q2截止，可控硅SCR3的控制极没有控制信号，可控硅SCR3截止，当锯齿波比较单元输出控制信号到三极管Q4的基极时，三极管Q4导通，进而三极管Q2导通，可控硅SCR3的控制极得到控制信号，可控硅SCR3导通。
同理，A相/B相的SCR1驱动电路和SCR2驱动电路与SCR3驱动电路一样。
如附图12所示为A相同步电路图，该电路包括电阻R12、电阻R13、二极管D5和三极管Q5，其中二极管D5的阳极与磁电机的A相输出端连接，二极管D5的阴极与电阻R12的一端连接，电阻R12的另一端与三极管Q5的基极连接，三极管Q5的发射极接地，三极管Q5的集电极用于与A相R/C电路中的三极管Q1的基极连接，同时还与电阻R13的一端连接，电阻R13的另一端与电源VCC连接，当A相交流为正时，三极管Q5导通、三极管Q1截止,电源VCC通过电阻R4向电容C4充电；A相交流为负时，三极管Q5截止、三极管Q1导通，三极管Q1周期性的放掉A相锯齿波电路电容C4上的电压。
同理，B相同步电路和C相同步电路一样。
实施例二：
与实施例一的不同之处在于，在本实施例中，为单相全波半控调压器系统。
控制系统如附图13所示，包括主回路1和控制电路2，上桥臂可控硅SCR4和下桥臂二极管D6串联，中间连接点为交流输入，可控硅SCR4的阴极为整流输出正、二极管D6的阳极为整流输出负。可控硅SCR5和二极管D7串联，两个串联支路并联构成调压器的主回路，两个交流输入接单相磁电机的两个输出；整流输出正为调压器输出电压U0的正，接负载电瓶正；整流输出负为调压器输出电压U0的负，也就是地，接负载电瓶负。
控制电路2包括差分放大单元3、锯齿波发生比较单元4和可控硅驱动单元5，差分放大单元3包括差分放大器和输出电压反馈电路，输出电压反馈电路的输入端与输出电压连接，输出端与差分放大器的输入端连接，差分放大器的另一个输入段与基准电压电路连接，用于输入基准电压，锯齿波发生比较单元4包括锯齿波电路和同步电路，锯齿波电路又包括分别与两相对应的A相锯齿波电路和B相锯齿波电路,同步电路又包括分别与两相对应的A相同步电路和B相同步电路,A相同步电路的输入端与磁电机的A相输出连接，A相同步电路的输出端与A相锯齿波电路的输入端连接，B相同步电路的输入端与磁电机的B相输出连接，B相同步电路的输出端与B相锯齿波电路的输入端连接，差分放大器的输出端还同时与A相锯齿波电路和B相锯齿波电路的输入端连接，可控硅驱动单元5包括分别与两相对应连接的SCR4驱动电路和SCR5驱动电路，其中A相锯齿波电路的输出端与SCR4驱动电路的输入端连接，SCR4驱动电路的输出端与可控硅SCR4的控制极连接，B相锯齿波电路的输出端与SCR5驱动电路的输入端连接，SCR5驱动电路的输出端与可控硅SCR5的控制极连接。
单相全波半控整流交流、锯齿波、控制电压及可控硅触发点关系图见图14。
A相锯齿波与A相电压正半波对齐，如图中H1-H2段、H3-H4段、H5-H6段等等；B相锯齿波与B相正半波对齐，如图中H2-H3段、H4-H5段、H6-H7段等等。
当差分放大器运算的平均控制电压UC和A相锯齿波在PSCR1点相等时，在交流电压波形的1点处产生可控硅SCR4的导通电压，1-H2段，可控硅SCR4导通，磁电机输出能量路径为：磁电机A相-可控硅SCR4-负载-二极管D7-磁电机B相。
在H2时刻，由于A相电压低于整流输出正电压，可控硅SCR4截止。从H2-2时段，可控硅SCR5未开通，调压器不将磁电机能量转换输出。
在2时刻，B相处于交流正半波，可控硅SCR5触发极有导通电压而导通，在2-H3时段可控硅SCR5导通，磁电机输出能量路径为：磁电机B相-可控硅SCR5-负载-二极管D6-磁电机A相。
在H3时刻，由于B相电压整流输出正电压，可控硅SCR5截止。从H3-3时段，可控硅SCR4和可控硅SCR5均未开通，调压器不将磁电机能量转换输出。
最后需要说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制技术方案，本领域的普通技术人员应当理解，那些对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (10)

1.一种摩托车全波半控调压器的控制方法，其特征在于，所述控制方法中的全波半控调压器的主回路为由可控硅和二极管构成的半控桥式电路，通过连续逐波调节全波半控调压器主回路中各相可控硅的导通角θC来达到控制全波半控调压器的输出电压U0的目的。
2.根据权利要求1所述的摩托车全波半控调压器的控制方法，其特征在于，设置一个与输出电压U0同步变化的控制电压UC n，同时产生与全波半控调压器主回路的各相电压正半波一一对应的三角波，然后将该控制电压UC n统一送入到与各相电流一一对应的三角波处，并将该控制电压UC n与各相三角波进行比较来得到各相可控硅的导通角θC。
3.根据权利要求1所述的摩托车全波半控调压器的控制方法，其特征在于，当全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC变小时，各相可控硅的导通时间增加，使得全波半控调压器的输出电压U0增大；当全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC变大时，各相可控硅的导通时间减少，使得全波半控调压器的输出电压U0减小。
4.根据权利要求1所述的摩托车全波半控调压器的控制方法，其特征在于，将全波半控调压器的输出电压U0与基准电压值Uref进行比较，当全波半控调压器的输出电压U0小于基准电压值Uref时，将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC前移变小，此时各相可控硅的导通时间增加，使得全波半控调压器的输出电压U0增大；当全波半控调压器的输出电压U0大于基准电压值Uref时，将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC后移变大，此时各相可控硅的导通时间减少，使得全波半控调压器的输出电压U0减小。
5.根据权利要求2所述的摩托车全波半控调压器的控制方法，其特征在于，将当前时刻全波半控调压器的输出电压U0通过电阻分压后得到分压反馈值Uf n，然后将得到的分压反馈值Uf n与基准电压值Uref的差值放大处理，并根据下列关系式得到当前时刻的控制电压UC n：
(Uf n-Uref)×k+Uref＝UC n
其中，k为放大倍数；
当前时刻的输出电压U0减小时，分压反馈值Uf n将等比例减小，使得当前时刻的控制电压UC n减小，此时将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC前移变小，使得全波半控调压器的输出电压U0增大；
当前时刻的输出电压U0增大时，分压反馈值Uf n将等比例增大，使得当前时刻的控制电压UC n增大，此时将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC后移变大，使得全波半控调压器的输出电压U0减小。
6.根据权利要求5所述的摩托车全波半控调压器的控制方法，其特征在于，将当前时刻的控制电压UC n进行下列计算得到平均控制电压UC：
Figure FDA0002640989760000021
当平均控制电压UC减小时，将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC前移变小，使得全波半控调压器的输出电压U0增大；
当平均控制电压UC增大时，将全波半控调压器回路中各相可控硅的导通角θC后移变大，使得全波半控调压器的输出电压U0减小。
7.根据权利要求6所述的摩托车全波半控调压器的控制方法，其特征在于，以各相相对最低电压相的电压差正过零为起点、负过零为终点产生对应相的锯齿波，并将各相的锯齿波与平均控制电压UC进行比较，平均控制电压UC与各相锯齿波电压相等的点就是对应相的可控硅的导通点，且各相锯齿波的起点到同一锯齿波上的可控硅的导通点之间的角度即为该相可控硅的导通角θC；
当平均控制电压UC减小时，平均控制电压UC与各相锯齿波相等的点同步减小，使得各相可控硅的导通点前移变小，各相可控硅的导通角θC也同步前移变小；
当平均控制电压UC增大时，平均控制电压UC与各相锯齿波相等的点同步增大，使得各相可控硅的导通点后移变大，各相可控硅的导通角θC也同步后移变大。
8.一种实现如权利要求1所述的摩托车全波半控调压器的控制系统，其特征在于，包括主回路和控制电路，所述主回路为由可控硅和二极管构成的半控桥式电路，所述控制电路包括差分放大单元、锯齿波发生比较单元和可控硅驱动单元；
所述差分放大单元用于将全波半控调压器的输出电压与基准电压值的差值进行放大处理得到平均控制电压UC，并将该平均控制电压UC输出给锯齿波发生比较单元；
所述锯齿波发生比较单元用于产生各相锯齿波，并根据各相锯齿波与平均控制电压UC的关系确定对应相可控硅的导通角θC，同时在某相可控硅达到导通角θC时输出对应相的驱动控制信号给所述可控硅驱动单元；
所述可控硅驱动单元用于根据所述锯齿波发生比较单元输出的对应相的驱动控制信号向对应相的可控硅发出触发信号，以使得对应相的可控硅在达到导通角θC时该相的可控硅能够导通，实现通过控制可控硅的导通角θC来达到控制全波半控调压器的输出电压U0的目的。
9.根据权利要求8所述的摩托车全波半控调压器的控制系统，其特征在于，所述锯齿波发生比较单元包括锯齿波电路和同步电路，所述同步电路与磁电机的输出端连接，用于将磁电机的各相输出电流引入到锯齿波电路中；所述锯齿波电路根据引入的磁电机的各相输出电流，将各相相对最低电压相的电压差正过零为起点、负过零为终点产生对应相的锯齿波，并将各相锯齿波与平均控制电压UC进行比较，当某相锯齿波与平均控制电压UC相等时，输出该相的驱动控制信号给所述可控硅驱动单元，同时，各相锯齿波与平均控制电压UC相等的点是对应相可控硅的导通点，且各相锯齿波的起点到同一锯齿波上的可控硅的导通点之间的角度即为该相可控硅的导通角θC。
10.根据权利要求8所述的摩托车全波半控调压器的控制系统，其特征在于，所述控制电路还包括RC吸收单元，所述RC吸收单元包括分别与各相二极管或可控硅并联连接的RC串联电路。
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