CN110311578A - 一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法及调压器 - Google Patents

一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法及调压器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法及调压器，整流方法如下：1）检测磁电机空载交流电压峰值；2）若空载交流电压峰值是小于直流输出电压设定值，则控制上桥臂完全导通，并控制下桥臂MOSFET导通占空比；3）若空载交流电压峰值是大于等于直流输出电压设定值，则控制上桥臂可控硅的导通角，并控制下桥臂MOSFET在该相正弦交流正半波关断、正弦交流负半波导通。所述调压器包括上桥臂和下桥臂，上桥臂由可控硅构成，下桥臂由MOSFET构成，还包括主控器MCU、模拟信号调理电路、交流相位采集电路、MOSFET驱动电路以及可控硅驱动电路。本发明能够将磁电机总体输出电压降低，从而磁电机成本及调压器成本，提高了调压器的可靠性。

Description

一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法及调压器
技术领域
本发明涉及摩托车电压转换技术领域，尤其涉及一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法及调压器。
背景技术
现有摩托车电压转换器主流采用可控硅、二极管/可控硅、二极管/MOSFET、MOSFET构建的整流电路相控整流输出直流电压给后端设备供电的方式，这种整流调压模式是降压式调压。发电机输出交流电压有效值正比于发动机转速，为了能在怠速时调压器能输出额定电压、高速时磁电机尽量不输出太高电压，常磁电机输出电压设计为怠速时输出电压经相控整流后比后端负载额定电压略高。当发电机低转速时，磁电机输出电能不能利用。
目前的二极管/可控硅/MOSFET构建的相控式整流电路对发动机怠速以下时磁电机输出电能基本不能利用。在电瓶亏电时，有效利用低速磁电机输出电能对保证机车点火系统、主控制系统稳定运行有相当意义。
若要利用低速时磁电机输出的电能，需要提升磁电机低速输出交流电压，需要在磁电机磁钢、硅钢片材料、绕组绕制上改进，这样造成磁电机成本增加。低速时输出交流电压提升相应造成高速输出交流电压提升，使得调压器功率器件耐压要求提升，可靠性降低，成本增加。
发明内容
针对现有技术存在的上述不足，本发明的目的在于扩展磁电机低转速输出电能可利用区间、降低磁电机和调压器成本、提升系统可靠性，提供一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法及调压器，能够在磁电机低速段磁电机输出交流电压低时采用升压、中速段磁电机输出交流电压低于功率元件耐压设定倍数时采用三相全波整流、高速段磁电机输出交流电压高于前述值时采用短路整流方式，将磁电机总体输出电压降低，从而磁电机成本及调压器成本，提高了调压器的可靠性。
为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是这样的：一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法，其特征在于：包括由可控硅构成的上桥臂和由MOSFET构成的下桥臂，具体整流方法如下：
1)检测磁电机输出空载交流电压峰值，并判断该空载交流电压峰值与直流输出电压设定值之间的关系；
2)若空载交流电压峰值是小于直流输出电压设定值，则控制上桥臂完全导通，并控制下桥臂MOSFET导通占空比，使整流桥运行于BOOST斩波升压状态，使直流输出电压达到设定值；
3)若空载交流电压峰值是大于等于直流输出电压设定值，则控制上桥臂可控硅的导通角，并控制下桥臂MOSFET在该相正弦交流正半波关断、正弦交流负半波导通，使输出直流电压控制在设定值。
进一步地，步骤2)中，MOSFET导通占空比由电压控制量转换得到：
t＝tPWM-kpwm×uC (1)；
式中，uC为电压控制量，t为本周MOSFET导通占空比，tPWM为PWM周期，kpwm为控制量占空比转换系数；
步骤3)中，可控硅的导通角也由电压控制量转换得到：
式中，uC为电压控制量，αN为本周控制角，α为上周周期计量，kα为控制量角度转换系数；
其中，电压控制量由运行误差比例控制法或者误差比例积分控制法获得：
1)运行误差比例控制法获取电压控制量：
uC＝kP×(UF-UREF) (3)；
式中，uC为电压控制量，UF-UREF为反馈采样值与设定值的差，kP为放大倍数；
2)误差比例积分控制法获取电压控制量：
记初始uC(0)＝0，式中，kP为比例放大倍数，TI为积分常数，Uf(k)为本次直流输出电压反馈采样值，Uf(k-1)为上一次直流输出电压反馈采样值，Uref为直流输出电压设定值，uC(k-1)为上一次电压控制量，uC(k)为本次电压控制量。
进一步地，步骤3)中，若空载交流电压峰值大于上桥臂和下桥臂的功率元件耐压值，则控制上桥臂可控硅完全导通，通过连续调整每一个正弦波正半波时下桥臂MOSFET的导通角来控制每相相对该相交流对地短路点、该相正弦交流负半波时MOSFET导通，使输出直流电压控制在设定值。
进一步地，MOSFET导通角的角度由电压控制量转换得到：
式中，uC为电压控制量，θN为本周控制角，θ为上周周期计量，kθ为控制量角度转换系数。
进一步地，磁电机输出交流电压峰值的获取过程如下：
预先测定磁电机某一转速下空载输出交流电压峰值，得到电压转速比参数
根据MCU实时获取磁电机转速，计算出磁电机输出交流电压峰值：
VMn＝KVN×n (6)；
式中，n磁电机转速，KVN转速电压比参数。
进一步地，磁电机低转速时，获取磁电机转速NN，并测量出从过零开始某一角度δ时交流输入处的电压Vδ，该转速下的交流电压峰值为：
进一步地，磁电机转速获取过程如下：
采集磁电机每一相的相位，并通过计时器进行计时，以半波起始时过零信号中断开始计时，该半波结束过零信号翻转时停止计时，计时数据即半周期，根据该计时能够换算出磁电机转速n：
其中，THALF为计时时长，p为磁电机相极对数。
一种基于上述摩托车磁电机输出电压分段整流方法的调压器，包括整流桥，所述整流桥包括上桥臂和下桥臂，其特征在于：所述上桥臂由可控硅构成，下桥臂由MOSFET构成，其中，上桥臂可控硅的阳极以及下桥臂MOSFET的漏极同时与磁电机的交流输出相相连，上桥臂可控硅的阴极以及下桥臂MOSFET的源极形成整流输出端；在上桥臂和下桥臂的输出端还电连有滤波电容；
还包括主控器MCU、模拟信号调理电路、交流相位采集电路、MOSFET驱动电路以及可控硅驱动电路，所述模拟信号调理电路、MOSFET驱动电路、可控硅驱动电路以及交流相位采集电路均与主控器MCU相连；其中，模拟信号调理电路的输入端接整流输出正端，交流相位采集电路与磁电机的输出相相连，以采集磁电机输出相的相位；MOSFET驱动电路与MOSFET的栅极相连，以控制MOSFET的开关；可控硅驱动电路与可控硅的控制极相连，以控制可控硅的开关；
主控器MCU根据交流相位采集电路采集到的相位，对MOSFET驱动电路和可控硅驱动电路进行控制，以通过MOSFET驱动电路和可控硅驱动电路对MOSFET和可控硅进行控制。
进一步地，所述主控器MCU的控制过程如下：
1)当空载交流电压峰值是小于直流输出电压设定值时，则控制上桥臂完全导通，并控制下桥臂MOSFET导通占空比，使整流桥运行于BOOST斩波升压状态；其中，MOSFET导通占空比由电压控制量转换得到：
t＝tPWM-kpwm×uC (1)；
式中，uC为电压控制量，t为本周MOSFET导通占空比，tPWM为PWM周期，kpwm为控制量占空比转换系数；
2)当空载交流电压峰值是大于等于直流输出电压设定值时，则控制上桥臂可控硅的导通角，并控制下桥臂MOSFET在该相正弦交流正半波时关断、正弦交流负半波时导通，其中，可控硅的导通角也由电压控制量转换得到：
式中，uC为电压控制量，αN为本周控制角，α为上周周期计量，kα为控制量角度转换系数。
进一步地，当空载交流电压峰值大于上桥臂和下桥臂的功率元件耐压值时，则控制上桥臂可控硅完全导通，通过连续调整每一个正弦波正半波时下桥臂MOSFET的导通角来控制每相相对该相交流对地短路点、该相正弦交流负半波时MOSFET导通；其中，MOSFET导通角的角度由电压控制量转换得到：
式中，uC为电压控制量，θN为本周控制角，θ为上周周期计量，kθ为控制量角度转换系数。
与现有技术相比，本发明具有如下优点：能够在磁电机低速段磁电机输出电压低时采用升压、中速段磁电机输出交流电压峰值低于功率元件耐压设定倍数时采用三相全波整流、高速段磁电机输出交流电压峰值高压前述设定值时采用短路整流方式，使磁电机总体输出电压平稳，从而降低磁电机成本及调压器成本，提高了调压器的可靠性，并且大大提高了输出电流的稳定性：
1)磁电机输出电压低时，BOOSET升压倍数可以达到10倍；以发动机怠速1400rpm升压2倍达到12V计算，则磁电机10000rpm时输出电压42V，比采用调压器为相控式整流时磁电机输出电压降低1倍；从而能使磁电机输出电压降低使得调压器整流桥功率器件成本降低，且可靠性提升。
2)磁电机低速电压利用区间拓宽；500rpm升压约5.5倍达到12V，磁电机交流输出可以被利用低速至少可以扩展至500rpm。
3)中速段磁电机输出电压峰值没有超过功率元件耐压值(设定倍数)，采用可控硅/MOSFET三相全波半控整流方式，降低了磁电机/调压器热损耗；通常发动机处于中速运转，采用可控硅/MOSFET三相全波半控整流，可控硅/MOSFET导通时间随后端用电需求而调整，减少了系统发热。
4)高速段磁电机输出交流电压峰值超过前述设定值采用等效电路为二极管/MOSFET短路式整流方式，目的是保证调压器整流桥交流输入不出现危险高压，降低了成本。
5)电机输出电压降低，带来的收益为电机成本降低，磁钢材和铁芯材料要求降低，绕组线圈铜线耐压降低，线圈绕组圈数减少工艺难度降低。
附图说明
图1为三相调压器的原理示意图。
图2为单相调压器的原理示意图。
图3为磁电机低速输出空载交流电压峰值低于后端用电负荷额定电压时，三相调压器的等效电路图。
图4为为磁电机低速输出空载交流电压峰值低于后端用电负荷额定电压时，单相调压器的等效电路图。
图5为磁电机中速输出空载交流电压峰值小于上桥臂和下桥臂功率元件耐压值时，三相调压器的等效电路图。
图6为磁电机中速输出空载交流电压峰值小于上桥臂和下桥臂功率元件耐压值时，单相调压器的等效电路图。
图7为磁电机高速输出交流电压峰值高压前述设定值时，三相调压器的等效电路图。
图8为磁电机高速输出交流电压峰值高压前述设定值时，单相调压器的等效电路图。
图9为低速输出空载交流电压峰值低于后端用电负荷额定电压时，三相调压器的控制波形图。
图10为低速输出空载交流电压峰值低于后端用电负荷额定电压时，单相调压器的控制波形图。
图11为磁电机中速输出空载交流电压峰值小于上桥臂和下桥臂功率元件耐压值时，三相调压器的控制波形图。
图12为磁电机中速输出空载交流电压峰值小于上桥臂和下桥臂功率元件耐压值时，单相调压器的控制波形图。
图13为磁电机高速输出交流电压峰值高压前述设定值时，三相调压器的控制波形图。
图14为磁电机高速输出交流电压峰值高压前述设定值时，单相调压器的控制波形图。
具体实施方式
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明。
实施例：一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法，包括由可控硅构成的上桥臂和由MOSFET构成的下桥臂，多个上桥臂和下桥臂组合构成整流桥；具体整流方法如下：
1)检测磁电机输出空载交流电压峰值，并判断该空载交流电压峰值与直流输出电压设定值之间的关系。
2)若空载交流电压峰值是小于直流输出电压设定值，则控制上桥臂完全导通，并控制下桥臂MOSFET导通占空比，使整流桥运行于BOOST斩波升压状态，使直流输出电压达到设定值；其中，MOSFET导通占空比由电压控制量转换得到：
t＝tPWM-kpwm×uC (1)；
式中，uC为电压控制量，t为本周MOSFET导通占空比，tPWM为PWM周期，kpwm为控制量占空比转换系数。
3)若空载交流电压峰值是大于等于直流输出电压设定值，则控制上桥臂可控硅的导通角，并控制下桥臂MOSFET该相正弦交流正半波关断、正弦交流负半波导通，使输出直流电压控制在设定值；其中可控硅的导通角也由电压控制量转换得到：
式中，uC为电压控制量，αN为本周控制角，α为上周周期计量，kα为控制量角度转换系数。
所述电压控制量由运行误差比例控制法或者误差比例积分控制法获得：
1)运行误差比例控制法获取电压控制量：
uC＝kP×(UF-UREF) (3)；
式中，uC为电压控制量，UF-UREF为反馈采样值与设定值的差，kP为放大倍数。
2)误差比例积分控制法获取电压控制量：
记初始uC(0)＝0，式中，kP为比例放大倍数，TI为积分常数，Uf(k)为本次直流输出电压反馈采样值，Uf(k-1)为上一次直流输出电压反馈采样值，Uref为直流输出电压设定值，uC(k-1)为上一次电压控制量，uC(k)为本次电压控制量。
步骤3)中，若空载交流电压峰值大于上桥臂和下桥臂的功率元件耐压值(设定倍数)，则控制上桥臂可控硅完全导通，通过连续调整每一个正弦波正半波时下桥臂MOSFET的导通角来控制每相相对该相交流对地短路点、该相正弦交流负半波时MOSFET导通，使输出直流电压控制在设定值。其中，MOSFET导通角的角度由电压控制量转换得到：
式中，uC为电压控制量，θN为本周控制角，θ为上周周期计量，kθ为控制量角度转换系数。
本方案中，磁电机输出交流电压峰值的获取过程如下：
预先测定磁电机某一转速下空载输出交流电压峰值，得到电压转速比参数
根据MCU实时获取磁电机转速，计算出磁电机输出交流电压峰值：
VMn＝KVN×n (6)；
式中，n磁电机转速，KVN转速电压比参数。
当磁电机低转速时，获取磁电机转速NN，并测量出从过零开始某一角度δ时交流输入处的电压Vδ，该转速下的交流电压峰值为：
其中，磁电机转速获取过程如下：
采集磁电机每一相的相位，并通过计时器进行计时，以半波起始时过零信号中断开始计时，该半波结束过零信号翻转时停止计时，计时数据即半周期，根据该计时能够换算出磁电机转速n：
其中，THALF为计时时长，p为磁电机相极对数。
参见图1、图2，一种基于上述摩托车磁电机输出电压分段整流方法的调压器，包括整流桥，所述整流桥包括上桥臂和下桥臂；所述上桥臂由可控硅构成，下桥臂由(N型)MOSFET构成，其中，上桥臂可控硅的阳极以及下桥臂MOSFET的漏极同时与磁电机的交流输出相相连，上桥臂可控硅的阴极以及下桥臂MOSFET的源极形成整流输出端；在上桥臂和下桥臂的输出端还电连有滤波电容；该滤波电容采用电解电容。
还包括主控器MCU、模拟信号调理电路、交流相位采集电路、MOSFET驱动电路以及可控硅驱动电路，所述模拟信号调理电路、MOSFET驱动电路、可控硅驱动电路以及交流相位采集电路均与主控器MCU相连。其中，模拟信号调理电路的输入端接整流输出正端(其输出端接主控器MCU的输入端)，以进行电压采样，从而通过主控器MCU换算直流输出电压；交流相位采集电路与磁电机的输出相相连，以采集磁电机输出相的相位；MOSFET驱动电路与MOSFET的栅极相连，以控制MOSFET的开关；可控硅驱动电路与可控硅的控制极相连，以控制可控硅的开关。
主控器MCU根据交流相位采集电路采集到的相位，对MOSFET驱动电路和可控硅驱动电路进行控制，以通过MOSFET驱动电路和可控硅驱动电路对MOSFET和可控硅进行控制。
当调压器为单相调压器时，整流桥为单相整流器，由两个上支臂和两个下支臂构成，两个上支臂的阳极和两个下支臂的阴极分别对应接单相磁电机的两交流输出相A和B；其中，两个上支臂的阴极并联作为整流桥输出正极，两个下支臂阳极并联作为整流桥输出负极。整流桥输出正极接到整流滤波电容正极，并作为整个调压器输出正极；整流桥输出负极接到滤波电容负极，作为整个调压器输出负极，也是地线，和外部设备系统地线连接。单相全桥时，相位采集电路有两个端子接整流桥两个交流输入，两个输出信号接MCU，输出信号在两相过零时同步变化。
当调压器为三相调压器，整流桥由三个上支臂和三个下支臂构成，三个上支臂的阳极和三个下支臂的阴极分别对应接三相磁电机的三交流输出相A、B和C；其中，三个上支臂的阴极并联作为整流桥输出正极，三个下支臂阳极并联作为整流桥输出负极。整流桥输出正极接到整流滤波电容正极，并作为整个调压器输出正极；整流桥输出负极接到滤波电容负极，作为整个调压器输出负极，也是地线，和外部设备系统地线连接。三相全桥时，相位采集电路有三个端子接整流桥三个交流输入，三个输出信号接MCU；输出信号与三个交流过零时同步变化。
所述主控器MCU的控制过程如下：
交流相位采集电路采集磁电机每一相的相位，并将采集到的相位信息传递给主控器MCU，主控器MCU根据相位器传递的信号相位信息，通过计时器进行计时，以获取磁电机转速、输出相序以及交流电输出周期。其中，主控器MCU内部自带计时器，以半波起始时过零信号中断开始计时，该半波结束过零信号翻转时停止计时，计时数据即半周期，根据该计时能够换算出磁电机转速n：
其中，THALF为计时时长，p为磁电机相极对数。
1)磁电机低速输出空载交流电压峰值低于后端用电负荷额定电压时，磁电机交流输出电压通过全波半控整流不足以达到期望输出直流电压，此时，上桥臂可控硅全导通，下桥臂MOSFET运行在导通占空比可控的高速开关状态；使每相上桥臂可控硅、下桥臂的MOSFET、该相磁电机内部电感以及滤波电容形成一个BOOST斩波升压电路；这样，控制上桥臂完全导通，并控制下桥臂MOSFET导通占空比，使整流桥运行于BOOST斩波升压状态，在每相交流电压为正时BOOST升压电路运行，并联输出，经整流滤波电容滤波后供给后端设备，使直流输出电压达到设定值。具体地：
三相桥时，等效电路如图3，波形如图9。上桥臂可控硅触发信号一直存在，处于全导通状态，等效于二极管；这样，上桥臂等效二极管Q2、下桥臂MOSFET Q1、电感L1以及滤波电容C，上桥臂等效二极管Q4、下桥臂MOSFET Q3、电感L2以及滤波电容C，上桥臂等效二极管Q6、下桥臂MOSFET Q5、电感L3以及滤波电容C分别形成了磁电机A、B、C三相的三路等效BOOST升压电路，将低的正交流电压升压整流成期望直流电压，控制Q1、Q3、Q5的导通占空比就控制了输出直流电压。
其中，A相交流正半波时，MOSFET管Q1高速开关，导通占空比随输出电压与期望电压差值而定。Q1导通，L1储能增加，电流I1增加；Q1截止，由于电感L1电流I2不能突变，则L1电流I1流经Q2向C充电，随着电感L1储能减少，电流I1减少。Q1再导通，L1储能，I1增加然后再次向C充电，这样电能转移到电容C及后端负载。
B相交流正半波时，MOSFET管Q3高速开关，导通占空比随输出电压与设定电压差值而定。Q3导通，L2储能增加，电流I2增加；Q3截止，由于电感L2电流I2不能突变，则L2电流I2流经Q4向C充电，随着电感L2储能减少，电流I2减少。Q3再导通，L2储能，I2增加然后再次向C充电，这样电能转移到电容C及后端负载。
C相交流正半波时，MOSFET管Q5高速开关，导通占空比随输出电压与设定电压差值而定。Q5导通，L3储能增加，电流I3增加；Q5截止，由于电感L3电流I3不能突变，则L3电流I3流经Q6向C充电，随着电感L3储能减少，电流I3减少。Q5再导通，L3储能，I3增加然后再次向C充电，这样电能转移到电容C及后端负载。
单相桥时，等效电路如图4，波形如图10。上桥臂可控硅触发信号一直存在，处于完全导通状态，等效于二极管；这样，上桥臂等效二极管Q2、下桥臂MOSFET Q1、电感L1以及滤波电容C，上桥臂等效二极管Q4、下桥臂MOSFET Q3、电感L2以及滤波电容C分别形成了A、B两路等效BOOST升压电路，将低的正交流电压升压整流成期望直流电压，控制Q1/Q3的导通占空比就控制了输出直流电压。
其中，A相交流正半波时，MOSFET管Q1高速开关，导通占空比随输出电压与设定电压差值而定。Q1导通，L1储能增加，电流I1增加；Q1截止，由于电感L1电流I2不能突变，则L1电流I1流经Q2向C充电，随着电感L1储能减少，电流I1减少。Q1再导通，L1储能，I1增加然后再次向C充电，这样电能转移到电容C及后端负载。
B相交流正半波时，MOSFET管Q3高速开关，导通占空比随输出电压与设定电压差值而定。Q3导通，L2储能增加，电流I2增加；Q3截止，由于电感L2电流I2不能突变，则L2电流I2流经Q4向C充电，随着电感L2储能减少，电流I2减少。Q3再导通，L2储能，I2增加然后再次向C充电，这样电能转移到电容C及后端负载。
2)磁电机中转速输出空载交流电压峰值小于上桥臂和下桥臂功率元件耐压值(设定倍数)时，以磁电机交流输出电压通过全波半控整流能够达到期望输出直流电压、交流电压最大值没有超过MOSFET安全电压为依据，整流桥运行于全波半控整流状态；即全波半控整流电压能够达到设定值时，BOOST升压控制模式不再适合这种电压输入输出状态，三相桥或者单相桥控制切换到可控硅全波半控整流。上桥臂可控硅根据后端输出电压大小调节可控硅导通角，下桥臂MOSFET在正弦交流正半波关断、正弦交流负半波导通，输出直流电压控制在设定值。其中，交流过零前后0～10°，下桥臂MOSFET导通吸收上桥臂可控硅关断反向恢复产生的电压尖峰，并强迫相应相可控硅关断。具体地：
三相桥时，等效电路如图5，波形图见图11。上桥臂可控硅工作于导通角可控状态，下桥臂N型MOSFET截止等效为二极管，这样，上桥臂可控硅Q2、Q4、Q6和下桥臂等效二极管Q1、Q3、Q5构成三相全波半控整流电路，控制三相可控硅导通角就控制了输出电压。
其中，A相交流电压为正时，导通角α处对可控硅Q2施加触发脉冲，可控硅Q2导通，A相电能经可控硅Q2送给电容C和负载；导通角α越大，调压器输出的电能越小，后端输出电压越低；导通角α越小，调压器输出的电能越大，后端输出电压越高。导通角α的大小由输出端反馈电压、设定值间做比例或者比例积分运算结果而定。
B相交流电压为正时，导通角α处对可控硅Q4施加触发脉冲，可控硅Q4导通，B相电能经可控硅Q4送给电容C和负载。
C相交流电压为正时，导通角α处对可控硅Q6施加触发脉冲，可控硅Q6导通，C相电能经可控硅Q6送给电容C和负载。
单相桥时，等效电路如图6，波形图见图12。上桥臂可控硅工作于导通角可控状态，下桥臂N型MOSFET截止等效为二极管，这样，上桥臂可控硅Q2、Q4和下桥臂等效二极管Q1、Q3构成单相全波半控整流电路，控制单相可控硅导通角就控制了输出电压。
其中，A相交流电压为正时，导通角α处对可控硅Q2施加触发脉冲，可控硅Q2导通，A相电能经可控硅Q2送给电容C和负载；导通角α越大，调压器输出的电能越小，后端输出电压越低；导通角α越小，调压器输出的电能越大，后端输出电压越高。导通角α的大小由输出端反馈电压、设定值间做比例或者比例积分运算结果而定。
B相交流电压为正时，导通角α处对可控硅Q4施加触发脉冲，可控硅Q4导通，B相电能经可控硅Q4送给电容C和负载。
由于提供了相位检测，过零及正弦交流周期等信息可以较好获得，在过零点左右施加0～10°的MOSFET短路覆盖，对地短接的MOSFET给上桥臂可控硅关断反向恢复时产生的电压尖峰提供了一条泄放通路，实现效果就是电路吸收了电压尖峰，并强迫该相可控硅关断。
3)磁电机高转速输出空载交流电压大于上桥臂和下桥臂功率元件耐压值(设定倍数)时，以磁电机输出交流电压峰值超过MOSFET安全电压为条件，使整流桥运行于短路式整流状态；上桥臂可控硅完全导通，通过连续调整每一个正弦波正半波时下桥臂MOSFET导通角来控制每相相对该相交流对地短路点、该相正弦交流负半波时MOSFET导通，将输出直流电压控制在设定值。具体地：
三相桥时，等效电路如图7，波形如图13。上桥臂可控触发信号一直存在，等效于二极管；这样，上桥臂等效二极管Q2、Q4、Q6和下桥臂N型MOSFET Q1、Q3、Q5构成三相全波半控整流电路，控制三相桥下桥臂MOSFET的导通角就控制了输出电压。
其中，A相交流电压为正、MOSFET Q1没有导通时，A相电能经可控硅Q2送给电容C及后端负载；导通角θ处对MOSFET Q1施加触发脉冲，MOSFET Q1导通，A相电能被MOSFET Q1短接到地，A相电能不再送电容C和负载；导通角θ越大，调压器输出的电能越大，后端输出电压越高；导通角θ越小，调压器输出的电能越小，后端输出电压越低。导通角θ的大小由输出端反馈电压、设定值间做比例或者比例积分运算结果而定。
B相交流电压为正时、MOSFET Q3没有导通时，B相电能经可控硅Q4送给电容C及后端负载；导通角θ处对MOSFET Q3施加触发脉冲，MOSFET Q3导通，B相电能被短接到地不再送出，后端负载电压不再增加。
C相交流电压为正时、MOSFET Q5没有导通时，C相电能经可控硅Q6送给电容C及后端负载；导通角θ处对MOSFET Q5施加触发脉冲，MOSFET Q5导通，C相电能被短接到地不再送出，后端负载电压不再增加。
单相桥时，等效电路如图8，波形如图14。上桥臂可控触发信号一直存在，等效于二极管；这样，上桥臂等效二极管Q2、Q4和下桥臂N型MOSFET Q1、Q3构成单相全波半控整流电路，控制单相桥下桥臂MOSFET的导通角就控制了输出电压。
其中，相交流电压为正、MOSFET Q1没有导通时，A相电能经可控硅Q2送给电容C及后端负载；导通角θ处对MOSFET Q1施加触发脉冲，MOSFET Q1导通，A相电能被MOSFET Q1短接到地，A相电能不再送电容C和负载；导通角θ越大，调压器输出的电能越大，后端输出电压越高；导通角θ越小，调压器输出的电能越小，后端输出电压越低。导通角θ的大小由输出端反馈电压、设定值间做比例或者比例积分运算结果而定。
B相交流电压为正、MOSFET Q3没有导通时，B相电能经可控硅Q4送给电容C及后端负载；导通角θ处对MOSFET Q3施加触发脉冲，MOSFET Q3导通，B相电能被短接到地，不再送出，后端负载电压不再增加。
本方案中，主控器MCU对可控硅和MOSFET的具体控制如下：
当整流桥运行于BOOSET升压状态时，电压控制量转换为导通占空比：
t＝tPWM-kpwm×uC (1)；
式中，uC为电压控制量，t为本周MOSFET导通占空比，tPWM为PWM周期，kpwm为控制量占空比转换系数；
当整流桥运行于全波半控整流状态时，电压控制量转换为可控硅导通角的角度：
式中，uC为电压控制量，αN为本周控制角，α为上周周期计量，kα为控制量角度转换系数；
当整流桥运行于全波短路式整流状态时，电压控制量转换为MOSFET导通角的角度：
式中，uC为电压控制量，θN为本周控制角，θ为上周周期计量，kθ为控制量角度转换系数。
电压控制量由运行误差比例控制法或者误差比例积分控制法获得，其中：
1)运行误差比例控制法获取电压控制量：
uC＝kP×(UF-UREF) (3)；
式中，uC为电压控制量，UF-UREF为反馈采样值与设定值的差，kP为放大倍数；
2)误差比例积分控制法获取电压控制量：
记初始uC(0)＝0，式中，kP为比例放大倍数，TI为积分常数，Uf(k)为本次反馈采样值，Uf(k-1)为上一次反馈采样值，Uref为输出设定值，uC(k-1)为上一次电压控制量，uC(k)为本次电压控制量；其中，Uf(k)、Uf(k-1)由信号调理电路的电阻分压折算而来。
由于全波半控整流和全波短路式整流两种状态的切换条件为磁电机输出交流电压峰值，因此需获取磁电机输出交流电压的峰值；磁电机输出交流电压峰值的获取过程如下：
1)参数法：预先测定磁电机某一转速下空载输出交流电压峰值，如50000rpm时交流电压峰值为VM5000，参数电压转速比MCU实时获取磁电机转速，计算出磁电机输出交流电压峰值：
VMn＝KVN×n(6)；
式中，n磁电机转速，KVN转速电压比参数。
2)计算法：磁电机低转速时，获取磁电机转速NN，并测量出从过零开始某一角度δ时交流输入处的电压Vδ，该转速下的交流电压峰值为：
得到参数电压转速比在其余转速下磁电机空载输出交流电压峰值用如上(6)式计算。
最后需要说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制技术方案，本领域的普通技术人员应当理解，那些对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (10)

1.一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法，其特征在于：包括由可控硅构成的上桥臂和由MOSFET构成的下桥臂，具体整流方法如下：
1)检测磁电机交流电周期并计算出空载交流电压峰值，并判断该空载交流电压峰值与直流输出电压设定值之间的关系；
2)若空载交流电压峰值是小于直流输出电压设定值，则控制上桥臂完全导通，并控制下桥臂MOSFET导通占空比，使整流桥运行于BOOST斩波升压状态，使直流输出电压达到设定值；
3)若空载交流电压峰值是大于等于直流输出电压设定值，则控制上桥臂可控硅的导通角，并控制下桥臂MOSFET在该相正弦交流正半波关断、正弦交流负半波导通，使输出直流电压控制在设定值，且降低调压器发热。
2.根据权利要求1所述的一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法，其特征在于：
步骤2)中，MOSFET导通占空比由电压控制量转换得到：
t＝tPWM-kpwm×uC (1)；
式中，uC为电压控制量，t为本周MOSFET导通占空比，tPWM为PWM周期，kpwm为控制量占空比转换系数；
步骤3)中，可控硅的导通角也由电压控制量转换得到：
式中，uC为电压控制量，αN为本周控制角，α为上周周期计量，kα为控制量角度转换系数；
其中，电压控制量由运行误差比例控制法或者误差比例积分控制法获得：
1)运行误差比例控制法获取电压控制量：
uC＝kP×(UF-UREF) (3)；
式中，uC为电压控制量，UF-UREF为反馈采样值与设定值的差，kP为放大倍数；
2)误差比例积分控制法获取电压控制量：
记初始uC(0)＝0，式中，kP为比例放大倍数，TI为积分常数，Uf(k)为本次直流输出电压反馈采样值，Uf(k-1)为上一次直流输出电压反馈采样值，Uref为直流输出电压设定值，uC(k-1)为上一次电压控制量，uC(k)为本次电压控制量。
3.根据权利要求2所述的一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法，其特征在于：步骤3)中，若空载交流电压峰值大于上桥臂和下桥臂的功率元件耐压值，则控制上桥臂可控硅完全导通，通过连续调整每一个正弦波正半波时下桥臂MOSFET的导通角来控制每相相对该相交流对地短路点、该相正弦交流负半波时MOSFET导通，使输出直流电压控制在设定值。
4.根据权利要求3所述的一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法，其特征在于：
MOSFET导通角的角度由电压控制量转换得到：
式中，uC为电压控制量，θN为本周控制角，θ为上周周期计量，kθ为控制量角度转换系数。
5.根据权利要求1所述的一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法，其特征在于：磁电机输出交流电压峰值的获取过程如下：
预先测定磁电机某一转速下空载输出交流电压峰值，得到电压转速比参数
根据MCU实时获取磁电机转速，计算出磁电机输出交流电压峰值：
VMn＝KVN×n (6)；
式中，n磁电机转速，KVN转速电压比参数。
6.根据权利要求5所述的一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法，其特征在于：磁电机低转速时，获取磁电机转速NN，并测量出从过零开始某一角度δ时交流输入处的电压Vδ，该转速下的交流电压峰值为：
7.根据权利要求5或6所述的一种摩托车磁电机输出电压分段整流方法，其特征在于：磁电机转速获取过程如下：
采集磁电机每一相的相位，并通过计时器进行计时，以半波起始时过零信号中断开始计时，该半波结束过零信号翻转时停止计时，计时数据即半周期，根据该计时能够换算出磁电机转速n：
其中，THALF为计时时长，p为磁电机相极对数。
8.一种基于上述任一权利要求所述摩托车磁电机输出电压分段整流方法的调压器，包括整流桥，所述整流桥包括上桥臂和下桥臂，其特征在于：所述上桥臂由可控硅构成，下桥臂由MOSFET构成，其中，上桥臂可控硅的阳极以及下桥臂MOSFET的漏极同时与磁电机的交流输出相相连，上桥臂可控硅的阴极以及下桥臂MOSFET的源极形成整流输出端；在上桥臂和下桥臂的输出端还电连有滤波电容；
还包括主控器MCU、模拟信号调理电路、交流相位采集电路、MOSFET驱动电路以及可控硅驱动电路，所述模拟信号调理电路、MOSFET驱动电路、可控硅驱动电路以及交流相位采集电路均与主控器MCU相连；其中，模拟信号调理电路的输入端接整流输出正端，交流相位采集电路与磁电机的输出相相连，以采集磁电机输出相的相位；MOSFET驱动电路与MOSFET的栅极相连，以控制MOSFET的开关；可控硅驱动电路与可控硅的控制极相连，以控制可控硅的开关；
主控器MCU根据交流相位采集电路采集到的相位，对MOSFET驱动电路和可控硅驱动电路进行控制，以通过MOSFET驱动电路和可控硅驱动电路对MOSFET和可控硅进行控制。
9.根据权利要求8所述的一种摩托车磁电机输出电压分段整流调压器，其特征在于：
所述主控器MCU的控制过程如下：
1)当空载交流电压峰值是小于直流输出电压设定值时，则控制上桥臂完全导通，并控制下桥臂MOSFET导通占空比，使整流桥运行于BOOST斩波升压状态；其中，MOSFET导通占空比由电压控制量转换得到：
t＝tPWM-kpwm×uC (1)；
式中，uC为电压控制量，t为本周MOSFET导通占空比，tPWM为PWM周期，kpwm为控制量占空比转换系数；
2)当空载交流电压峰值是大于等于直流输出电压设定值时，则控制上桥臂可控硅的导通角，并控制下桥臂MOSFET在该相正弦交流正半波时关断、正弦交流负半波时导通，其中，可控硅的导通角也由电压控制量转换得到：
式中，uC为电压控制量，αN为本周控制角，α为上周周期计量，kα为控制量角度转换系数。
10.根据权利要求9所述的一种摩托车磁电机输出电压分段整流调压器，其特征在于：
当空载交流电压峰值大于上桥臂和下桥臂的功率元件耐压值时，则控制上桥臂可控硅完全导通，通过连续调整每一个正弦波正半波时下桥臂MOSFET的导通角来控制每相相对该相交流对地短路点、该相正弦交流负半波时MOSFET导通；其中，MOSFET导通角的角度由电压控制量转换得到：
式中，uC为电压控制量，θN为本周控制角，θ为上周周期计量，kθ为控制量角度转换系数。
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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111969928A (zh) * 2020-08-19 2020-11-20 重庆和诚电器有限公司 一种摩托车全波半控调压器的控制系统及控制方法
CN111969871A (zh) * 2020-07-27 2020-11-20 深圳市汇川技术股份有限公司 整流控制方法、系统、设备及计算机可读存储介质
CN112003516A (zh) * 2020-08-07 2020-11-27 苏州巩诚电器技术有限公司 一种使用同步整流技术的短路式电压调节器
CN113556052A (zh) * 2021-07-23 2021-10-26 重庆和诚电器有限公司 一种摩托车用mos开关式调压器的控制方法
CN113904505A (zh) * 2021-09-30 2022-01-07 贵州航天林泉电机有限公司 一种航空低压直流用的大功率永磁同步发电机电源系统及控制方法
CN114362215A (zh) * 2022-01-04 2022-04-15 阳光氢能科技有限公司 交流电解系统控制方法、装置及交流电解系统
WO2024164384A1 (zh) * 2023-02-08 2024-08-15 重庆和诚电器有限公司 一种发电机调压整流方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102009029044B3 (de) * 2009-08-31 2010-11-18 Infineon Technologies Ag Leistungshalbleitermodul mit Ladeschaltung für Zwischenkreiskondensator
CN203352473U (zh) * 2013-06-27 2013-12-18 江苏爱克赛电气制造有限公司 一种逆变器的三相pfc-boost串并联输出装置
CN103746573A (zh) * 2014-01-13 2014-04-23 上海新时达电气股份有限公司 整流装置
CN104270029A (zh) * 2014-09-30 2015-01-07 武汉武热研热处理科技有限公司 离子渗氮用大功率高频逆变脉冲电源及其工艺
CN204652254U (zh) * 2015-05-18 2015-09-16 绍兴标新机电科技有限公司 一种第四象限可控硅半控整流电路
CN106712500A (zh) * 2016-12-23 2017-05-24 广东志高暖通设备股份有限公司 一种斩波电路的控制方法、系统及空调
CN108712093A (zh) * 2018-05-03 2018-10-26 贵州航天林泉电机有限公司 一种高速永磁起动发电机的电源变换器及其控制方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102009029044B3 (de) * 2009-08-31 2010-11-18 Infineon Technologies Ag Leistungshalbleitermodul mit Ladeschaltung für Zwischenkreiskondensator
CN203352473U (zh) * 2013-06-27 2013-12-18 江苏爱克赛电气制造有限公司 一种逆变器的三相pfc-boost串并联输出装置
CN103746573A (zh) * 2014-01-13 2014-04-23 上海新时达电气股份有限公司 整流装置
CN104270029A (zh) * 2014-09-30 2015-01-07 武汉武热研热处理科技有限公司 离子渗氮用大功率高频逆变脉冲电源及其工艺
CN204652254U (zh) * 2015-05-18 2015-09-16 绍兴标新机电科技有限公司 一种第四象限可控硅半控整流电路
CN106712500A (zh) * 2016-12-23 2017-05-24 广东志高暖通设备股份有限公司 一种斩波电路的控制方法、系统及空调
CN108712093A (zh) * 2018-05-03 2018-10-26 贵州航天林泉电机有限公司 一种高速永磁起动发电机的电源变换器及其控制方法

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111969871A (zh) * 2020-07-27 2020-11-20 深圳市汇川技术股份有限公司 整流控制方法、系统、设备及计算机可读存储介质
CN112003516A (zh) * 2020-08-07 2020-11-27 苏州巩诚电器技术有限公司 一种使用同步整流技术的短路式电压调节器
CN111969928A (zh) * 2020-08-19 2020-11-20 重庆和诚电器有限公司 一种摩托车全波半控调压器的控制系统及控制方法
CN111969928B (zh) * 2020-08-19 2022-06-24 重庆和诚电器有限公司 一种摩托车全波半控调压器的控制系统及控制方法
CN113556052A (zh) * 2021-07-23 2021-10-26 重庆和诚电器有限公司 一种摩托车用mos开关式调压器的控制方法
CN113556052B (zh) * 2021-07-23 2022-12-23 重庆和诚电器有限公司 一种摩托车用mos开关式调压器的控制方法
CN113904505A (zh) * 2021-09-30 2022-01-07 贵州航天林泉电机有限公司 一种航空低压直流用的大功率永磁同步发电机电源系统及控制方法
CN113904505B (zh) * 2021-09-30 2023-09-05 贵州航天林泉电机有限公司 一种大功率永磁同步发电机电源系统及控制方法
CN114362215A (zh) * 2022-01-04 2022-04-15 阳光氢能科技有限公司 交流电解系统控制方法、装置及交流电解系统
WO2024164384A1 (zh) * 2023-02-08 2024-08-15 重庆和诚电器有限公司 一种发电机调压整流方法

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