CN111969851A

CN111969851A - 一种四相双向dcdc变换器

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Publication number: CN111969851A
Application number: CN202010953011.7A
Authority: CN
Inventors: 王忠禹; 刘志强; 黄荣华
Original assignee: FAW Group Corp
Current assignee: FAW Group Corp
Priority date: 2020-09-11
Filing date: 2020-09-11
Publication date: 2020-11-20
Anticipated expiration: 2040-09-11
Also published as: CN111969851B

Abstract

本发明公开了一种四相双向DCDC变换器，包括第一电容、第二电容，第一电容和第二电容串联后，并联于第一高压侧电源端和第二高压侧电源端，还包括第一开关，第一开关的第一端和第二端分别与第二高压侧电源以及第一低压侧电源端相连接，还包括第一半桥，第二半桥，还包括并联于第一低压侧电源端以及第二低压侧电源端的第一开关单元、第二开关单元，还包括第三电容，第一开关单元的第一端通过第三电容与第一高压侧电源端相连接，还包括第四电容，第二开关单元的第一端通过第四电容与连接点相连接，还包括第二开关，第二开关的第一端和第二端分别与连接点以及第二半桥的引出点相连接。还包括并联于第一低压侧电源端和第二低压侧电源端的第五电容。

Description

一种四相双向DCDC变换器

技术领域

本发明实施例涉及DCDC变换器技术，尤其涉及一种四相双向DCDC变换器。

背景技术

混合动力汽车的动力源包括发电机和发动机，对于混合动力汽车而言，其要求动力系统具有高能量比和高功率比，以增加车辆的行驶里程，以及提供爬坡时所需的加速度。为达到上述目的，动力系统中DCDC变换器通常采用超级电容作为储能器件，基于超级电容，DCDC变换器可以提供稳定的直流母线侧电压，以及存储车辆制动时回馈的能量。但在大功率的应用场景下DCDC变换器还存在一定的弊端。

传统的DCDC变换器中，所有的开关器件电压应力均为高压侧的输出电压，由于双向DCDC变换器具有较大的开关器件电流应力和电压应力，因此开关器件承受着过高的电压应力。此外，受寄生参数的影响，传统双向DCDC变换器的电压转换比受到了限制，尤其在重载情况下，无法达到较高的升压比。

发明内容

本发明提供一种四相双向DCDC变换器，以达到减小开关器件电流应力、电压应力，提高电压转换比的目的。

本发明实施例提供了一种四相双向DCDC变换器，包括第一电容、第二电容，所述第一电容和第二电容串联后，并联于第一高压侧电源端和第二高压侧电源端，

还包括第一开关，所述第一开关的第一端和第二端分别与所述第二高压侧电源端以及第一低压侧电源端相连接，

还包括第一半桥，所述第一半桥与第二低压侧电源端、所述第一高压侧电源端、所述第一开关的第二端相连接，

还包括第二半桥，所述第二半桥与所述第二低压侧电源端、所述第一电容与第二电容的连接点、所述第一开关的第二端相连接，

还包括并联于第一低压侧电源端以及第二低压侧电源端的第一开关单元、第二开关单元，

还包括第三电容，所述第一开关单元的第一端通过所述第三电容与所述第一高压侧电源端相连接，

还包括第四电容，所述第二开关单元的第一端通过所述第四电容与所述连接点相连接，

还包括第二开关，所述第二开关的第一端和第二端分别与所述连接点以及所述第二半桥的引出点相连接，

还包括第五电容，所述第五电容并联于所述第一低压侧电源端和第二低压侧电源端。

进一步的，所述第一半桥包括第一电感、第一MOS管和第二MOS管，

所述第二低压侧电源端通过所述第一电感与所述第一MOS管的第二端以及第二MOS管的第一端相连接，

所述第一MOS管的第一端以及第二MOS管的第二端分别与所述第一高压侧电源端、所述第一开关的第二端相连接。

进一步的，所述第二半桥包括第二电感、第三MOS管、第四MOS管，

所述第二低压侧电源端通过所述第二电感与所述第三MOS管的第二端以及第四MOS管的第一端相连接，

所述第三MOS管的第一端以及第四MOS管的第二端分别与所述连接点、所述第一开关的第二端相连接。

进一步的，所述第二电感还通过所述第二开关与所述连接点相连接。

进一步的，所述第一开关单元包括第三电感、第五MOS管，

所述第二低压侧电源端通过所述第三电感与所述第五MOS管的第一端相连接，所述第五MOS管的第二端与所述第一低压侧电源端相连接，

所述第五MOS管的第一端还通过所述第三电容与所述第一高压侧电源端相连接。

进一步的，所述第二开关单元包括第四电感，第六MOS管，

所述第二低压侧电源端通过所述第四电感与所述第六MOS管的第一端相连接，所述第六MOS管的第二端与所述第一低压侧电源端相连接，

所述第六MOS管的第一端还通过所述第四电容与所述连接点相连接。

进一步的，所述第一开关为MOS管。

进一步的，所述第二开关为MOS管。

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：本发明提出的DCDC变换器的高压电源侧配置有第一电容CH1、第二电容CH2、第三电容CH3和第四电容CH4，其中，第一电容CH1和第二电容CH2串联后并联在高压侧电源的两端，第一半桥通过第一电容CH1后与第二电容CH2相连接，第一开关单元通过第三电容CH3后与第一电容CH1以及第二电容CH2相连接，第二半桥与第二电容CH2相连接，第二开关单元通过第四电容CH4与第二电容CH2相连接。由于在高压电源侧，第一电容CH1以及第二电容CH2的电压和近似与高压电源的电压相等，而第一半桥、第二半桥、第一开关单元、第二开关单元中的高压侧开关器件仅与第一电容CH1或者第二电容CH2相连接，因此在DCDC变换器工作时，高压侧开关器件的电压应力均相应的小于第一电容CH1或者第二电容CH2的电压，进而可以达到DCDC变换器工作时，使高压侧开关器件的电压应力均小于高压侧电源的电压的目的。

附图说明

图1是实施例中的四相双向DCDC变换器结构框图；

图2是实施例中的四相双向DCDC变换器电路原理图；

图3是实施例中的开关器件工作时序图；

图4是实施例中的四相双向DCDC变换器电流纹波示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。

图1是实施例中的四相双向DCDC变换器结构框图，参考图1，本实施例提出一种四相双向DCDC变换器，包括第一电容CH1、第二电容CH2，第一电容和第二电容串联后，并联于第一高压侧电源端VH+和第二高压侧电源端VH-。

参考图1，变换器还包括第一开关1，第一开关1的第一端和第二端分别与第二高压侧电源端VH-以及第一低压侧电源端VL-相连接。

还包括第一半桥2，第一半桥2与第二低压侧电源端VL+、第一高压侧电源端VH+、第一开关1的第二端相连接。

还包括第二半桥3，第二半桥3与第二低压侧电源端VL+、第一电容CH1与第二电容CH2的连接点、第一开关1的第二端相连接。

还包括并联于第一低压侧电源端VL-以及第二低压侧电源端VL+的第一开关单元4、第二开关单元5。

还包括第三电容CH3，第一开关单元4的第一端a通过第三电容CH3与第一高压侧电源端VH+相连接。

还包括第四电容CH4，第二开关单元5的第一端c通过第四电容CH4与第一电容CH1和第二电容CH2的连接点相连接。

还包括第二开关6，第二开关6的第一端和第二端分别与第一电容CH1和第二电容CH2的连接点，以及第二半桥3的引出点b相连接。

还包括第五电容CL，第五电容CL并联于第一低压侧电源端VL-和第二低压侧电源端VL+，其中第五电容CL为低压电源侧的滤波电容。

示例性的，本实施例中，DCDC变换器中的第一半桥、第二半桥、第一开关单元、第二开关单元中配置有开关器件，开关器件可以选用MOS器件、IGBT器件、SIC器件、BJT器件等，其中DCDC变换器与控制器相连接，控制器控制第一半桥、第二半桥桥臂中的开关器件，以及第一开关单元、第二开关单元中的开关器件按照设定的规则导通或者关断，从而使DCDC变换器置于升压模式或者降压模式。

本实施例中，DCDC变换器的高压电源侧配置有第一电容CH1、第二电容CH2、第三电容CH3和第四电容CH4，其中，第一电容CH1和第二电容CH2串联后并联在高压侧电源的两端，第一半桥通过第一电容CH1后与第二电容CH2相连接，第一开关单元通过第三电容CH3后与第一电容CH1以及第二电容CH2相连接，第二半桥与第二电容CH2相连接，第二开关单元通过第四电容CH4与第二电容CH2相连接。本实施例中提出的DCDC变换器通过在高压电源侧配置多个电容的方式，减小高压侧开关器件的电压应力。

由于在高压电源侧，第一电容CH1以及第二电容CH2的电压和近似与高压电源的电压相等，而第一半桥、第二半桥、第一开关单元、第二开关单元中的高压侧开关器件仅与第一电容CH1或者第二电容CH2相连接，因此在DCDC变换器工作时，高压侧开关器件的电压应力均相应的小于第一电容CH1或者第二电容CH2的电压，即高压侧开关器件的电压应力均小于高压侧电源的电压。

图2是实施例中的四相双向DCDC变换器电路原理图，参考图2，具体的，本实施例中，第一开关为MOS管S8，第二开关为MOS管S6。

参考图2，具体的，第一半桥包括第一电感L1、第一MOS管S5和第二MOS管S1。

第二低压侧电源端VL+通过第一电感L1与第一MOS管S5的第二端以及第二MOS管S1的第一端相连接，第一MOS管S5的第一端以及第二MOS管S1的第二端分别与第一高压侧电源端VH+、第一开关S8的第二端相连接。

第二半桥包括第二电感L3、第三MOS管S7、第四MOS管S3。第二低压侧电源端VL+通过第二电感L3与第三MOS管S7的第二端b以及第四MOS管S3的第一端b相连接，第三MOS管S7的第一端以及第四MOS管S3的第二端分别与第一电容CH1与第二电容CH2的连接点、第一开关S8的第二端相连接。第二电感L3还通过第二开关S6与第一电容CH1与第二电容CH2的连接点相连接。

示例性的，第一开关S8、第二开关S6、第一MOS管S5、第二MOS管S1、第三MOS管S7、第四MOS管S3选用NMOS，上述开关器件的第一端为漏极，第二端为源极。

参考图2，第一开关单元包括第三电感L2、第五MOS管S2，第二低压侧电源端VL+通过第三电感L2与第五MOS管S2的第一端a相连接，第五MOS管S2的第二端与第一低压侧电源端VL-相连接，第五MOS管S2的第一端a还通过第三电容CH3与第一高压侧电源端VH+相连接。

第二开关单元包括第四电感L4，第六MOS管S4，第二低压侧电源端VL-通过第四电感L4与第六MOS管S4的第一端c相连接，第六MOS管S4的第二端与第一低压侧电源端VL-相连接，第六MOS管S4的第一端c还通过第四电容CH4与第一电容CH1与第二电容CH2的连接点相连接。

示例性的，第五MOS管S2、第六MOS管S4选用NMOS，上述开关器件的第一端为漏极，第二端为源极。

本实施例中，DCDC变换器与控制器相连接，控制器与DCDC变换器中开关器件的控制端相连接，控制器配置为监测低压侧电源以及高压侧电源的电压，若低压侧电源电压低于高压侧电源电压，则控制器控制DCDC变换器置于Boost模式，若低压侧电源电压高于高压侧电源电压，则控制器控制DCDC变换器置于Buck模式，其中，DCDC变换器置于Boost和Buck模式时，控制器的控制策略相似，本实施例中，通过处于Boost模式下的DCDC变换器的工作过程，说明DCDC变换器的工作原理。

图3是实施例中的开关器件工作时序图，参考图3，处于Boost模式时控制器采用交错控制方式控制开关器件的通断，即控制器生成的，针对第二MOS管S1、第五MOS管S2、第四MOS管S3、第六MOS管S4的开关信号依次滞后90°，针对第一MOS管S5、第二开关S6、第三MOS管S7、第一开关S8的开关信号分别与针对MOS管S1、S2、S3、S4的开关信号互补。参考图3，在每个开关周期T，即360°内，DCDC变换器可以分为t0-t1、t1-t2、t2-t3、t3-t4四个工作阶段。

参考图2，在t0-t1阶段，第二MOS管S1、第四MOS管S3、第六MOS管S4、第二开关S6导通，第五MOS管S2、第一MOS管S5、第三MOS管S7、第一开关S8关断。低压侧电源VL分别通过第一电感L1、第二MOS管S1；第三电感L2、第三电容CH3、第一电容CH1、第二开关S6、第四MOS管S3；第二电感L3、第四MOS管S3；第四电感L4、第六MOS管S4构成回路，低压侧电源VL对第一电感L1、第二电感L3、第四电感L4充电。

在t1-t2阶段，第二MOS管S1、第五MOS管S2、第六MOS管S4、第三MOS管S7导通，第四MOS管S3、第一MOS管S5、第二开关S6、第一开关S8关断。低压侧电源VL分别通过第一电感L1、第二MOS管S1；第三电感L2、第五MOS管S2；第二电感L3、第三MOS管S7、第四电容CH4、第六MOS管S4；第四电感L4、第六MOS管S4构成回路，低压侧电源VL对第一电感L1、第三电感L2、第四电感L4充电。

在t2-t3阶段，第二MOS管S1、第五MOS管S2、第四MOS管S3、第一开关S8导通，第六MOS管S4、第一MOS管S5、第二开关S6、第三MOS管S7关断。低压侧电源VL分别通过第一电感L1、第二MOS管S1；第三电感L2、第五MOS管S2；第二电感L3、第四MOS管S3；第四电感L4、第四电容CH4、第二电容CH2、第一开关S8构成回路，低压侧电源VL对第一电感L1、第三电感L2、第二电感L3充电。

在t3-t4阶段，第五MOS管S2、第四MOS管S3、第六MOS管S4、第一MOS管S5导通，第二MOS管S1、第二开关S6、第三MOS管S7、第一开关S8关断。低压侧电源VL分别通过第一电感L1、第一MOS管S5、第三电容CH3、第五MOS管S2；第三电感L2、第五MOS管S2；第二电感L3、第四MOS管S3；第四电感L4、第六MOS管S4构成回路，低压侧电源VL对第三电感L2、第二电感L3、第四电感L4充电。

参考图2，在t0-t1阶段，第二开关S6的平均电压应力为(VCH1-VCH3)，在t1-t2阶段，第三MOS管S7的平均电压应力为VCH4，在t2-t3阶段，第一开关S8的平均电压应力为(VCH2-VCH4)，在t3-t4阶段，第一MOS管S5的平均电压应力为VCH3，其中VCH1、VCH2、VCH3、VCH4分别为第一电容CH1、第二电容CH2、第三电容CH3、第四电容CH4两端的电压。基于上述内容，可以得出本实施例中的DCDC变换器在一个工作周期内，处于高压侧的开关器件的电压应力均小于高压侧的输出电压。

对于第一电感L1，在一个开关周期T内，在t0-t3的时间段内，第二MOS管S1导通，第一电感L1通过第二MOS管S1与低压侧电源VL形成回路，低压侧电源VL对第一电感L1充电，第一电感L1的能量逐渐增加。在t3-t4时间段内，第二MOS管S1关断，第一电感L1通过第一MOS管S5的寄生二极管、第三电容CH3和第五MOS管S2与低压侧电源VL形成回路，由于升压的原因，第三电容CH3的电压大于低压侧电源VL的电压，因此第三电容CH3、低压侧电源VL共同使第一电感L1放电，第一电感L1电感能量逐渐减小。

由于DCDC变换器工作在稳态时电感在一个周期内的能量不变，因此，第一电感L1的平衡方程为：

VL*D*T＝(VCH3-VL)*(1-D)*T

式中，D为第二MOS管S1、第五MOS管S2、第四MOS管S3、第六MOS管S4的占空比。

对于第三电感L2，在一个开关周期T内，在t1-t4时间段内，第五MOS管S2导通，第三电感L2通过第五MOS管S2与低压侧电源VL形成回路，低压侧电源VL对第三电感L2充电，电感L2的能量逐渐增加。在t0-t1时间段内，第五MOS管S2关断，第三电感L2通过第三电容CH3、第二开关S6的寄生二极管、第一电容CH1和第四MOS管S3与低压侧电源VL形成回路，由于DCDC变换器工作在升压状态，第一电容CH1的电压比第三电容CH3的电压大，第三电容CH3的电压比低压侧电源VL的电压大，因此第三电容CH3、第一电容CH1、低压侧电源VL共同使第三电感L2放电，第三电感L2能量逐渐减小。

在一个周期内，第三电感L2的平衡方程为：

VL*D*T＝(VCH1-VCH3-VL)*(1-D)*T

对于第二电感L3，在一个开关周期T内，在t0-t1和t2-t4时间段内，第四MOS管S3导通，第二电感L3通过第四MOS管S3与低压侧电源VL形成回路，低压侧电源VL对第二电感L3充电，第二电感L3的能量逐渐增加。在t1-t2时间段内，第四MOS管S3关断，第二电感L3通过第四电容CH4、第三MOS管S7的寄生二极管与低压侧电源VL形成回路，由于升压的原因，第四电容CH4的电压大于低压侧电源VL的电压，因此第四电容CH4、低压侧电源VL共同使第二电感L3放电，第二电感L3能量逐渐减小。

在一个周期内，第二电感L3的平衡方程为：

VL*D*T＝(VCH4-VL)*(1-D)*T

对于第四电感L4，在一个开关周期T内，在t0-t2和t3-t4时间段内，第六MOS管S4导通，第四电感L4通过第六MOS管S4与低压侧电源VL形成回路，低压侧电源VL对第四电感L4充电，第四电感L4的能量逐渐增加。在t2-t3时间段内，第六MOS管S4关断，第四电感L4通过第四电容CH4、第二电容CH2、第一开关S8与低压侧电源VL形成回路，因为电路工作在升压状态，第二电容CH2的电压比第四电容CH4的电压大，第四电容CH4的电压比低压侧电源VL的电压大，因此第二电容CH2、第四电容CH4、低压侧电源VL共同使第四电感L4放电，第四电感L4能量逐渐减小。

在一个周期内，第四电感L4的平衡方程为：

VL*D*T＝(VCH2-VCH4-VL)*(1-D)*T

参考图2，第一电容CH1、第二电容CH2与高压侧电源VH存在如下关系：

VH＝VCH1+VCH2

通过上式，结合第一电感L1、第三电感L2、第二电感L3、第四电感L4的平衡方程，可以推导出，从低压侧到高压侧的电压转换比为：

VH/VL＝4/(1-D)

从上式可以发现，本实施例提出的DCDC变换器可以实现四倍于传统DCDC变换器的电压转换比。

对于第一电容CH1，在一个开关周期T内，在t1-t4时间段内，第一电容CH1与第二电容CH2和高压侧负载形成环路，流过高压侧负载平均电流IH同时流过第一电容CH1，电流IH从第一电容CH1的负极流向正极，对第一电容CH1起放电作用。在t0-t1时间段内，流过高压侧负载的平均电流IH同时流过第一电容CH1，方向从第一电容CH1的负极流向正极，对第一电容CH1起放电作用，流过第三电感L2的平均电感电流IL2同时流过第一电容CH1，方向从电容CH1的正极流向负极，对第一电容CH1起充电作用。

由于DCDC变换器工作在稳态时电容在一个周期内能量不变，因此，第一电容CH1的平衡方程为：

(IL2-IH)*(1-D)*T＝IH*D*T

对于第二电容CH2，在一个开关周期T内，在t0-t2和t3-t4时间段内，流过高压侧负载的平均电流IH同时流过第二电容CH2，方向从第二电容CH2的负极流向正极，对第二电容CH2起放电作用。在t2-t3时间段内，流过高压侧负载的平均电流IH同时流过第二电容CH2，方向从第二电容CH2以的负极流向正极，对第二电容CH2起放电作用，流过第四电感L4的平均电感电流IL4同时流过第二电容CH2，方向从第二电容CH2的正极流向负极，对第二电容CH2起充电作用。

在一个周期内，第二电容CH2的平衡方程为：

(IL4-IH)*(1-D)*T＝IH*D*T

对于第三电容CH3，在一个开关周期T内，在t1-t2和t2-t3时间段内，第三电容CH3无通路，因此第三电容CH3无充放电现象。在t0-t1时间段内，流过第三电容L2的平均电感电流IL2同时流过第三电容CH3，方向从第三电容CH3的负极流向正极，对第三电容CH3起放电作用。在t3-t4时间段内，流过第一电感L1的平均电感电流IL1同时流过第三电容CH3，方向从第三电容CH3的正极流向负极，对第三电容CH3起充电作用。

在一个周期内，第三电容CH3的平衡方程为：

IL1*(1-D)*T＝IL2*(1-D)*T

对于第四电容CH4，在一个开关周期T内，在t0-t1和t3-t4时间段内，第四电容CH4无通路，因此第四电容CH4无充放电现象。在t2-t3时间段内，流过第四电感L4的平均电感电流IL4同时流过第四电容CH4，方向从第四电容CH4的负极流向正极，对第四电容CH4起放电作用。在t1-t2时间段内，流过第二电感L3的平均电感电流IL3同时流过第四电容CH4，方向从第四电容CH4的正极流向负极，对第四电容CH4起充电作用。

在一个周期内，第四电容CH4的平衡方程为：

IL3*(1-D)*T＝IL4*(1-D)*T

根据第一电容CH1、第二电容CH2、第三电容CH3、第四电容CH4的平衡方程可以推导出，通过第一电感L1、第三电感L2、第二电感L3、第四电感L4的电流存在如下关系：

IL1＝IL2＝IL3＝IL4

从上式可以得出，本实施例提出的DCDC变换器具有自均流特性。

图4是实施例中的四相双向DCDC变换器电流纹波示意图，参考图4，从图中可以看出，本实施例提出的DCDC变换器具有低纹波特性。

注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。

Claims

1.一种四相双向DCDC变换器，其特征在于，包括第一电容、第二电容，所述第一电容和第二电容串联后，并联于第一高压侧电源端和第二高压侧电源端，

还包括第一开关，所述第一开关的第一端和第二端分别与所述第二高压侧电源以及第一低压侧电源端相连接，

2.如权利要求1所述的四相双向DCDC变换器，其特征在于，所述第一半桥包括第一电感、第一MOS管和第二MOS管，

3.如权利要求1所述的四相双向DCDC变换器，其特征在于，所述第二半桥包括第二电感、第三MOS管、第四MOS管，

4.如权利要求3所述的四相双向DCDC变换器，其特征在于，所述第二电感还通过所述第二开关与所述连接点相连接。

5.如权利要求1所述的四相双向DCDC变换器，其特征在于，所述第一开关单元包括第三电感、第五MOS管，

6.如权利要求1所述的四相双向DCDC变换器，其特征在于，所述第二开关单元包括第四电感，第六MOS管，

7.如权利要求1所述的四相双向DCDC变换器，其特征在于，所述第一开关为MOS管。

8.如权利要求1所述的四相双向DCDC变换器，其特征在于，所述第二开关为MOS管。