CN111934691A - 广播信号发送设备和方法以及广播信号接收设备和方法 - Google Patents
广播信号发送设备和方法以及广播信号接收设备和方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN111934691A CN111934691A CN202010661339.1A CN202010661339A CN111934691A CN 111934691 A CN111934691 A CN 111934691A CN 202010661339 A CN202010661339 A CN 202010661339A CN 111934691 A CN111934691 A CN 111934691A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- data
- block
- frame
- ldpc
- bit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 83
- 230000011664 signaling Effects 0.000 claims abstract description 161
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims 4
- 101000596046 Homo sapiens Plastin-2 Proteins 0.000 description 91
- 102100035182 Plastin-2 Human genes 0.000 description 91
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 53
- 101000596041 Homo sapiens Plastin-1 Proteins 0.000 description 47
- 102100035181 Plastin-1 Human genes 0.000 description 47
- 230000008569 process Effects 0.000 description 45
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 42
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 34
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 34
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 23
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 16
- 230000006870 function Effects 0.000 description 15
- 230000014759 maintenance of location Effects 0.000 description 15
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 14
- 230000015654 memory Effects 0.000 description 14
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 13
- 230000008859 change Effects 0.000 description 13
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 description 13
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 12
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 12
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 9
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 9
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 7
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 7
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 7
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 5
- 238000007726 management method Methods 0.000 description 5
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 4
- 238000012217 deletion Methods 0.000 description 4
- 230000037430 deletion Effects 0.000 description 4
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 4
- 101100457838 Caenorhabditis elegans mod-1 gene Proteins 0.000 description 3
- 101150110972 ME1 gene Proteins 0.000 description 3
- 230000002776 aggregation Effects 0.000 description 3
- 238000004220 aggregation Methods 0.000 description 3
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 102100021131 Zinc finger and BTB domain-containing protein 22 Human genes 0.000 description 2
- 238000001235 constant-final-state spectroscopy Methods 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 2
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 2
- 101100031652 Arabidopsis thaliana PTM gene Proteins 0.000 description 1
- 101000853064 Homo sapiens Mitochondrial import inner membrane translocase subunit Tim8 B Proteins 0.000 description 1
- 102100026808 Mitochondrial import inner membrane translocase subunit Tim8 A Human genes 0.000 description 1
- 102100036655 Mitochondrial import inner membrane translocase subunit Tim8 B Human genes 0.000 description 1
- 101100481512 Mus musculus Timm8a1 gene Proteins 0.000 description 1
- 101100277345 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) DDP1 gene Proteins 0.000 description 1
- 101150064104 TIMM8A gene Proteins 0.000 description 1
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000003466 anti-cipated effect Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 1
- 238000005538 encapsulation Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000013213 extrapolation Methods 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0041—Arrangements at the transmitter end
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
- H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
- H03M13/11—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits using multiple parity bits
- H03M13/1102—Codes on graphs and decoding on graphs, e.g. low-density parity check [LDPC] codes
- H03M13/1148—Structural properties of the code parity-check or generator matrix
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
- H03M13/255—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM] with Low Density Parity Check [LDPC] codes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
- H03M13/2703—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques the interleaver involving at least two directions
- H03M13/271—Row-column interleaver with permutations, e.g. block interleaving with inter-row, inter-column, intra-row or intra-column permutations
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
- H03M13/2778—Interleaver using block-wise interleaving, e.g. the interleaving matrix is sub-divided into sub-matrices and the permutation is performed in blocks of sub-matrices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
- H03M13/2792—Interleaver wherein interleaving is performed jointly with another technique such as puncturing, multiplexing or routing
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
- H03M13/2906—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes using block codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
- H04L1/0047—Decoding adapted to other signal detection operation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0071—Use of interleaving
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/0078—Avoidance of errors by organising the transmitted data in a format specifically designed to deal with errors, e.g. location
- H04L1/0083—Formatting with frames or packets; Protocol or part of protocol for error control
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L12/00—Data switching networks
- H04L12/02—Details
- H04L12/16—Arrangements for providing special services to substations
- H04L12/18—Arrangements for providing special services to substations for broadcast or conference, e.g. multicast
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L12/00—Data switching networks
- H04L12/02—Details
- H04L12/16—Arrangements for providing special services to substations
- H04L12/18—Arrangements for providing special services to substations for broadcast or conference, e.g. multicast
- H04L12/189—Arrangements for providing special services to substations for broadcast or conference, e.g. multicast in combination with wireless systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0008—Modulated-carrier systems arrangements for allowing a transmitter or receiver to use more than one type of modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
- H04L27/2627—Modulators
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
- H04L5/0003—Two-dimensional division
- H04L5/0005—Time-frequency
- H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
- H04L5/0048—Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L65/00—Network arrangements, protocols or services for supporting real-time applications in data packet communication
- H04L65/60—Network streaming of media packets
- H04L65/61—Network streaming of media packets for supporting one-way streaming services, e.g. Internet radio
- H04L65/611—Network streaming of media packets for supporting one-way streaming services, e.g. Internet radio for multicast or broadcast
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L65/00—Network arrangements, protocols or services for supporting real-time applications in data packet communication
- H04L65/60—Network streaming of media packets
- H04L65/70—Media network packetisation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
- H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
- H03M13/11—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits using multiple parity bits
- H03M13/1102—Codes on graphs and decoding on graphs, e.g. low-density parity check [LDPC] codes
- H03M13/1148—Structural properties of the code parity-check or generator matrix
- H03M13/116—Quasi-cyclic LDPC [QC-LDPC] codes, i.e. the parity-check matrix being composed of permutation or circulant sub-matrices
- H03M13/1165—QC-LDPC codes as defined for the digital video broadcasting [DVB] specifications, e.g. DVB-Satellite [DVB-S2]
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
- H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
- H03M13/13—Linear codes
- H03M13/15—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
- H03M13/151—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes using error location or error correction polynomials
- H03M13/152—Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/35—Unequal or adaptive error protection, e.g. by providing a different level of protection according to significance of source information or by adapting the coding according to the change of transmission channel characteristics
- H03M13/356—Unequal error protection [UEP]
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0057—Block codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L2001/0092—Error control systems characterised by the topology of the transmission link
- H04L2001/0093—Point-to-multipoint
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2035—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using a single or unspecified number of carriers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
- H04L5/0014—Three-dimensional division
- H04L5/0023—Time-frequency-space
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Probability & Statistics with Applications (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
Abstract
本发明涉及广播信号发送设备和方法以及广播信号接收设备和方法。根据本发明的一个实施例的广播信号发送设备可以包括：第一编码器，该第一编码器编码服务数据；第二编码器，该第二编码器基于信令数据的模式编码信令数据，其中基于信令数据的长度和modcod信息将信令数据分类成多种模式；帧构建器，该帧构建器生成包括编码的服务数据和编码的信令数据的至少一个信号帧；调制器，该调制器通过正交频分复用(OFDM)方案调制至少一个信号帧；以及发射器，该发射器发送携带至少一个调制的信号帧的广播信号。
Description
本申请是2017年6月29日提交的国际申请日为2015年7月9日的申请号为201580071684.7(PCT/KR2015/007133)的，发明名称为“广播信号发送设备和方法以及广播信号接收设备和方法”的专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及发送广播信号的设备、接收广播信号的设备以及发送和接收广播信号的方法。
背景技术
随着模拟广播信号传输终止，正在开发用于发送/接收数字广播信号的各种技术。数字广播信号可以包括比模拟广播信号更大量的视频/音频数据，并且进一步包括除了视频/音频数据之外的各种类型的附加数据。
发明内容
技术问题
即，数字广播系统可以提供HD(高分辨率)图像、多声道音频和各种附加的服务。但是，对于数字广播，需要改进大量数据传输的数据传输效率、发送/接收的网络的鲁棒性和考虑到移动接收设备的网络灵活性。
技术方案
为了实现目标和其它的优点并且根据本发明的目的，如在此体现和广泛描述的，一种发送广播信号的方法，该方法包括：编码服务数据；基于信令数据的模式编码信令数据，其中基于信令数据的长度和modcod信息将信令数据分类成多种模式；构建包括编码的服务数据和编码的信令数据的至少一个信号帧；通过OFDM(正交频分复用)方案调制至少一个信号帧；以及发送携带至少一个调制的信号帧的广播信号。
有益效果
本发明可以根据服务特征处理数据以控制用于每个服务或者服务组件的QoS(服务质量)，从而提供各种广播服务。
本发明可以通过经由相同的RF信号带宽发送各种广播服务来实现传输灵活性。
本发明可以使用MIMO系统提升数据传输效率并且提高广播信号的发送/接收的鲁棒性。
根据本发明，能够提供广播信号发送和接收方法及其装置，该装置甚至能够与移动接收设备或者在室内环境下无错误地接收数字广播信号。
附图说明
附图被包括以提供对本发明进一步的理解，并且被合并和构成本申请书的一部分，附图图示本发明的实施例，并且与该说明书一起可以用作解释本发明的原理。在附图中：
图1图示根据本发明的实施例发送用于未来的广播服务的广播信号的装置的结构。
图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。
图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
图5图示根据本发明的实施例的BICM块。
图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。
图7图示根据本发明的一个实施例的帧构建块。
图8图示根据本发明的实施例的OFDM生成块。
图9图示根据本发明的实施例接收用于未来的广播服务的广播信号的装置的结构。
图10图示根据本发明的实施例的帧结构。
图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。
图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。
图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。
图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。
图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。
图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。
图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。
图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。
图19图示根据本发明的实施例的FIC映射。
图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。
图21图示根据本发明的实施例的DP映射。
图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。
图23图示根据本发明的实施例的比特交织。
图24图示根据本发明的实施例的信元字(cell-word)解复用。
图25图示根据本发明的实施例的时间交织。
图26图示根据本发明的实施例的扭曲的行列块交织器的基本操作。
图27图示根据本发明的另一实施例的扭曲的行列块交织器的操作。
图28图示根据本发明的实施例的扭曲的行列块交织器的对角线方式读取图案。
图29图示根据本发明的实施例的来自于每个交织阵列的被交织的XFECBLOCK。
图30图示根据本发明的实施例的PLS数据保护操作。
图31图示根据本实施例的PLS加扰器。
图32图示使用PLS数据结构的奇偶交织块的详细操作。
图33图示根据本实施例的用于发送广播信号的设备的比特交织块的操作。
图34图示根据本实施例的用于发送广播信号的设备的比特解复用器(demux)的详细操作。
图35图示根据本实施例的通过将被输入到星座映射器的比特映射到QAM符号并且输出通过星座映射器映射的比特获得的结果。
图36图示根据本实施例的在用于接收广播信号的设备中执行PLS数据解码。
图37图示用于物理层信令(PLS)、紧急警报信道(EAC)以及快速信息信道(FIC)的保护的BICM块。
图38图示根据本实施例的比特交织器的输入和输出数据。
图39图示根据本发明的实施例的广播信号发送装置的比特交织器块的配置。
图40示出指示根据本发明的实施例的广播信号发送装置的比特解复用器的操作的等式。
图41图示根据本发明的实施例的广播信号接收装置的比特解交织器。
图42示出指示根据本发明的实施例的广播信号发送装置的比特解复用器的操作的等式。
图43示出当根据本发明的实施例的PLS数据信令保护被执行时可适用的ModCod组合。
图44至图46是根据数据吞吐量分类和示出数据的表。
图47是示出根据本发明的实施例的各个类别的BICM ModCod性能的表。
图48是示出根据本发明的实施例的各个类别的BICM ModCod的表。
图49是图示根据本发明的实施例的广播信号发送装置和广播信号接收装置的概念图。
图50图示根据本发明的实施例的广播信号接收装置的L1信令数据的解码块的配置。
图51是图示根据本发明的实施例的发送广播信号的方法的流程图。
图52是图示根据本发明的实施例的接收广播信号的方法的流程图。
具体实施方式
现在将详细地介绍本发明的优选实施例，其示例在附图中图示。详细说明将在下面参考附图给出，其旨在解释本发明的示例性实施例，而不是仅示出可以根据本发明实现的实施例。以下的详细说明包括特定的细节以便对本发明提供深入理解。但是，对于本领域技术人员来说显而易见，实践本发明可以无需这些特定的细节。
虽然在本发明中使用的大多数术语已经从在本领域广泛地使用的常规术语中选择，但是某些术语已经由申请人任意地选择，并且其含义在以下的描述中根据需要详细说明。因此，本发明应该基于该术语所期望的含义理解，而不是其简单的名称或者含义理解。
本发明提供用于发送和接收供未来的广播服务的广播信号的装置和方法。根据本发明的实施例的未来的广播服务包括陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。本发明可以根据一个实施例经由非MIMO(多输入多输出)或者MIMO处理用于未来的广播服务的广播信号。根据本发明的实施例的非MIMO方案可以包括MISO(多输入单输出)、SISO(单输入单输出)方案等。
虽然在下文中为了描述方便起见，MISO或者MIMO使用两个天线，但是本发明可适用于使用两个或更多个天线的系统。
本发明可以定义三个物理层(PL)简档(profile)-基础、手持和高级简档-每个被优化以最小化接收器复杂度，同时获得对于特定使用情形所需的性能。物理层(PHY)简档是相应的接收器将实施的所有配置的子集。
三个PHY简档共享大部分功能块，但是，在特定的模块和/或参数方面略微地不同。另外的PHY简档可以在未来限定。对于系统演进，未来的属性还可以经由未来的扩展帧(FEF)在单个RF信道中与现有的简档复用。每个PHY简档的细节在下面描述。
1.基础简档
基础简档表示对于通常连接到屋顶天线的固定的接收设备的主要使用情形。基础简档还包括能够运输到一个场所，但是属于相对固定接收类别的便携式设备。基础简档的使用可以通过某些改进的实施被扩展到手持设备或者甚至车辆，但是，对于基础简档接收器操作不预期那些使用情况。
接收的目标SNR范围是从大约10到20dB，其包括现有的广播系统(例如，ATSC A/53)的15dB SNR接收能力。接收器复杂度和功耗不像在电池操作的手持设备一样严重，手持设备将使用手持简档。用于基础简档的关键系统参数在以下的表1中列出。
表1
[表1]
| LDPC码字长度 | 16K，64K比特 |
| 星座大小 | 4～10bpcu(每个信道使用的比特) |
| 时间解交织存储器大小 | ≤2<sup>19</sup>数据信元 |
| 导频图案 | 用于固定接收的导频图案 |
| FFT大小 | 16K，32K点 |
2.手持简档
手持简档设计成在以电池电源操作的手持和车载设备中使用。该设备可以以行人或者车辆速度移动。功耗和接收器复杂度对于手持简档的设备的实施是非常重要的。手持简档的目标SNR范围大约是0至10dB，但是，当意欲用于较深的室内接收时，可以配置为达到低于0dB。
除了低的SNR能力之外，由接收器移动性所引起的多普勒效应的适应性是手持简档最重要的性能品质。用于手持简档的关键系统参数在以下的表2中列出。
表2
[表2]
| LDPC码字长度 | 16K比特 |
| 星座大小 | 2～8bpcu |
| 时间解交织存储器大小 | ≤2<sup>18</sup>数据信元 |
| 导频图案 | 用于移动和室内接收的导频图案 |
| FFT大小 | 8K，16K点 |
3.高级简档
高级简档以更大的实施复杂度为代价提供最高的信道容量。该简档需要使用MIMO发送和接收，并且UHDTV服务是对该简档特别设计的目标使用情形。提高的容量还可以用于允许在给定带宽提高服务数目，例如，多个SDTV或者HDTV服务。
高级简档的目标SNR范围大约是20至30dB。MIMO传输可以最初地使用现有的椭圆极化传输设备，并且在未来扩展到全功率横向极化传输。用于高级简档的关键系统参数在以下的表3中列出。
表3
[表3]
在这样的情况下，基础简档能够被用作用于陆地广播服务和移动广播服务两者的简档。即，基础简档能够被用于定义包括移动简档的简档的概念。而且，高级简档能够被划分成用于具有MIMO的基础简档的高级简档和用于具有MIMO的手持简档的高级简档。此外，根据设计者的意图能够改变三种简档。
下面的术语和定义可以应用于本发明。根据设计能够改变下面的术语和定义。
辅助流：承载对于尚未定义的调制和编码的数据的信元的序列，其可以被用于未来扩展或者通过广播公司或者网络运营商要求
基本数据管道：承载服务信令数据的数据管道
基带帧(或者BBFRAME)：形成对一个FEC编码过程(BCH和LDPC编码)的输入的Kbch比特的集合
信元：通过OFDM传输的一个载波承载的调制值
被编码的块：PLS1数据的LDPC编码的块或者PLS2数据的LDPC编码的块中的一个
数据管道：承载服务数据或者相关元数据的物理层中的逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。
数据管道单元：用于在帧中将数据信元分配给DP的基本单位。
数据符号：在帧中不是前导符号的OFDM符号(帧信令符号和帧边缘符号被包括在数据符号中)
DP_ID：此8比特字段唯一地识别在通过SYSTME_ID识别的系统内的DP
哑信元：承载被用于填充不被用于PLS信令、DP或者辅助流的剩余的容量的伪随机值的信元
紧急警告信道：承载EAS信息数据的帧的部分
帧：以前导开始并且以帧边缘符号结束的物理层时隙
帧重复单元：属于包括FET的相同或者不同的物理层简档的帧的集合，其在超帧中被重复八次
快速信息信道：在承载服务和相对应的基本DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道
FECBLOCK：DP数据的LDPC编码的比特的集合
FFT大小：被用于特定模式的标称的FFT大小，等于在基础时段T的周期中表达的活跃符号时段Ts
帧信令符号：在FFT大小、保护间隔以及被分散的导频图案的某个组合中，在帧的开始处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号，其承载PLS数据的一部分
帧边缘符号：在FFT大小、保护间隔以及被分散的导频图案的某个组合中，在帧的末端处使用的具有较高的导频密度的OFDM符号
帧组：在超帧中具有相同的PHY简档类型的所有帧的集合。
未来扩展帧：能够被用于未来扩展的在超帧内的物理层时隙，以前导开始
Futurecast UTB系统：提出的物理层广播系统，其输入是一个或者多个MPEG2-TS或者IP或者一般流，并且其输出是RF信号
输入流：用于通过系统被传递给终端用户的服务的全体的数据的流。
正常数据符号：排除帧信令和帧边缘符号的数据符号
PHY简档：相对应的接收器应实现的所有配置的子集
PLS：由PLS1和PLS2组成的物理层信令数据
PLS1：在具有固定的大小、编码和调制的FSS符号中承载的PLS数据的第一集合，其承载关于系统的基本信息以及解码PLS2所需要的参数
注意：PLS1数据在帧组的持续时间内保持恒定。
PLS2：在FSS符号中发送的PLS数据的第二集合，其承载关于系统和DP的更多详细PLS数据
PLS2动态数据：可以动态地逐帧改变的PLS2数据
PLS2静态数据：在帧组的持续时间内保持静态的PLS2数据
前导信令数据：通过前导符号承载并且被用于识别系统的基本模式的信令数据
前导符号：承载基本PLS数据并且位于帧的开始的固定长度的导频符号
注意：前导符号主要被用于快速初始带扫描以检测系统信号、其时序、频率偏移、以及FFT大小。
保留以便未来使用：本文档没有定义但是可以在未来定义
超帧：八个帧重复单元的集合
时间交织块(TI块)：在其中执行时间交织的信元的集合，与时间交织器存储器的一个使用相对应
TI组：在其上执行用于特定DP的动态容量分配的单元，由整数组成，动态地改变XFECBLOCK的数目。
注意：TI组可以被直接地映射到一个帧或者可以被映射到多个帧。其可以包含一个或者多个TI块。
类型1 DP：其中所有的DP以TDM方式被映射到帧的帧的DP
类型2 DP：其中所有的DP以FDM方式被映射到帧的帧的DP
XFECBLOCK：承载一个LDPC FECBLOCK的所有比特的Ncell个信元的集合
图1图示根据本发明的实施例的发送用于未来的广播服务的广播信号的装置的结构。
根据本发明的实施例的发送用于未来的广播服务的广播信号的设备可以包括输入格式化块1000、BICM(比特交织编码和调制)块1010、帧构建块1020、OFDM(正交频分复用)产生块1030和信令产生块1040。将给出用于发送广播信号装置的每个模块的操作的描述。
IP流/分组和MPEG2-TS是主要输入格式，其它的流类型被作为常规流处理。除了这些数据输入之外，管理信息被输入以控制用于每个输入流的相应的带宽的调度和分配。一个或者多个TS流、IP流和/或常规流被同时允许输入。
输入格式化块1000能够解复用每个输入流为一个或者多个数据管道，对其中的每一个应用单独的编码和调制。数据管道(DP)是用于鲁棒控制的基本单位，从而影响服务质量(QoS)。一个或者多个服务或者服务组件可以由单个DP承载。稍后将描述输入格式化块1000的操作细节。
数据管道是在承载服务数据或者相关的元数据的物理层中的逻辑信道，其可以承载一个或者多个服务或者服务组件。
此外，数据管道单元：在帧中用于分配数据信元给DP的基本单位。
在BICM块1010中，奇偶校验数据被增加用于纠错，并且编码的比特流被映射为复数值星座符号。该符号跨越用于相应的DP的特定交织深度被交织。对于高级简档，在BICM块1010中执行MIMO编码，并且另外的数据路径被添加在输出端用于MIMO传输。稍后将描述BICM块1010的操作细节。
帧构建块1020可以将输入DP的数据信元映射为在帧内的OFDM符号。在映射之后，频率交织用于频率域分集，特别地，用于抗击频率选择性衰落信道。稍后将描述帧构建块1020的操作细节。
在每个帧的开始处插入前导之后，OFDM产生块1030可以应用具有循环前缀作为保护间隔的常规的OFDM调制。对于天线空间分集，分布式MISO方案遍及发射器被应用。此外，峰值对平均功率降低(PAPR)方案在时间域中执行。对于灵活的网络规划，这个建议提供一组不同的FFT大小、保护间隔长度和相应的导频图案。稍后将描述OFDM产生块1030的操作细节。
信令产生块1040能够创建用于每个功能块操作的物理层信令信息。该信令信息也被发送使得感兴趣的服务在接收器侧被适当地恢复。稍后将描述信令产生块1040的操作细节。
图2、3和4图示根据本发明的实施例的输入格式化块1000。将给出每个图的描述。
图2图示根据本发明的一个实施例的输入格式化块。图2示出当输入信号是单个输入流时的输入格式化模块。
在图2中图示的输入格式化块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
到物理层的输入可以由一个或者多个数据流组成。每个数据流由一个DP承载。模式适配模块将输入数据流切分(slice)为基带帧(BBF)的数据字段。系统支持三种类型的输入数据流：MPEG2-TS、互联网协议(IP)和常规流(GS)。MPEG2-TS特征为固定长度(188字节)分组，第一字节是同步字节(0x47)。IP流由如在IP分组报头内用信号传送的可变长度IP数据报分组组成。系统对于IP流支持IPv4和IPv6两者。GS可以由在封装分组报头内用信号传送的可变长度分组或者固定长度分组组成。
(a)示出用于信号DP的模式适配块2000和流适配2010，并且(b)示出用于产生和处理PLS数据的PLS生成块2020和PLS加扰器2030。将给出每个块的操作的描述。
输入流分割器将输入TS、IP、GS流分割为多个服务或者服务组件(音频、视频等)流。模式适配模块2010由CRC编码器、BB(基带)帧切分器，和BB帧报头插入块组成。
CRC编码器在用户分组(UP)级别提供用于错误检测的三种类型的CRC编码，即，CRC-8、CRC-16和CRC-32。计算的CRC字节附加在UP之后。CRC-8用于TS流并且CRC-32用于IP流。如果GS流不提供CRC编码，则将应用所建议的CRC编码。
BB帧切分器将输入映射到内部逻辑比特格式。首先接收的比特被定义为是MSB。BB帧切分器分配等于可用数据字段容量的输入比特的数目。为了分配等于BBF有效载荷的输入比特的数目，UP分组流被切分为适合BBF的数据字段。
BB帧报头插入模块可以将2个字节的固定长度BBF报头插入在BB帧的前面。BBF报头由STUFFI(1比特)、SYNCD(13比特)和RFU(2比特)组成。除了固定的2字节BBF报头之外，BBF还可以在2字节BBF报头的末端具有扩展字段(1或者3字节)。
流适配2010由填充插入块和BB加扰器组成。
填充插入块能够将填充字段插入到BB帧的有效载荷中。如果到流适配的输入数据足够填充BB帧，则STUFFI被设置为“0”，并且BBF没有填充字段。否则，STUFFI被设置为“1”，并且填充字段被紧挨在BBF报头之后插入。填充字段包括两个字节的填充字段报头和可变大小的填充数据。
BB加扰器加扰完成的BBF用于能量扩散。加扰序列与BBF同步。加扰序列由反馈移位寄存器产生。
PLS生成块2020可以产生物理层信令(PLS)数据。PLS对接收器提供接入物理层DP的手段。PLS数据由PLS1数据和PLS2数据组成。
PLS1数据是在具有固定大小的帧中在FSS符号中承载、编码和调制的第一组PLS数据，其承载有关解码PLS2数据需要的系统和参数的基本信息。PLS1数据提供包括允许PLS2数据的接收和解码所需要的参数的基本传输参数。此外，PLS1数据在帧组的持续时间保持不变。
PLS2数据是在FSS符号中发送的第二组PLS数据，其承载有关系统和DP的更加详细的PLS数据。PLS2包含对接收器解码期望的DP提供足够的信息的参数。PLS2信令进一步由两种类型的参数，PLS2静态数据(PLS2-STAT数据)和PLS2动态数据(PLS2-DYN数据)组成。PLS2静态数据是在帧组持续时间保持静态的PLS2数据，并且PLS2动态数据是可以逐帧动态变化的PLS2数据。
稍后将描述PLS数据的细节。
PLS加扰器2030可以加扰所产生的PLS数据用于能量扩散。
以上描述的块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图3图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
在图3中图示的输入格式化块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
图3示出当输入信号对应于多个输入流时，输入格式化块的模式适配块。
用于处理多个输入流的输入格式化块的模式适配块可以独立地处理多个输入流。
参考图3，用于分别处理多个输入流的模式适配块可以包括输入流分割器3000、输入流同步器3010、补偿延迟块3020、空分组删除块3030、报头压缩块3040、CRC编码器3050、BB帧切分器(slicer)3060和BB报头插入块3070。将给出模式适配块的每个块的描述。
CRC编码器3050、BB帧切分器3060和BB报头插入块3070的操作对应于参考图2描述的CRC编码器、BB帧切分器和BB报头插入块的操作，并且因此，其描述被省略。
输入流分割器3000可以将输入TS、IP、GS流分割为多个服务或者服务组件(音频、视频等)流。
输入流同步器3010可以称为ISSY。ISSY可以对于任何输入数据格式提供适宜的手段以保证恒定比特率(CBR)和恒定端到端传输延迟。ISSY始终用于承载TS的多个DP的情形，并且选择性地用于承载GS流的多个DP。
补偿延迟块3020可以在ISSY信息的插入之后延迟分割TS分组流，以允许TS分组重新组合机制而无需在接收器中额外的存储器。
空分组删除块3030仅用于TS输入流情形。一些TS输入流或者分割的TS流可以具有大量的空分组存在，以便在CBR TS流中提供VBR(可变比特速率)服务。在这种情况下，为了避免不必要的传输开销，空分组可以被识别并且不被发送。在接收器中，通过参考在传输中插入的删除的空分组(DNP)计数器，去除的空分组可以重新插入在它们最初的精确的位置中，从而，保证恒定比特速率，并且避免对时间戳(PCR)更新的需要。
报头压缩块3040可以提供分组报头压缩以提高用于TS或者IP输入流的传输效率。因为接收器可以具有有关报头的某个部分的先验信息，所以这个已知的信息可以在发射器中被删除。
对于传输流，接收器具有有关同步字节配置(0x47)和分组长度(188字节)的先验信息。如果输入TS流承载仅具有一个PID的内容，即，仅用于一个服务组件(视频、音频等)或者服务子组件(SVC基本层、SVC增强层、MVC基本视图或者MVC相关的视图)，则TS分组报头压缩可以(选择性地)应用于传输流。如果输入流是IP流，则选择性地使用IP分组报头压缩。
以上描述的模块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图4图示根据本发明的另一个实施例的输入格式化块。
在图4中图示的输入格式化模块对应于参考图1描述的输入格式化块1000的实施例。
图4图示当输入信号对应于多个输入流时，输入格式化模块的流适配模块。
参考图4，用于分别处理多个输入流的模式适配模块可以包括调度器4000、1-帧延迟块4010、填充插入块4020、带内信令4030、BB帧加扰器4040、PLS生成块4050和PLS加扰器4060。将给出流适配模块的每个块的描述。
填充插入块4020、BB帧加扰器4040、PLS产生块4050和PLS加扰器4060的操作对应于参考图2描述的填充插入块、BB加扰器、PLS生成块和PLS加扰器的操作，并且因此，其描述被省略。
调度器4000可以从每个DP的FECBLOCK(FEC块)的量确定跨越整个帧的整体信元分配。包括对于PLS、EAC和FIC的分配，调度器产生PLS2-DYN数据的值，其被作为在该帧的FSS中的PLS信元或者带内信令发送。稍后将描述FECBLOCK、EAC和FIC的细节。
1-帧延迟块4010可以通过一个传输帧延迟输入数据，使得有关下一个帧的调度信息可以经由用于带内信令信息的当前帧发送以被插入DP中。
带内信令4030可以将PLS2数据的未延迟部分插入到帧的DP中。
以上描述的块可以被省略，或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图5图示根据本发明的实施例的BICM块。
在图5中图示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。
如上所述，根据本发明的实施例用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备可以提供陆地广播服务、移动广播服务、UHDTV服务等。
由于QoS(服务质量)取决于由根据本发明的实施例的发送用于未来的广播服务的广播信号的设备提供的服务特征，因此对应于相应服务的数据需要经由不同的方案处理。因此，根据本发明的实施例的BICM块可以通过将SISO、MISO和MIMO方案独立地应用于分别对应于数据路径的数据管道，独立地处理对其输入的DP。因此，根据本发明的实施例的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备能够控制经由每个DP发送的每个服务或者服务组件的QoS。
(a)示出由基础简档和手持简档共享的BICM块，并且(b)示出高级简档的BICM模块。
由基础简档和手持简档共享的BICM块和高级简档的BICM块能够包括用于处理每个DP的多个处理块。
将给出用于基础简档和手持简档的BICM块和用于高级简档的BICM块的每个处理模块的描述。
用于基础简档和手持简档的BICM块的处理块5000可以包括数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030、SSD(信号空间分集)编码块5040和时间交织器5050。
数据FEC编码器5010能够使用外编码(BCH)和内编码(LDPC)对输入BBF执行FEC编码，以产生FECBLOCK过程。外编码(BCH)是可选择的编码方法。稍后将描述数据FEC编码器5010的操作细节。
比特交织器5020可以以LDPC编码和调制方案的组合交织数据FEC编码器5010的输出以实现优化的性能，同时提供有效地可执行的结构。稍后将描述比特交织器5020的操作细节。
星座映射器5030可以使用QPSK、QAM-16、不均匀QAM(NUQ-64、NUQ-256、NUQ-1024)，或者不均匀星座(NUC-16、NUC-64、NUC-256、NUC-1024)，在基础和手持简档中调制来自比特交织器5020的每个信元字(cell word)，或者在高级简档中来自信元字解复用器5010-1的信元字，以给出功率归一化的星座点el。该星座映射仅适用于DP。注意到，QAM-16和NUQ是正方形的形状，而NUC具有任意形状。当每个星座转动90度的任意倍数时，转动的星座精确地与其原始的一个重叠。这个“旋转感”对称属性使实和虚分量的容量和平均功率彼此相等。对于每个码率，NUQ和NUC两者被具体地限定，并且使用的特定的一个由在PLS2数据中归档的参数DP_MOD用信号传送。
SSD编码块5040可以以二维(2D)、三维(3D)和四维(4D)预编码信元以提高在困难的衰落条件之下的接收鲁棒性。
时间交织器5050可以在DP级别操作。时间交织(TI)的参数可以对于每个DP不同地设置。稍后将描述时间交织器5050的操作细节。
用于高级简档的BICM块的处理块5000-1可以包括数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器，和时间交织器。但是，不同于处理块5000，处理模块5000-1进一步包括信元字解复用器5010-1和MIMO编码模块5020-1。
此外，在处理块5000-1中的数据FEC编码器、比特交织器、星座映射器和时间交织器的操作对应于描述的数据FEC编码器5010、比特交织器5020、星座映射器5030和时间交织器5050的操作，并且因此，其描述被省略。
信元字解复用器5010-1用于高级简档的DP以将单个信元字流划分为用于MIMO处理的双信元字流。稍后将描述信元字解复用器5010-1操作的细节。
MIMO编码模块5020-1可以使用MIMO编码方案处理信元字解复用器5010-1的输出。MIMO编码方案对于广播信号传输被优化。MIMO技术是获得性能提高的期望方式，但是，其取决于信道特征。尤其对于广播，信道的强的LOS分量或者在由不同的信号传播特征所引起的两个天线之间的接收信号功率的差别使得难以从MIMO得到性能增益。所提出的MIMO编码方案使用MIMO输出信号的一个的基于旋转的预编码和相位随机化克服这个问题。
MIMO编码意欲用于在发射器和接收器两者处需要至少两个天线的2x2 MIMO系统。在该建议下定义两个MIMO编码模式：全速率空间复用(FR-SM)和全速率全分集空间复用(FRFD-SM)。FR-SM编码以在接收器侧处相对小的复杂度增加提供性能提高，而FRFD-SM编码以在接收器侧处巨大的复杂度增加提供性能提高和附加分集增益。所提出的MIMO编码方案没有对天线极性配置进行限制。
MIMO处理对于高级简档帧是需要的，其指的是由MIMO编码器处理在高级简档帧中的所有DP。MIMO处理在DP级别适用。星座映射器对输出NUQ(e1,i和e2,i)被馈送给MIMO编码器的输入。配对的MIMO编码器输出(g1,i和g2,i)由其相应的TX天线的相同的载波k和OFDM符号l发送。
以上描述的模块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的模块替换。
图6图示根据本发明的另一个实施例的BICM块。
在图6中图示的BICM块对应于参考图1描述的BICM块1010的实施例。
图6图示用于保护物理层信令(PLS)、紧急警告信道(EAC)和快速信息信道(FIC)的BICM块。EAC是承载EAS信息数据的帧的部分，并且FIC是在承载在服务和相应的基础DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道。稍后将描述EAC和FIC的细节。
参考图6，用于保护PLS、EAC和FIC的BICM块可以包括PLS FEC编码器6000、比特交织器6010以及星座映射器6020。
此外，PLS FEC编码器6000可以包括加扰器、BCH编码/零插入块、LDPC编码块和LDPC奇偶穿孔块。将给出BICM块的每个块的描述。
PLS FEC编码器6000可以编码加扰的PLS 1/2数据、EAC和FIC区段。
加扰器可以在BCH编码以及缩短和穿孔LDPC编码之前加扰PLS1数据和PLS2数据。
BCH编码/零插入块可以使用用于PLS保护的缩短的BCH码，对加扰的PLS 1/2数据执行外编码，并且在BCH编码之后插入零比特。仅对于PLS1数据，零插入的输出比特可以在LDPC编码之前转置。
LDPC编码块可以使用LDPC码来编码BCH编码/零插入块的输出。为了产生完整的编码模块，Cldpc、奇偶校验比特、Pldpc从每个零插入的PLS信息块Ildpc被系统编码，并且附在其之后。
数学公式1
[数学式1]
用于PLS1和PLS2的LDPC编码参数如以下的表4。
表4
[表4]
LDPC奇偶穿孔块可以对PLS1数据和PLS 2数据执行穿孔。
当缩短被应用于PLS1数据保护时，一些LDPC奇偶校验比特在LDPC编码之后被穿孔。此外，对于PLS2数据保护，PLS2的LDPC奇偶校验比特在LDPC编码之后被穿孔。不发送这些被穿孔的比特。
比特交织器6010可以交织每个被缩短和被穿孔的PLS1数据和PLS2数据。
星座映射器6020可以将比特交织的PLS 1数据和PLS2数据映射到星座上。
以上描述的块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图7图示根据本发明的一个实施例的帧构建块。
在图7中图示的帧构建块对应于参考图1描述的帧构建块1020的实施例。
参考图7，帧构建块可以包括延迟补偿块7000、信元映射器7010和频率交织器7020。将给出帧构建块的每个块的描述。
延迟补偿块7000可以调整在数据管道和相应的PLS数据之间的时序以确保它们在发射器端共时(co-timed)。通过解决由输入格式化块和BICM块所引起的数据管道的延迟，PLS数据被延迟与数据管道相同的量。BICM块的延迟主要是由于时间交织器。带内信令数据承载下一个TI组的信息，使得它们承载要用信号传送的DP前面的一个帧。据此，延迟补偿块延迟带内信令数据。
信元映射器7010可以将PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元映射到在该帧中的OFDM符号的活动载波。信元映射器7010的基本功能是，如果有的话，将对于DP、PLS信元、以及EAC/FIC信元中的每一个由TI产生的数据信元映射到与帧内的OFDM符号内的每一个相对应的活动OFDM信元。服务信令数据(诸如PSI(程序特定信息)/SI)能够被单独地收集并且通过数据管道发送。信元映射器根据由调度器产生的动态信息和帧结构的配置操作。稍后将描述该帧的细节。
频率交织器7020可以随机地交织从信元映射器7010接收的数据信元以提供频率分集。此外，频率交织器7020可以使用不同的交织种子顺序，对由两个按次序的OFDM符号组成的特有的OFDM符号对进行操作，以得到在单个帧中最大的交织增益。
以上描述的块可以被省略或者由具有类似或者相同功能的块替换。
图8图示根据本发明的实施例的OFDM产生块。
在图8中图示的OFDM产生块对应于参考图1描述的OFDM产生块1030的实施例。
OFDM产生块通过由帧构建块产生的信元调制OFDM载波，插入导频，并且产生用于传输的时间域信号。此外，这个块随后插入保护间隔，并且应用PAPR(峰均功率比)减少处理以产生最终的RF信号。
参考图8，帧构建块可以包括导频和保留音插入块8000、2D-eSFN编码块8010、IFFT(快速傅里叶逆变换)块8020、PAPR减少块8030、保护间隔插入块8040、前导插入模块8050、其它的系统插入块8060和DAC块8070。将给出帧构建块的每个块的描述。
导频和保留音插入块8000可以插入导频和保留音。
在OFDM符号内的各种信元被以称为导频的参考信息调制，其具有在接收器中先前已知的发送值。导频信元的信息由散布导频、连续导频、边缘导频、FSS(帧信令符号)导频和FES(帧边缘符号)导频组成。每个导频根据导频类型和导频图案以特定的提升功率水平被发送。导频信息的值是从参考序列中推导出的，其是一系列的值，其一个用于在任何给定符号上的每个被发送的载波。导频可以用于帧同步、频率同步、时间同步、信道估计和传输模式识别，并且还可用于跟随相位噪声。
从参考序列中提取的参考信息在除了帧的前导、FSS和FES之外的每个符号中在散布的导频信元中被发送。连续的导频插入在帧的每个符号中。连续的导频的编号和位置取决于FFT大小和散布的导频图案两者。边缘载波是在除前导符号之外的每个符号中的边缘导频。它们被插入以便允许频率内插直至频谱的边缘。FSS导频被插入在FSS中，并且FES导频被插入在FES中。它们被插入以便允许时间内插直至帧的边缘。
根据本发明的实施例的系统支持SFN网络，这里分布式MISO方案被选择性地用于支持非常鲁棒传输模式。2D-eSFN是使用多个TX天线的分布式MISO方案，其每个在SFN网络中位于不同的发射器位置。
2D-eSFN编码块8010可以处理2D-eSFN处理以使从多个发射器发送的信号的相位失真，以便在SFN配置中创建时间和频率分集两者。因此，可以减轻由于低的平坦衰落或者对于长时间的深衰落引起的突发错误。
IFFT块8020可以使用OFDM调制方案调制来自2D-eSFN编码块8010的输出。在没有指定为导频(或者保留音)的数据符号中的任何信元承载来自频率交织器的数据信元的一个。该信元被映射到OFDM载波。
PAPR减少块8030可以使用在时间域中的各种PAPR减少算法对输入信号执行PAPR减少。
保护间隔插入块8040可以插入保护间隔，并且前导插入块8050可以在该信号的前面插入前导。稍后将描述前导的结构的细节。另一个系统插入块8060可以在时间域中复用多个广播发送/接收系统的信号，使得提供广播服务的两个或更多个不同的广播发送/接收系统的数据可以在相同的RF信号带宽中同时发送。在这种情况下，两个或更多个不同的广播发送/接收系统指的是提供不同广播服务的系统。不同广播服务可以指的是陆地广播服务、移动广播服务等。与相应的广播服务相关的数据可以经由不同的帧发送。
DAC块8070可以将输入数字信号转换为模拟信号，并且输出该模拟信号。从DAC块7800输出的信号可以根据物理层简档经由多个输出天线发送。根据本发明的实施例的Tx天线可以具有垂直或者水平极性。
以上描述的块可以被省略或者根据设计由具有类似或者相同功能的块替换。
图9图示根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号装置的结构。
根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号的设备可以对应于参考图1描述的用于发送供未来的广播服务的广播信号的设备。
根据本发明的实施例的用于接收供未来的广播服务的广播信号的设备可以包括同步和解调模块9000、帧解析模块9010、解映射和解码模块9020、输出处理器9030和信令解码模块9040。将给出用于接收广播信号装置的每个模块的操作的描述。
同步和解调模块9000可以经由m个Rx天线接收输入信号，相对于与用于接收广播信号的设备相对应的系统执行信号检测和同步，并且执行与由用于发送广播信号装置执行的过程相反过程相对应的解调。
帧解析模块9010可以解析输入信号帧，并且提取经由其发送由用户选择的服务的数据。如果用于发送广播信号的设备执行交织，则帧解析模块9010可以执行与交织的相反过程相对应的解交织。在这种情况下，需要提取的信号和数据的位置可以通过解码从信令解码模块9040输出的数据获得，以恢复由用于发送广播信号的设备产生的调度信息。
解映射和解码模块9020可以将输入信号转换为比特域数据，并且然后根据需要对其解交织。解映射和解码模块9020可以对于为了传输效率应用的映射执行解映射，并且经由解码校正在传输信道上产生的错误。在这种情况下，解映射和解码模块9020可以获得为解映射所必需的传输参数，并且通过解码从信令解码模块9040输出的数据进行解码。
输出处理器9030可以执行由用于发送广播信号的设备应用以改善传输效率的各种压缩/信号处理过程的相反过程。在这种情况下，输出处理器9030可以从信令解码模块9040输出的数据中获得必要的控制信息。输出处理器8300的输出对应于输入到用于发送广播信号装置的信号，并且可以是MPEG-TS、IP流(v4或者v6)和常规流。
信令解码模块9040可以从由同步和解调模块9000解调的信号中获得PLS信息。如上所述，帧解析模块9010、解映射和解码模块9020和输出处理器9030可以使用从信令解码模块9040输出的数据执行其功能。
图10图示根据本发明的一个实施例的帧结构。
图10示出帧类型的示例配置和在超帧中的FRU，(a)示出根据本发明的实施例的超帧，(b)示出根据本发明的实施例的FRU(帧重复单元)，(c)示出在FRU中的可变PHY简档的帧，以及(d)示出帧的结构。
超帧可以由八个FRU组成。FRU是用于帧的TDM的基本复用单元，并且在超帧中被重复八次。
在FRU中的每个帧属于PHY简档(基础、手持、高级)中的一个或者FEF。在FRU中帧的最大允许数目是四个，并且给定的PHY简档可以在FRU(例如，基础、手持、高级)中出现从零次到四次的任何次数。如果需要的话，PHY简档定义可以使用在前导中PHY_PROFILE的保留的值扩展。
FEF部分被插入在FRU的末端，如果包括的话。当FEF包括在FRU中时，在超帧中FEF的最小数是8。不推荐FEF部分相互邻近。
一个帧被进一步划分为许多的OFDM符号和前导。如(d)所示，帧包括前导、一个或多个帧信令符号(FSS)、普通数据符号和帧边缘符号(FES)。
前导是允许快速Futurecast UTB系统信号检测并且提供一组用于信号的有效发送和接收的基本传输参数的特殊符号。稍后将描述前导的详细说明。
FSS的主要目的是承载PLS数据。为了快速同步和信道估计以及因此的PLS数据的快速解码，FSS具有比普通数据符号更加密集的导频图案。FES具有与FSS严格相同的导频，其允许在FES内的仅频率内插，以及对于紧邻FES之前的符号的时间内插而无需外推。
图11图示根据本发明的实施例的帧的信令分层结构。
图11图示信令分层结构，其被分割为三个主要部分：前导信令数据11000、PLS1数据11010和PLS2数据11020。由在每个帧中的前导符号承载的前导的目的是表示该帧的传输类型和基本传输参数。PLS1允许接收器访问和解码PLS2数据，其包含访问感兴趣的DP的参数。PLS2在每个帧中承载，并且被划分为两个主要部分：PLS2-STAT数据和PLS2-DYN数据。必要时，在PLS2数据的静态和动态部分之后是填充。
图12图示根据本发明的实施例的前导信令数据。
前导信令数据承载需要允许接收器访问PLS数据和跟踪在帧结构内DP的21比特信息。前导信令数据的细节如下：
PHY_PROFILE：该3比特字段指示当前帧的PHY简档类型。不同的PHY简档类型的映射在以下的表5中给出。
表5
[表5]
| 值 | PHY简档 |
| 000 | 基础简档 |
| 001 | 手持简档 |
| 010 | 高级简档 |
| 011～110 | 保留 |
| 111 | FEF |
FFT_SIZE：该2比特字段指示在帧组内当前帧的FFT大小，如在以下的表6中描述的。
表6
[表6]
| 值 | FFT大小 |
| 00 | 8K FFT |
| 01 | 16K FFT |
| 10 | 32K FFT |
| 11 | 保留 |
GI_FRACTION：该3比特字段指示在当前超帧中的保护间隔分数值，如在以下的表7中描述的。
表7
[表7]
| 值 | GI_FRACTION |
| 000 | 1/5 |
| 001 | 1/10 |
| 010 | 1/20 |
| 011 | 1/40 |
| 100 | 1/80 |
| 101 | 1/160 |
| 110～111 | 保留 |
EAC_FLAG：该1比特字段指示在当前帧中是否提供EAC。如果该字段被设置为“1”，则在当前帧中提供紧急警告服务(EAS)。如果该字段被设置为“0”，在当前帧中没有承载EAS。该字段可以在超帧内动态地切换。
PILOT_MODE：该1比特字段指示对于当前帧组中的当前帧导频图案是移动模式还是固定模式。如果该字段被设置为“0”，则使用移动导频图案。如果该字段被设置为“1”，则使用固定导频图案。
PAPR_FLAG：该1比特字段指示对于当前帧组中的当前帧是否使用PAPR减少。如果该字段被设置为值“1”，则音保留被用于PAPR减少。如果该字段被设置为“0”，则不使用PAPR减少。
FRU_CONFIGURE：该3比特字段指示存在于当前超帧之中的帧重复单元(FRU)的PHY简档类型配置。在当前超帧中的所有前导中，在该字段中识别在当前超帧中传送的所有简档类型。3比特字段对于每个简档具有不同的定义，如以下的表8所示。
表8
[表8]
RESERVED：这个7比特字段保留供将来使用。
图13图示根据本发明的实施例的PLS1数据。
PLS1数据提供包括允许PLS2的接收和解码所需的参数的基本传输参数。如以上提及的，PLS1数据对于一个帧组的整个持续时间保持不变。PLS1数据的信令字段的详细定义如下：
PREAMBLE_DATA：该20比特字段是除去EAC_FLAG的前导信令数据的副本。
NUM_FRAME_FRU：该2比特字段指示每FRU的帧的数目。
PAYLOAD_TYPE：该3比特字段指示在帧组中承载的有效载荷数据的格式。PAYLOAD_TYPE如表9所示用信号传送。
表9
[表9]
| 值 | 有效载荷类型 |
| 1XX | 发送TS流 |
| X1X | 发送IP流 |
| XX1 | 发送GS流 |
NUM_FSS：该2比特字段指示在当前帧中FSS符号的数目。
SYSTEM_VERSION：该8比特字段指示所发送的信号格式的版本。SYSTEM_VERSION被划分为两个4比特字段，其是主要版本和次要版本。
主要版本：SYSTEM_VERSION字段的MSB四比特字节表示主要版本信息。在主要版本字段中的变化表示非后向兼容的变化。缺省值是“0000”。对于在这个标准下描述的版本，该值被设置为“0000”。
次要版本：SYSTEM_VERSION字段的LSB四比特字节表示次要版本信息。在次要版本字段中的变化是后向兼容的。
CELL_ID：这是在ATSC网络中唯一地识别地理小区的16比特字段。取决于每Futurecast UTB系统使用的频率的数目，ATSC小区覆盖区可以由一个或多个频率组成。如果CELL_ID的值不是已知的或者未指定的，则该字段被设置为“0”。
NETWORK_ID：这是唯一地识别当前的ATSC网络的16比特字段。
SYSTEM_ID：这个16比特字段唯一地识别在ATSC网络内的Futurecast UTB系统。Futurecast UTB系统是陆地广播系统，其输入是一个或多个输入流(TS、IP、GS)，并且其输出是RF信号。如果有的话，Futurecast UTB系统承载一个或多个PHY简档和FEF。相同的Futurecast UTB系统可以承载不同的输入流，并且在不同的地理区中使用不同的RF频率，允许本地服务插入。帧结构和调度在一个位置中被控制，并且对于在Futurecast UTB系统内的所有传输是相同的。一个或多个Futurecast UTB系统可以具有相同的SYSTEM_ID含义，即，它们所有具有相同的物理层结构和配置。
随后的环路由FRU_PHY_PROFILE、FRU_FRAME_LENGTH、FRU_Gl_FRACTION和RESERVED组成，其用于表示FRU配置和每个帧类型的长度。环路大小是固定的，使得四个PHY简档(包括FEF)在FRU内被用信号传送。如果NUM_FRAME_FRU小于4，则未使用的字段用零填充。
FRU_PHY_PROFILE：这个3比特字段表示相关的FRU的第(i+1)(i是环索引)个帧的PHY简档类型。这个字段使用如表8所示相同的信令格式。
FRU_FRAME_LENGTH：这个2比特字段表示相关联的FRU的第(i+1)个帧的长度。与FRU_GI_FRACTION一起使用FRU_FRAME_LENGTH，可以获得帧持续时间的精确值。
FRU_GI_FRACTION：这个3比特字段表示相关联的FRU的第(i+1)个帧的保护间隔分数值。FRU_GI_FRACTION根据表7被用信号传送。
RESERVED：这个4比特字段保留供将来使用。
以下的字段提供用于解码PLS2数据的参数。
PLS2_FEC_TYPE：这个2比特字段表示由PLS2保护使用的FEC类型。FEC类型根据表10被用信号传送。稍后将描述LDPC码的细节。
表10
[表10]
| 内容 | PLS2 FEC类型 |
| 00 | 4K-1/4和7K-3/10LDPC码 |
| 01～11 | 保留 |
PLS2_MOD：这个3比特字段表示由PLS2使用的调制类型。调制类型根据表11被用信号传送。
表11
[表11]
| 值 | PLS2_MODE |
| 000 | BPSK |
| 001 | QPSK |
| 010 | QAM-16 |
| 011 | NUQ-64 |
| 100～111 | 保留 |
PLS2_SIZE_CELL：这个15比特字段表示Ctotal_partial_block，用于在当前帧组中承载的PLS2的全编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于当前帧组的PLS2-STAT的大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于当前帧组的PLS2-DYN的大小。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_REP_FLAG：这个1比特标记表示是否在当前帧组中使用PLS2重复模式。当这个字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当这个字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。
PLS2_REP_SIZE_CELL：当使用PLS2重复时，这个15比特字段表示Ctotal_partial_blook，用于在当前帧组的每个帧中承载的PLS2的部分编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。如果不使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_FEC_TYPE：这个2比特字段表示用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的FEC类型。FEC类型根据表10被用信号传送。
PLS2_NEXT_MOD：这个3比特字段表示用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的调制类型。调制类型根据表11被用信号传送。
PLS2_NEXT_REP_FLAG：这个1比特标记表示是否在下一个帧组中使用PLS2重复模式。当这个字段被设置为值“1”时，PLS2重复模式被激活。当这个字段被设置为值“0”时，PLS2重复模式被禁用。
PLS2_NEXT_REP_SIZE_CELL：当使用PLS2重复时，这个15比特字段表示Ctotal_partial_blook，用于在下一个帧组的每个帧中承载的PLS2的全编码块的聚集的大小(指定为QAM信元的数目)。如果在下一个帧组中不使用重复，则这个字段的值等于0。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_REP_STAT_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于下一个帧组的PLS2-STAT的大小。这个值在当前帧组中是恒定的。
PLS2_NEXT_REP_DYN_SIZE_BIT：这个14比特字段以比特表示用于下一个帧组的PLS2-DYN的大小。这个值在当前帧组中是恒定的。
PLS2_AP_MODE：这个2比特字段表示是否在当前帧组中为PLS2提供附加的奇偶校验。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。以下的表12给出这个字段的值。当这个字段被设置为“00”时，对于在当前帧组中的PLS2不使用另外的奇偶校验。
表12
[表12]
| 值 | PLS2-AP模式 |
| 00 | 不提供AP |
| 01 | AP1模式 |
| 10～11 | 保留 |
PLS2_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段表示PLS2的附加的奇偶校验比特的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
PLS2_NEXT_AP_MODE：这个2比特字段表示是否在下一个帧组的每个帧中为PLS2信令提供附加的奇偶校验。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。表12定义这个字段的值。
PLS2_NEXT_AP_SIZE_CELL：这个15比特字段表示在下一个帧组的每个帧中PLS2的附加的奇偶校验比特的大小(指定为QAM信元的数目)。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
RESERVED：这个32比特字段被保留供将来使用。
CRC_32：32比特错误检测码，其应用于整个PLS1信令。
图14图示根据本发明的实施例的PLS2数据。
图14图示PLS2数据的PLS2-STAT数据。PLS2-STAT数据在帧组内是相同的，而PLS2-DYN数据提供对于当前帧特定的信息。
PLS2-STAT数据的字段的细节如下：
FIC_FLAG：这个1比特字段表示是否在当前帧组中使用FIC。如果这个字段被设置为“1”，则在当前帧中提供FIC。如果这个字段被设置为“0”，则在当前帧中不承载FIC。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
AUX_FLAG：这个1比特字段表示是否在当前帧组中使用辅助流。如果这个字段被设置为“1”，则在当前帧中提供辅助流。如果这个字段被设置为“0”，在当前帧中不承载辅助流。这个值在当前帧组的整个持续时间期间是恒定的。
NUM_DP：这个6比特字段表示在当前帧内承载的DP的数目。这个字段的值从1到64的范围，并且DP的数目是NUM_DP+1。
DP_ID：这个6比特字段唯一地识别在PHY简档内的DP。
DP_TYPE：这个3比特字段表示DP的类型。这些根据以下的表13用信号传送。
表13
[表13]
| 值 | DP类型 |
| 000 | DP类型1 |
| 001 | DP类型2 |
| 010～111 | 保留 |
DP_GROUP_ID：这个8比特字段识别当前DP与其相关联的DP组。这可以由接收器使用以访问与特定服务有关的服务组件的DP，其将具有相同的DP_GROUP_ID。
BASE_DP_ID：这个6比特字段表示承载在管理层中使用的服务信令数据(诸如，PSI/SI)的DP。由BASE_DP_ID表示的DP可以或者是随同服务数据一起承载服务信令数据的普通DP，或者仅承载服务信令数据的专用DP。
DP_FEC_TYPE：这个2比特字段表示由相关联的DP使用的FEC类型。FEC类型根据以下的表14被用信号传送。
表14
[表14]
| 值 | FEC_TYPE |
| 00 | 16K LDPC |
| 01 | 64K LDPC |
| 10～11 | 保留 |
DP_COD：这个4比特字段表示由相关联的DP使用的码率。码率根据以下的表15被用信号传送。
表15
[表15]
| 值 | 码率 |
| 0000 | 5/15 |
| 0001 | 6/15 |
| 0010 | 7/15 |
| 0011 | 8/15 |
| 0100 | 9/15 |
| 0101～1111 | 10/15 |
| 0110 | 11/15 |
| 0111 | 12/15 |
| 1000 | 13/15 |
| 1001～1111 | 保留 |
DP_MOD：这个4比特字段表示由相关联的DP使用的调制。调制根据以下的表16被用信号传送。
表16
[表16]
| 值 | 调制 |
| 0000 | QPSK |
| 0001 | QAM-16 |
| 0010 | NUQ-64 |
| 0011 | NUQ-256 |
| 0100 | NUQ-1024 |
| 0101 | NUC-16 |
| 0110 | NUC-64 |
| 0111 | NUC-256 |
| 1000 | NUC-1024 |
| 1001～1111 | 保留 |
DP_SSD_FLAG：这个1比特字段表示是否在相关联的DP中使用SSD模式。如果这个字段被设置为值“1”，则使用SSD。如果这个字段被设置为值“0”，则不使用SSD。
只有在PHY_PROFILE等于“010”时，其表示高级简档，出现以下的字段：
DP_MIMO：这个3比特字段表示哪个类型的MIMO编码过程被应用于相关联的DP。MIMO编码过程的类型根据表17用信号传送。
表17
[表17]
| 值 | MIMO编码 |
| 000 | FR-SM |
| 001 | FRFD-SM |
| 010～111 | 保留 |
DP_TI_TYPE：这个1比特字段表示时间交织的类型。值“0”表示一个TI组对应于一个帧，并且包含一个或多个TI块。值“1”表示一个TI组承载在一个以上的帧中，并且仅包含一个TI块。
DP_TI_LENGTH：这个2比特字段(允许值仅是1、2、4、8)的使用通过在DP_TI_TYPE字段内的值集合确定如下：
如果DP_TI_TYPE被设置为值“1”，则这个字段表示PI，每个TI组映射到的帧的数目，并且每个TI组存在一个TI块(NTI＝1)。被允许的具有2比特字段的PI值被在以下的表18中定义。
如果DP_TI_TYPE被设置为值“0”，则这个字段表示每个TI组的TI块NTI的数目，并且每个帧(PI＝1)存在一个TI组。具有2比特字段的允许的PI值被在以下的表18中定义。
表18
[表18]
| 2比特字段 | PI | NTI |
| 00 | 1 | 1 |
| 01 | 2 | 2 |
| 10 | 4 | 3 |
| 11 | 8 | 4 |
DP_FRAME_INTERVAL：这个2比特字段表示在用于相关联的DP的帧组内的帧间隔(IJUMP)，并且允许的值是1、2、4、8(相应的2比特字段分别地是“00”、“01”、“10”或者“11”)。对于该帧组的每个帧不会出现的DP，这个字段的值等于在连续的帧之间的间隔。例如，如果DP出现在帧1、5、9、13等上，则这个字段被设置为“4”。对于在每个帧中出现的DP，这个字段被设置为“1”。
DP_TI_BYPASS：这个1比特字段确定时间交织器5050的可用性。如果对于DP没有使用时间交织，则其被设置为“1”。而如果使用时间交织，则其被设置为“0”。
DP_FIRST_FRAME_IDX：这个5比特字段表示当前DP存在其中的超帧的第一帧的索引。DP_FIRST_FRAME_IDX的值从0到31的范围。
DP_NUM_BLOCK_MAX：这个10比特字段表示用于这个DP的DP_NUM_BLOCKS的最大值。这个字段的值具有与DP_NUM_BLOCKS相同的范围。
DP_PAYLOAD_TYPE：这个2比特字段表示由给定的DP承载的有效载荷数据的类型。DP_PAYLOAD_TYPE根据以下的表19被用信号传送。
表19
[表19]
| 值 | 有效载荷类型 |
| 00 | TS |
| 01 | IP |
| 10 | GS |
| 11 | 保留 |
DP_INBAND_MODE：这个2比特字段表示是否当前DP承载带内信令信息。带内信令类型根据以下的表20被用信号传送。
表20
[表20]
| 值 | 带内模式 |
| 00 | 没有承载带内信令 |
| 01 | 仅承载带内PLS |
| 10 | 仅承载带内ISSY |
| 11 | 承载带内PLS和带内ISSY |
DP_PROTOCOL_TYPE：这个2比特字段表示由给定的DP承载的有效载荷的协议类型。当选择输入有效载荷类型时，其根据以下的表21被用信号传送。
表21
[表21]
DP_CRC_MODE：这个2比特字段表示在输入格式化块中是否使用CRC编码。CRC模式根据以下的表22被用信号传送。
表22
[表22]
| 值 | CRC模式 |
| 00 | 未使用 |
| 01 | CRC-8 |
| 10 | CRC-16 |
| 11 | CRC-32 |
DNP_MODE：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的空分组删除模式。DNP_MODE根据以下的表23被用信号传送。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(“00”)，则DNP_MODE被设置为值“00”。
表23
[表23]
| 值 | 空分组删除模式 |
| 00 | 未使用 |
| 01 | DNP标准 |
| 10 | DNP偏移 |
| 11 | 保留 |
ISSY_MODE：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的ISSY模式。ISSY_MODE根据以下的表24被用信号传送。如果DP_PAYLOAD_TYPE不是TS(“00”)，则ISSY_MODE被设置为值“00”。
表24
[表24]
| 值 | ISSY模式 |
| 00 | 未使用 |
| 01 | ISSY-UP |
| 10 | ISSY-BBF |
| 11 | 保留 |
HC_MODE_TS：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)时由相关联的DP使用的TS报头压缩模式。HC_MODE_TS根据以下的表25被用信号传送。
表25
[表25]
| 值 | 报头压缩模式 |
| 00 | HC_MODE_TS 1 |
| 01 | HC_MODE_TS 2 |
| 10 | HC_MODE_TS 3 |
| 11 | HC_MODE_TS 4 |
HC_MODE_IP：这个2比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为IP(“01”)时的IP报头压缩模式。HC_MODE_IP根据以下的表26被用信号传送。
表26
[表26]
| 值 | 报头压缩模式 |
| 00 | 无压缩 |
| 01 | HC_MODE_IP 1 |
| 10～11 | 保留 |
PID：这个13比特字段表示当DP_PAYLOAD_TYPE被设置为TS(“00”)，并且HC_MODE_TS被设置为“01”或者“10”时，用于TS报头压缩的PID编号。
RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
只有在FIC_FLAG等于“1”时出现以下的字段：
FIC_VERSION：这个8比特字段表示FIC的版本号。
FIC_LENGTH_BYTE：这个13比特字段以字节表示FIC的长度。
RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
只有在AUX_FLAG等于“1”时出现以下的字段：
NUM_AUX：这个4比特字段表示辅助流的数目。零表示不使用辅助流。
AUX_CONFIG_RFU：这个8比特字段被保留供将来使用。
AUX_STREAM_TYPE：这个4比特被保留供将来使用，用于表示当前辅助流的类型。
AUX_PRIVATE_CONFIG：这个28比特字段被保留供将来用于用信号传送辅助流。
图15图示根据本发明的另一个实施例的PLS2数据。
图15图示PLS2数据的PLS2-DYN数据。PLS2-DYN数据的值可以在一个帧组的持续时间期间变化，而字段的大小保持恒定。
PLS2-DYN数据的字段细节如下：
FRAME_INDEX：这个5比特字段表示在超帧内当前帧的帧索引。该超帧的第一帧的索引被设置为“0”。
PLS_CHANGE_COUTER：这个4比特字段表示配置将变化的前方超帧的数目。配置中具有变化的下一个超帧由在这个字段内用信号传送的值表示。如果这个字段被设置为值“0000”，则这意味着预知没有调度的变化：例如，值“1”表示在下一个超帧中存在变化。
FIC_CHANGE_COUNTER：这个4比特字段表示其中配置(即，FIC的内容)将变化的前方超帧的数目。配置中具有变化的下一个超帧由在这个字段内用信号传送的值表示。如果这个字段被设置为值“0000”，则这意味着预知没有调度的变化：例如，值“0001”表示在下一个超帧中存在变化。
RESERVED：这个16比特字段被保留供将来使用。
在NUM_DP上的环路中出现以下的字段，其描述与在当前帧中承载的DP相关联的参数。
DP_ID：这个6比特字段唯一地表示在PHY简档内的DP。
DP_START：这个15比特(或者13比特)字段使用DPU寻址方案表示第一个DP的开始位置。DP_START字段根据如以下的表27所示的PHY简档和FFT大小具有不同长度。
表27
[表27]
DP_NUM_BLOCK：这个10比特字段表示在用于当前DP的当前的TI组中FEC块的数目。DP_NUM_BLOCK的值从0到1023的范围。
RESERVED：这个8比特字段保留供将来使用。
以下的字段表示与EAC相关联的FIC参数。
EAC_FLAG：这个1比特字段表示在当前帧中EAC的存在。这个比特在前导中是与EAC_FLAG相同的值。
EAS_WAKE_UP_VERSION_NUM：这个8比特字段表示唤醒指示的版本号。
如果EAC_FLAG字段等于“1”，随后的12比特被分配用于EAC_LENGTH_BYTE字段。如果EAC_FLAG字段等于“0”，则随后的12比特被分配用于EAC_COUNTER。
EAC_LENGTH_BYTE：这个12比特字段以字节表示EAC的长度。
EAC_COUNTER：这个12比特字段表示在EAC抵达的帧之前帧的数目。
只有在AUX_FLAG字段等于“1”时出现以下的字段：
AUX_PRIVATE_DYN：这个48比特字段被保留供将来用于用信号传送辅助流。这个字段的含义取决于在可配置的PLS2-STAT中AUX_STREAM_TYPE的值。
CRC_32：32比特错误检测码，其被应用于整个PLS2。
图16图示根据本发明的实施例的帧的逻辑结构。
如以上提及的，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑信元被映射到在帧中OFDM符号的活动载波。PLS1和PLS2被首先被映射到一个或多个FSS。然后，在PLS字段之后，EAC信元，如果有的话，被直接地映射，接下来是FIC信元，如果有的话。在PLS或者EAC、FIC之后，接下来DP被映射，如果有的话。首先跟随类型1 DP，并且接下来类型2 DP。稍后将描述DP的类型细节。在一些情况下，DP可以承载用于EAS的一些特定的数据或者服务信令数据。如果有的话，辅助流跟随DP，其后跟随哑信元。根据以上提及的顺序，即，PLS、EAC、FIC、DP、辅助流和哑数据信元将它们映射在一起，精确地填充在该帧中的信元容量。
图17图示根据本发明的实施例的PLS映射。
PLS信元被映射到FSS的活动载波。取决于由PLS占据的信元的数目，一个或多个符号被指定为FSS，并且FSS的数目NFSS由在PLS1中的NUM_FSS用信号传送。FSS是用于承载PLS信元的特殊符号。由于鲁棒性和延迟在PLS中是重要的问题，所以FSS具有允许快速同步的高密度导频和在FSS内的仅频率内插。
PLS信元如在图17中的示例所示以自顶向下方式被映射到NFSS FSS的活动载波。PLS1PLS1单元被以单元索引的递增顺序首先从第一FSS的第一单元映射。PLS2单元直接地跟随在PLS1的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到第一FSS的最后的信元索引为止。如果需要的PLS信元的总数超过一个FSS的活动载波的数目，则映射进行到下一个FSS，并且以与第一FSS严格相同的方式继续。
在PLS映射完成之后，接下来承载DP。如果EAC、FIC或者两者存在于当前帧中，则它们被放置在PLS和“普通”DP之间。
图18图示根据本发明的实施例的EAC映射。
EAC是用于承载EAS消息的专用信道，并且链接到用于EAS的DP。提供了EAS支持，但是，EAC本身可能或者可以不必存在于每个帧中。如果有的话，EAC紧挨着PLS2单元之后映射。除了PLS信元以外，EAC不在FIC、DP、辅助流或者哑信元的任何一个之前。映射EAC信元的过程与PLS完全相同。
EAC信元被以如在图18的示例所示的信元索引的递增顺序从PLS2的下一个信元映射。取决于EAS消息大小，EAC信元可以占据几个符号，如图18所示。
EAC信元紧跟在PLS2的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到最后的FSS的最后的信元索引为止。如果需要的EAC信元的总数超过最后的FSS的剩余的活动载波的数目，则映射进行到下一个符号，并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下一个符号是普通数据符号，其具有比FSS更加有效的载波。
在EAC映射完成之后，如果任何一个存在，则FIC被接下来承载。如果FIC不被发送(如在PLS2字段中用信号传送)，则DP紧跟在EAC的最后信元之后。
图19图示根据本发明的实施例的FIC映射
(a)示出不具有EAC的FIC信元的示例映射，以及(b)示出具有EAC的FIC信元的示例映射。
FIC是用于承载交叉层信息以允许快速服务获得和信道扫描的专用信道。这个信息主要包括在DP和每个广播器的服务之间的信道捆绑信息。为了快速扫描，接收器可以解码FIC并获得信息，诸如，广播器ID、服务编号，和BASE_DP_ID。为了快速服务获得，除了FIC之外，基础DP可以使用BASE_DP_ID解码。除其承载的内容以外，基础DP被以与普通DP完全相同的方式编码和映射到帧。因此，对于基础DP不需要另外的描述。FIC数据在管理层中产生和消耗。FIC数据的内容在管理层规范中描述。
FIC数据是可选的，并且FIC的使用由在PLS2的静态部分中的FIC_FLAG参数用信号传送。如果使用FIC，则FIC_FLAG被设置为“1”，并且用于FIC的信令字段在PLS2的静态部分中被定义。在这个字段中用信号传送的是FIC_VERSION和FIC_LENGTH_BYTE。FIC使用与PLS2相同的调制、编码和时间交织参数。FIC共享相同的信令参数，诸如PLS2_MOD和PLS2_FEC。如果有的话，FIC数据紧挨着PLS2或者EAC之后被映射。FIC没有被任何普通DP、辅助流或者哑信元引导。映射FIC信元的方法与EAC的完全相同，也与PLS的相同。
在PLS之后不具有EAC，FIC信元被以如在(a)中的示例所示的信元索引的递增顺序从PLS2的下一个单元映射。取决于FIC数据大小，FIC信元可以被映射在几个符号上，如(b)所示。
FIC信元紧跟在PLS2的最后的信元之后，并且继续向下映射，直到最后的FSS的最后的信元索引为止。如果需要的FIC信元的总数超过最后的FSS的剩余的活动载波的数目，则映射进行到下一个符号，并且以与FSS完全相同的方式继续。在这种情况下，用于映射的下一个符号是普通数据符号，其具有比FSS更加活跃的载波。
如果EAS消息在当前帧中被发送，则EAC在FIC之前，并且FIC信元被以如(b)所示的信元索引的递增顺序从EAC的下一个单元映射。
在FIC映射完成之后，一个或多个DP被映射，之后是辅助流，如果有的话，以及哑信元。
图20图示根据本发明的实施例的DP的类型。
(a)示出类型1 DP和(b)示出类型2 DP。
在先前的信道，即，PLS、EAC和FIC被映射之后，DP的信元被映射。根据映射方法DP被分类为两种类型中的一个：
类型1 DP：DP通过TDM映射
类型2 DP：DP通过FDM映射
DP的类型由在PLS2的静态部分中的DP_TYPE字段表示。图20图示类型1 DP和类型2DP的映射顺序。类型1 DP被以信元索引的递增顺序首先映射，然后，在达到最后的信元索引之后，符号索引被增加1。在下一个符号内，DP继续以从p＝0开始的信元索引的递增顺序映射。利用在一个帧中共同地映射的DP的数目，类型1 DP的每个在时间上被分组，类似于DP的TDM复用。
类型2 DP被以符号索引的递增顺序首先映射，然后，在达到该帧的最后的OFDM符号之后，信元索引增加1，并且符号索引回朔到第一可用的符号，然后从该符号索引增加。在一个帧中一起映射DP的数目之后，类型2 DP的每个被以频率分组在一起，类似于DP的FDM复用。
如果需要的话，类型1 DP和类型2 DP在帧中可以同时存在，有一个限制：类型1 DP始终在类型2 DP之前。承载类型1和类型2 DP的OFDM信元的总数不能超过可用于DP传输的OFDM信元的总数。
数学公式2
[数学式2]
DDP1+DDP2≤DDP
这里DDP1是由类型1 DP占据的OFDM信元的数目，DDP2是由类型2 DP占据的信元的数目。由于PLS、EAC、FIC都以与类型1 DP相同的方式映射，所以它们全部遵循“类型1映射规则”。因此，总的说来，类型1映射始终在类型2映射之前。
图21图示根据本发明的实施例的DP映射。
(a)示出寻址用于映射类型1 DP的OFDM信元，并且(b)示出寻址用于供类型2 DP映射的OFDM信元。
用于映射类型1 DP(0,…，DDP1-1)的OFDM信元的寻址限定用于类型1 DP的活跃数据信元。寻址方案限定来自用于类型1 DP的每个的T1的信元被分配给活跃数据信元的顺序。其也用于在PLS2的动态部分中用信号传送DP的位置。
在不具有EAC和FIC的情况下，地址0指的是在最后的FSS中紧跟承载PLS的最后信元的信元。如果EAC被发送，并且FIC没有在相应的帧中，则地址0指的是紧跟承载EAC的最后信元的信元。如果FIC在相应的帧中被发送，则地址0指的是紧跟承载FIC的最后的信元的信元。用于类型1 DP的地址0可以考虑如(a)所示的两个不同情形计算。在(a)的示例中，PLS、EAC和FIC假设为全部发送。对EAC和FIC的二者之一或者两者被省略情形的扩展是明确的。如在(a)的左侧所示在映射所有信元直到FIC之后，如果在FSS中存在剩余的信元。
用于映射类型2 DP(0,…，DDP2-1)的OFDM信元的寻址被限定用于类型2 DP的活跃数据信元。寻址方案限定来自用于类型2 DP的每个的TI的信元被分配给活跃数据信元的顺序。其也用于在PLS2的动态部分中用信号传送DP的位置。
如(b)所示的三个略微地不同的情形是可允许的。对于在(b)的左侧上示出的第一情形，在最后的FSS中的信元可用于类型2 DP映射。对于在中间示出的第二情形，FIC占据普通符号的信元，但是，在该符号上FIC信元的数目不大于CFSS。除了在该符号上映射的FIC信元的数目超过CFSS之外，在(b)右侧上示出的第三情形与第二情形相同。
对类型1 DP在类型2 DP之前情形的扩展是简单的，因为PLS、EAC和FIC遵循与类型1 DP相同的“类型1映射规则”。
数据管道单元(DPU)是用于在帧将数据信元分配给DP的基本单元。
DPU被定义为用于将DP定位于帧中的信令单元。信元映射器7010可以映射对于各个DP通过TI产生的信元。时间交织器5050输出一系列的TI块并且各个TI块包括继而由一组信元组成的可变数目的XFECBLOCK。XFECBLOCK中的信元的数目Ncells取决于FECBLOCK大小Nldpc和每个星座符号的被发送的比特的数目。DPU被定义为在给定的PHY简档中支持的在XFECBLOCK中的信元的数目Ncells的所有可能的值中的最大的余数。以信元计的DPU的长度被定义为LDPU。因为各个PHY简档支持FECBLOCK大小和每个星座符号的最大不同数目的比特的组合，所以基于PHY简档定义LDPU。
图22图示根据本发明的实施例的FEC结构。
图22图示在比特交织之前根据本发明的实施例的FEC结构。如以上提及的，数据FEC编码器可以使用外编码(BCH)和内编码(LDPC)对输入的BBF执行FEC编码，以产生FECBLOCK过程。图示的FEC结构对应于FECBLOCK。此外，FECBLOCK和FEC结构具有对应于LDPC码字长度的相同的值。
BCH编码应用于每个BBF(Kbch比特)，然后LDPC编码应用于BCH编码的BBF(Kldpc比特＝Nbch比特)，如在图22中图示的。
Nldpc的值或者是64800比特(长FECBLOCK)或者16200比特(短FECBLOCK)。
以下的表28和表29分别示出用于长FECBLOCK和短FECBLOCK的FEC编码参数。
表28
[表28]
表29
[表29]
BCH编码和LDPC编码的操作细节如下：
12-纠错BCH码用于BBF的外编码。用于短FECBLOCK和长FECBLOCK的BCH生成多项式通过所有多项式相乘在一起获得。
LDPC码用于编码外BCH编码的输出。为了产生完整的Bldpc(FECBLOCK)，Pldpc(奇偶校验比特)从每个Ildpc(BCH编码的BBF)被系统编码，并且附加到Ildpc。完整的Bldpc(FECBLOCK)表示为如下的数学公式。
数学公式3
[数学式3]
用于长FECBLOCK和短FECBLOCK的参数分别在以上的表28和29中给出。
计算用于长FECBLOCK的Nldpc–Kldpc奇偶校验比特的详细过程如下：
1)初始化奇偶校验比特，
数学公式4
[数学式4]
2)在奇偶校验矩阵的地址的第一行中指定的奇偶校验比特地址处累加第一信息比特i0。稍后将描述奇偶校验矩阵的地址的细节。例如，对于速率13/15：
数学公式5
[数学式5]
3)对于接下来的359个信息比特，is，s＝1、2、...359，使用以下的数学公式在奇偶校验位地址处累加is。
数学公式6
[数学式6]
{x+(s mod 360)×Qldpc}mod(Nldpc-Kldpc)
这里x表示对应于第一比特i0的奇偶校验比特累加器的地址，并且QIdpc是在奇偶校验矩阵的地址中指定的码率相关的常数。继续该示例，对于速率13/15，QIdpc＝24，因此，对于信息比特i1，执行以下的操作：
数学公式7
[数学式7]
4)对于第361个信息比特i360，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中给出奇偶校验比特累加器的地址。以类似的方式，使用表达式6获得用于以下的359信息比特is的奇偶校验比特累加器的地址，s＝361、362、…719，这里x表示对应于信息比特i360的奇偶校验比特累加器的地址，即，在奇偶校验矩阵的地址的第二行中的条目。
5)以类似的方式，对于360个新的信息比特的每个组，从奇偶校验矩阵的地址的新行用于找到奇偶校验比特累加器的地址。
在所有信息比特用尽之后，最后的奇偶校验比特如下获得：
6)以i＝1开始顺序地执行以下的操作。
数学公式8
[数学式8]
这里pi的最后的内容，i＝0,1，...，NIdpc-KIdpc–1，等于奇偶校验比特pi。
表30
[表30]
| 码率 | Qldpc |
| 5/15 | 120 |
| 6/15 | 108 |
| 7/15 | 96 |
| 8/15 | 84 |
| 9/15 | 72 |
| 10/15 | 60 |
| 11/15 | 48 |
| 12/15 | 36 |
| 13/15 | 24 |
除了以表31替换表30，并且以用于短FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址替换用于长FECBLOCK的奇偶校验矩阵的地址之外，用于短FECBLOCK的这个LDPC编码过程是根据用于长FECBLOCK的LDPC编码过程。
表31
[表31]
| 码率 | Qldpc |
| 5/15 | 30 |
| 6/15 | 27 |
| 7/15 | 24 |
| 8/15 | 21 |
| 9/15 | 18 |
| 10/15 | 15 |
| 11/15 | 12 |
| 12/15 | 9 |
| 13/15 | 6 |
图23图示根据本发明的实施例的比特交织。
LDPC编码器的输出被比特交织，其由奇偶交织、之后的准循环块(QCB)交织和组间交织组成。
(a)示出准循环块(QCB)交织，并且(b)示出组间交织。
FECBLOCK可以被奇偶交织。在奇偶交织的输出处，LDPC码字由在长FECBLOCK中180个相邻的QC块和在短FECBLOCK中45个相邻的QC块组成。在长或者短FECBLOCK中的每个QC块由360比特组成。奇偶交织的LDPC码字通过QCB交织来交织。QCB交织的单位是QC块。在奇偶交织的输出处的QC块通过如在图23中图示的QCB交织重排列，这里根据FECBLOCK长度，Ncells＝64800/ηmod或者16200/ηmod。QCB交织模式是对调制类型和LDPC码率的每个组合唯一的。
在QCB交织之后，组间交织根据调制类型和阶(ηmod)执行，其在以下的表32中限定。也限定用于一个组内的QC块的数目NQCB_IG。
表32
[表32]
| 调制类型 | ηmod | NQCB_LG |
| QAM-16 | 4 | 2 |
| NUC-16 | 4 | 4 |
| NUQ-64 | 6 | 3 |
| NUC-64 | 6 | 6 |
| NUQ-256 | 8 | 4 |
| NUC-256 | 8 | 8 |
| NUQ-1024 | 10 | 5 |
| NUC-1024 | 10 | 10 |
组间交织过程以QCB交织输出的NQCB_IG QC块执行。组间交织具有使用360列和NQCB_IG行写入和读取组内的比特的过程。在写入操作中，来自QCB交织输出的比特是行式写入。读取操作是列式执行的，以从每个行读出m比特，这里对于NUC，m等于1，并且对于NUQ，m等于2。
图24图示根据本发明的实施例的信元字解复用。
图24(a)示出对于8和12bpcu MIMO的信元字解复用，和(b)示出对于10bpcu MIMO的信元字解复用。
比特交织输出的每个信元字(c0,l,c1,l,...,cηmod-1,l)被解复用为如(a)所示的(d1,0,m,d1,1,m...d1,ηmod-1,m)和(d2,0,m,d2,1,m...,d2,ηmod-1,m)，其描述用于一个XFECBLOCK的信元字解复用过程。
对于使用不同类型的NUQ用于MIMO编码的10个bpcu MIMO情形，用于NUQ-1024的比特交织器被重新使用。比特交织器输出的每个信元字(c0,l,c1,l...,c9,l)被解复用为(d1,0,m,d1,1,m...d1,3,m)和(d2,0,m,d 2,1,m...d2,3,m)，如(b)所示。
图25图示根据本发明的实施例的时间交织。
(a)至(c)示出TI模式的示例。
时间交织器在DP级别操作。时间交织(TI)的参数可以对于每个DP不同地设置。
在PLS2-STAT数据的部分中出现的以下参数配置TI：
DP_TI_TYPE(允许的值：0或者1)：表示TI模式；“0”表示每个TI组具有多个TI块(一个以上的TI块)的模式。在这种情况下，一个TI组被直接映射到一个帧(无帧间交织)。“1”表示每个TI组仅具有一个TI模块的模式。在这种情况下，TI块可以在一个以上的帧上扩展(帧间交织)。
DP_TI_LENGTH：如果DP_TI_TYPE＝“0”，则这个参数是每个TI组的TI块的数目NTI。对于DP_TI_TYPE＝“1”，这个参数是从一个TI组扩展的帧PI的数目。
DP_NUM_BLOCK_MAX(允许的值:0至1023)：表示每个TI组XFECBLOCK的最大数。
DP_FRAME_INTERVAL(允许的值：1、2、4、8)：表示在承载给定的PHY简档的相同的DP的两个连续的帧之间的帧IJUMP的数目。
DP_TI_BYPASS(允许的值：0或者1)：如果对于DP没有使用时间交织，则这个参数被设置为“1”。如果使用时间交织，则其被设置为“0”。
另外，来自PLS2-DYN数据的参数DP_NUM_BLOCK用于表示由DP的一个TI组承载的XFECBLOCK的数目。
当对于DP没有使用时间交织时，不考虑随后的TI组、时间交织操作，和TI模式。但是，将仍然需要来自调度器用于动态配置信息的延迟补偿块。在每个DP中，从SSD/MIMO编码接收的XFECBLOCK被分组为TI组。即，每个TI组是整数个XFECBLOCK的集合，并且将包含动态可变数目的XFECBLOCK。在索引n的TI组中的XFECBLOCK的数目由NxBLocK_Group(n)表示，并且在PLS2-DYN数据中作为DP_NUM_BLOCK用信号传送。注意到NxBLocK_Group(n)可以从最小值0到其最大的值是1023的最大值NxBLocK_Group_MAX(对应于DP_NUM_BLOCK_MAX)变化。
每个TI组或者直接映射到一个帧上或者在PI个帧上扩展。每个TI组也被划分为一个以上的TI模块(NTI)，这里每个TI块对应于时间交织器存储器的一个使用。在TI组内的TI块可以包含略微不同数目的XFECBLOCK。如果TI组被划分为多个TI块，则其被直接映射到仅一个帧。如以下的表33所示，存在对于时间交织的三个选项(除了跳过时间交织的额外的选项之外)。
表33
[表33]
在每个DP中，TI存储器存储输入的XFECBLOCK(来自SSD/MIMO编码块的输出的XFECBLOCK)。假设输入XFECBLOCK被限定为：
这里dn.s.r.q是在第n个TI组的第s个TI块中的第r个XFECBLOCK的第q个信元，并且表示SSD和MIMO编码的输出如下：
此外，假设来自时间交织器的输出的XFECBLOCK被限定为：
这里hn,s,i是在第n个TI组的第s个TI块中的第i个输出单元(对于i＝0，...，NxBLOCK_TI(n，s)×Ncells-1)。
典型地，时间交织器也将起在帧建立过程之前用于DP数据的缓存器的作用。这是通过用于每个DP的两个存储库实现的。第一TI块被写入第一存储库。第二TI块被写入第二存储库，同时第一存储库正在被读取等。
TI是扭曲的两列块交织器。对于第n个TI组的第s个TI块，TI存储器的行数Nr等于信元Ncells的数目，即，Nr＝Ncells，同时列数Nc等于数目NxBL0CK_TI(n,s)。
图26图示根据本发明的实施例的被扭曲的行-列块交织器的基本操作。
图26(a)示出在时间交织器中的写入操作，并且图26(b)示出时间交织器中的读取操作。第一XFECBLOCK以列方式写入到TI存储器的第一列，并且第二XFECBLOCK被写入到下一列等等，如在(a)中所示。然而，在交织阵列中，信元以对角线方式被读出。在从第一行(沿着以最左边的列开始的行向右)到最后一行的对角线方式的读取期间，信元被读出，如在(b)中所示。详细地，假定zn，s，i(i＝0，...，N，Nc)作为要被顺序地读取的TI存储器单元位置，通过计算如下的表达式的行索引Rn，S，i、列索引Cn，S，i以及被关联的扭曲参数Tn，S，i执行以这样的校正阵列的读取过程。
数学公式9
[数学式9]
其中Sshift是用于对角线方式读取过程的公共移位值，不论NxBLOCK_TI(n，s)如何，并且如以下表达式，通过在PLS2-STAT中给出的NxBLOCK_TI(n，s)来确定。
数学公式10
[数学式10]
对于
结果，通过作为cn，s，i＝NvCn，s，i+Rn，s，i的坐标计算要被读出的信元位置。
图27图示根据本发明的另一实施例的被扭曲的行-列块交织器的操作。
更加具体地，图27图示用于各个TI组的TI存储器的交织阵列，包括当NxBLOCK_TI(0，0)＝3、NxBLOCK_TI(1，0)＝6、NxBLOCK_TI(2，0)＝5时的虚拟XFECBLOCK。
可变数目NxBLOCK_TI(n，s)＝Nr将会小于或者等于N′xBLOCK_TI_MAX。因此，为了实现在接收器侧处的单个存储器解交织，不论NxBLOCK_TI(n，s)如何，通过将虚拟XFECBLOCK插入到TI存储器用于在被扭曲的行-列块交织器中使用的交织阵列被设置为Nr×Nc＝Ncells×N′xBLOCK_TI_MAX的大小，并且如下面的表达式完成读取过程。
数学公式11
[数学式11]
TI组的数目被设置为3。通过DP_TI_TYPE＝‘0’、DP_FRAME_INTERVAL＝‘1’,以及DP_TI_LENGTH＝‘1’，即，NTI＝1、IJUMP＝1、以及PI＝1，在PLS2-STAT数据中用信号传送时间交织器的选项。每个TI组的其每一个具有Ncells＝30的XFECBLOCK的数目分别通过NxBLOCK_TI(0,0)＝3、NxBLOCK_TI(1,0)＝6、NxBLOCK_TI(2,0)＝5在PLS2-DYN数据中用信号传送。通过NxBLOCK_Groyp_MAx，在PLS-STAT数据中用信号传送XFECBLOCK的最大数目，这导致
图28图示根据本发明的实施例的被扭曲的行-列块的对角线方式的读取图案。
更加具体地，图28示出来自于具有N′xBLOCK_TI_MAX＝7并且Sshift＝(7-1)/2＝3的参数的各个交织阵列的对角线方式的读取图案。注意，在如上面的伪代码示出的读取过程中，如果Vl≥NcellsNxBLOCK_TI(n，s)，则Vi的值被跳过并且使用下一个计算的Vi的值。
图29图示根据本发明的实施例的用于各个交织阵列的被交织的XFECBLOCK。
图29图示来自于具有N′xBLOCK_TI_MAX＝7并且Sshift＝3的参数的各个交织阵列的被交织的XFECBLOCK。
在下文中，将会描述根据本实施例的通过用于发送广播信号的设备保护PLS数据的方法。如参考图2所描述的，PLS数据可以包括PLS1数据和PLS2数据。
PLS1数据提供包括启用PLS2的接收和解码所需的参数的基本传输参数。PLS1字段在一个帧组的/整个持续时间内保持未被改变。
PLS2包含提供对于接收器来说解码所期待的DP的充分信息的参数。PLS2信令进一步由两种类型的参数，PLS2-STA和PLS2-DYN组成。PLS2-STA参数在帧组内是相同的，同时PLS2-DYN参数提供对于当前帧来说特定的信息。PLS2-DYN参数的值可以在帧组的持续时间期间改变，而字段的大小保持恒定。
能够仅对两个超帧的边界改变PLS2的静态部分和PLS1。在带内信令中，存在指示在PLS1或者PLS2参数的静态部分中的变化的下一个超帧的计数器。接收器能够通过在其中被指示的变化应用的被宣告的超帧的第一帧中从FSS检查新的PLS参数定位边界变化。
图30图示根据本发明的实施例的PLS数据保护操作。
图30(a)图示根据本实施例的通过用于发送广播信号的设备处理PLS数据的操作。
图30(b)图示根据本实施例的被缩短/被穿孔的FEC编码器(LDPC/BCH)的详细操作。
如在图30(a)中所图示，根据本实施例的PLS数据保护操作可以包括物理层信令生成块、PLS加扰器、被缩短/被穿孔的FEC编码器(LDPC/BCH)、比特交织器和星座映射器。在本发明中，物理层信令产生块可以被称为信令产生块。在下文中，将会描述各自的功能块的操作。
信令产生块创建被用于各个功能块的操作的物理层信令信息。此信令信息也被发送使得在接收器侧处感兴趣的服务被适当地恢复。
信令产生块可以基于输入的管理信息产生并输出PLS1和PLS2数据中的每一个。其后，PLS1数据和PLS2数据中的每一个可以被独立地处理。
另外，信令产生块可以以用于LDPC编码的单元划分和输出PLS数据。在这样的情况下，以用于LDPC编码的单元划分的PLS数据可以被称为Ksig。另外，被输入到LDPC编码器的被划分的PLS数据中的每一个可以被称为信息块或者信息比特。信令产生块可以不划分PLS1数据。
在下文中，可以对PLS1数据和PLS2数据中的每一个执行各个功能块的操作。在参考下面的附图的描述中，PLS数据可以包括PLS1数据或者PLS2数据。
其后，PLS加扰器可以加扰和输出输入PLS数据。为了能量分散，PLS数据被加扰(被随机化)。下面将会描述PLS加扰器的详细操作。
其后，被缩短/被穿孔的FEC编码器(LDPC/BCH)可以编码输入加扰的PLS数据。被缩短/被穿孔的FEC编码器(LDPC/BCH)可以包括具有零插入块的BCH编码器、LDPC编码块、奇偶交织块以及奇偶穿孔插入零去除块。将会参考图30(b)描述被包括在被缩短/被穿孔的FEC编码器中的各自的功能块的详细操作。
被缩短/被穿孔的FEC编码器可以输出被缩短和被穿孔的LDPC编码的PLS数据。从被缩短的/被穿孔的FEC编码器输出的LDPC编码的PLS数据被输入到比特交织器。比特交织器可以交织被缩短和被穿孔的LDPC编码的PLS数据的输入比特。
根据本实施例的比特交织器可以调节被LDPC编码的PLS数据的和在QAM符号中的比特的可靠性。QAM符号可以对应于在下面描述的比特交织器的详细操作中使用的列。
其后，星座映射器可以将被交织的PLS数据映射到QAM符号。在本实例中，QAM可以具有诸如BPSK、QPSK、16-QAM、256-QAM等等的形式。
如在图30(b)中所图示，根据本实施例的被缩短/被穿孔的FEC编码器(LDPC/BCH)可以包括90比特、LDPC编码块、奇偶交织块以及奇偶穿孔插入-零去除块。在下文中，将会详细地描述各自的功能块的操作。
具有零插入块的BCH编码器可以BCH编码输入的PLS数据。在BCH编码之后，在比特BCH输出之前插入零比特以生成LDPC编码输入。由于在具有零插入块的BCH编码器中的零比特根据本实施例的LDPC可以具有恒定的长度。
在这样的情况下，被插入到PLS数据的零比特可以具有基于表4确定的大小。插入到PLS数据的零比特的大小可以被设置为(Kbch-Ksig)。PLS2数据的Ksig可以是变量，不同于PLS1数据的Ksig。因此，被插入到PLS2数据的零比特可以具有取决于Ksig和Kbch改变的大小。
根据本实施例的用于发送广播信号的设备可以在没有BCH编码的情况下执行零比特插入。或者根据本实施例的用于发送广播信号的设备不可以执行BCH编码和零比特插入两者。
LDPC编码块可以置换从BCH编码器输入的PLS1数据。在这样的情况下，可以基于缩短顺序或者置换图案执行置换。可以以90个比特为单位执行置换。
当根据本实施例的用于发送广播信号的设备不可以执行BCH编码时，LDPC编码块可以在没有BCH编码的情况下对零输入的PLS数据执行置换。或者当根据本实施例的用于发送广播信号的设备不可以执行BCH编码和零比特插入两者。LDPC编码块可以仅对PLS数据执行置换。
在LDPC编码之后，LDPC编码块可以对从BCH编码器输入的PLS2数据执行H矩阵的列置换，以确保缩短性能。当编码和解码被置换的PLS数据时，根据本实施例的用于发送广播信号的设备和用于接收广播信号的设备可以减少复杂性。H矩阵可以被称为奇偶校验矩阵。
LDPC编码块可以对被置换的PLS1数据执行LDPC编码。另外，LDPC编码块可以对PLS2数据执行LDPC编码。LDPC编码块可以以H矩阵的形式输出LDPC编码的PLS数据。从LDPC编码块输出的H矩阵具有顺序的形式。另外，通过用于接收广播信号的设备可以以双对角线(或者比特式的双对角线)形式快速地解码奇偶部分。
根据本实施例的LDCP编码块可以使用4K-1/4LDPC码用于PLS1数据并且使用4K-1/4或者7K-3/10LDPC码用于PLS2数据以输出H矩阵。
奇偶交织块交织是前述的LDPC编码块的输出的LDPC码的奇偶比特。奇偶交织块可以交织LDPC码的比特以准循环块(QCB)的形式(块式双对角线形式)输出比特。可以通过接收器在QC单元中寻址以QCB的形式输出的LDPC码。
其后，奇偶穿孔插入-零去除块可以在PLS数据的LDPC编码的比特中穿孔LDPC奇偶比特的一部分，并且去除在BCH编码之后插入的零比特以输出被编码的PLS数据。根据本实施例的奇偶穿孔插入-零去除块可以通过调节被穿孔的奇偶比特和被去除的零比特输出具有特定的码率的被编码的PLS数据。
被穿孔的奇偶比特可以具有基于下述表达确定的大小。
在此，Ksig表示通过PLS加扰器输出的被加扰的PLS数据的大小，并且取决于Ksig的大小Kbch被设置为1020或者2100(参见表4)。
上述块可以被省略或者通过具有相似或者相同的功能的块更换。
图31图示根据本实施例的PLS加扰器。
图31中图示的PLS加扰器可以是线性移位反馈寄存器(LSFR)。
在BCH编码和被缩短和被穿孔的LDPC编码之前加扰PLS1和PLS2块的所有Ksig块。随机产生器的生成多项式在各个PLS1信息块和各个被分割的PLS2信息块的开始处被加载有初始序列(0xC089)。
图32图示使用PLS数据结构的奇偶交织块的详细操作。
图32(a)图示通过LDPC编码块输出的LDPC编码的PLS数据的结构。
图32(a)图示根据本实施例的被缩短/被穿孔的FEC编码器(LDPC/BCH)的详细操作。图32(b)的各自的功能块的操作与参考图30(b)的各自的功能块的操作相同。
图32(c)图示通过奇偶交织块被经历奇偶交织和输出的LDPC编码的PLS数据的结构。
从LDPC编码块输出图32(a)中图示的LDPC编码的PLS数据。LDPC编码的PLS数据可以包括LDPC info(Kldpc)和LDPC奇偶(Nldpc-Kldpc)。LDPC info(Kldpc)可以包括BCHinfo和BCH奇偶。BCH info可以包括被编码的PLS数据和零插入的比特。LDPC奇偶(Nldpc-Kldpc)可以包括Qldpc个奇偶组。Qldpc具有基于以用于LDPC编码的单元划分并且被输入到LDPC编码器的PLS数据的大小确定的大小(参见表4)。如在图32(a)中所图示，具有Qldpc的长度的奇偶块中的每一个可以包括第一奇偶组的奇偶比特、第二奇偶组的奇偶比特、....以及第90奇偶组的比特。
从奇偶交织块输出在图32(c)中图示的奇偶交织的PLS数据。奇偶交织的PLS数据可以包括LDPC info(Kldpc)和LDPC奇偶(Nldpc-Kldpc)。奇偶交织块可以收集用于各个奇偶组的LDCP奇偶(Nldpc-Kldpc)的奇偶比特。在这样的情况下，各个奇偶组可以是90-QCB。
根据本实施例的用于发送广播信号的设备可以不执行如在图30中在上面描述的BCH编码。在这样的情况下，在图32(a)和图32(c)中表示的LDPC info.(Kldpc)可以不包括BCH奇偶。或者LDPC info.(Kldpc)可以不包括BCH奇偶和零比特。即，LDPC info.(Kldpc)可以包括PLS数据和零插入的比特或者可以仅包括PLS数据。
图33图示根据本实施例的用于发送广播信号的设备的比特交织块的操作。
可以根据调制阶在两种类型中执行比特交织块的操作。在下文中，将会为其中调制阶是BPSK的情况和其中调制阶是QPSK、更高阶QAM、或者QAM阶的情况描述比特交织块的操作。
图33(a)图示根据本发明的实施例的用于BPSK的比特交织操作。
在BSSK的情况下，存在用于比特交织的两个分支以在实部和虚部中复制FEC编译的比特。在这样的情况下，比特交织块可以通过将比特分布到实部和虚部来获得分集增益。各个被编译的块首先被写入到上分支。通过应用具有循环移位值floor(NFEC/2)的模NFEC/2加法，比特被映射到较低的分支，其中NFEC是在缩短和穿孔之后各个LDPC编译的块的长度。因此，信元字星座映射的输入被定义为：
图33(b)图示根据本实施例的用于发送广播信号的设备的比特交织块基于QPSK、较高阶QAM、以及QAM阶执行块交织。
图33(b)示意性地图示在a)写入过程中的写入操作。在其它的调制情况下，诸如QPSK、QAM-16以及NUQ-64、FEC编译的比特被连续地写入到列式交织器，其中列的数目与调制阶相同。即，QPSK、16-QAM、QAM-64(NUQ-64)以及QAM-256(NUQ-256)分别具有2、4、6以及8的列数。
图33(b)示意性地图示在b)读取过程中的读取操作。在读取操作中，用于一个星座符号的比特以行的形式被顺序地读出并且反馈到图33(b)的比特解交织器块(参见b)读取过程。持续这些操作直到列的末尾。
根据本实施例的比特交织块可以将LDPC info比特和奇偶比特尽可能同样地映射到一个符号，这旨在避免其中当一些符号被清空时LDPC info比特与被包括在广播信号中的一些符号一起被同时清空的情形。以这样的方式，根据本实施例的用于接收广播信号的设备，接收广播信号，可以增强对衰退信道的性能同时保持对加性高斯白噪声(AWGN)信道的性能。
图34图示根据本实施例的用于发送广播信号的设备的比特解复用器(demux)的详细操作。
图34(a)示出用于QAM-16、QAM-64以及QAM-256的比特解复用任务。此操作持续直到从比特交织块读取所有的比特组。具体地，a)比特交织输出图示通过比特交织块输出的数据的结构，并且b)星座映射器输出图示通过星座映射器输出的数据的结构。
图34(b)示出用于更高的QAM比特解复用规则的等式。
在下文中，将会详细地描述在图34(b)中示出的更的QAM比特解复用规则。
Sdemux_in(i)是比特解复用器输入。即，Sdemux_in(i)是块交织器的输出。值i对应于块交织器的列索引。Sdemux_out(i)是比特解复用器的输出。
ηMOD表示调制阶。即，16-QAM具有4的调制阶，64-QAM(NUQ-64)具有6的调制阶，并且256-QAM(NuQ-256)具有8的调制阶。当根据本实施例的比特解复用器基于在图34(b)中示出的规则执行解复用时，LDPC的信息比特可以从MSB被均匀地分布到QAM符号的LSB。
比特解复用器可以通过执行对比特交织的PLS数据执行解复用增强广播信号的可靠性。
在星座映射之前在组中逐比特解复用各个比特交织的组。取决于调制阶，存在两种映射规则。在BPSK和QPSK的情况下，符号中的比特的可靠性是相等的。因此，在没有任何操作的情况下从比特交织块读出的比特组被映射到QAM符号。在QAM-n(n是16或者更多)(也包括非均匀的QAM和非均匀的星座)的情况下，在QAM符号中的比特可以具有不同的可靠性。另外，基于被缩短的/被穿孔的比特的数目比特交织的PLS数据的信息比特可以首先被定位在MSB中。
比特解复用器可以对比特交织的PLS数据执行比特解复用以增强比特交织的PLS数据的可靠性。然而，当基于被缩短/被穿孔的比特的可变数目单独地配置比特解复用器时，可能造成复杂性。根据本实施例的比特就复用器可以基于QAM阶循环位移PLS数据并且将循环位移的PLS数据映射到QAM符号。根据本实施例的比特解复用器可以执行映射使得在QAM符号中均匀地分布LDPC编码的比特。
图35图示根据本实施例的通过利用星座映射器将被输入到星座映射器的比特输入映射到QAM符号并且输出被映射的比特获得的结果。
QSPK被映射，如在图35(a)中所描述的。
NUQ 64被映射，如在图35(b)中所描述的。
QAM-16被映射，如在图35(c)中所描述的。
在下文中，将会描述星座映射器的详细操作。
根据本实施例的星座映射器可以将被经历比特交织和比特解复用的PLS数据，或者仅被经历比特交织的PLS数据映射到QAM符号。根据本实施例的星座映射器可以基于目标SNR改变符号映射方案。如在前述中所描述的，本发明可以定义三个物理层(PL)简档：基本、手持式以及高级简档，各个被优化以最小化接收器复杂性同时达到在特定的使用情况中所要求的性能。根据本实施例的星座映射器可以以BPSK(或者QPSK)方案映射用于移动环境的简档(可以是基本简档或者高级简档)的PLS数据。另外，根据本实施例的星座映射器可以根据16-QAM或者NUQ-64方案映射用于固定的接收环境的简档(可以是手持式简档)的PLS数据。当根据本实施例的星座映射器以NUQ方案映射PLS数据时，与其中以均匀QAM方案映射PLS数据的情况相比较在没有增加复杂性的情况下可以获得增强的成形增益和鲁棒性。另一方面，当根据本实施例的星座映射器根据16-QAM方案映射PLS数据时，与其中以NUQ方案映射PLS数据的情况相比较增益差小。因此，根据本实施例的星座映射器可以在没有使用用于比16-QAM高的阶的QAM方案的情况下以NUQ方案映射PLS数据。
被应用于根据本实施例的NUQ-64方案的码率可以处于5/15,6/15,…,13/15的范围中。因此，当使用NUQ-64方案映射PLS数据时根据本实施例的星座映射器可以使用5/15码率。因为在编码PLS数据时可以应用的码率值是1/4或者3/10，所以根据本实施例的星座映射器可以使用是最接近1/4或者3/10的码率的5/15。
图36图示根据本实施例的在用于接收广播信号的设备中执行PLS数据解码。
在图36中示出的用于接收广播信号的设备的各个功能块可以执行参考图30至图35描述的用于发送广播信号的设备的PLS数据保护过程的相反过程。然而，可以不执行与奇偶交织的相反过程相对应的奇偶解交织。
根据本实施例的执行PLS数据解码的块可以包括星座解映射器、比特解交织器、缩短的/穿孔的FEC解码器(LDPC/BCH)、PLS解扰器和物理层信令解码器。在图36中示出的执行PLS数据解码的块可以执行参考图9在上面描述的信令解码块9040的操作。当根据本实施例的用于接收广播信号的设备接收是未被处理的BCH编码操作的PLS数据时，根据本实施例的PLS数据解码操作可以被省略。
被缩短/穿孔的FEC解码器(LDPC/BCH)可以包括奇偶解穿孔&无限LLR插入块、LDPC解码块以及零去除&BCH解码块。
根据本实施例的用于接收广播信号的设备可以独立地处理PLS1数据和PLS2数据中的每一个。在下文中，将会描述各自的功能块的操作。
如在图9中所图示，同步&解码模块9000可以通过m个Rx天线接收输入信号，相对于与用于接收广播信号的设备相对应的系统执行信号检测和同步，并且执行与通过用于发送广播信号的设备执行的过程的相反过程相对应的解调。
信令解码模块9400可以从通过同步&解调模块9000解调的信号获得PLS信息。如上所述，帧解析模块9100、解映射&解码模块9200和输出处理器9300可以使用从信令解码模块9400输出的数据执行其功能。
星座解映射器可以在符号单元中将被解调的PLS数据解映射成具有对数似然比(LLR)的软比特。
比特解交织器可以对被解映射的PLS数据执行比特解交织。比特解交织器可以执行参考图30和图33在上面描述的比特交织块的相反过程。
被缩短/穿孔的FEC解码器(LDPC/BCH)可以对被比特解交织的PLS数据执行FEC解码。如在前述中所描述的，被缩短/穿孔的FEC解码器可以包括奇偶解穿孔&无限LLR插入块、LDPC解码块以及零去除&BCH解码块，并且各个块可以处理被输入的比特解交织的PLS数据。在下文中，将会描述被包括在被缩短/穿孔的FEC解码器中的各自的块的操作。
奇偶解穿孔&无限LLR插入块可以恢复在用于发送广播信号的设备中穿孔的奇偶比特。在这样的情况下，奇偶解穿孔&无限LLR插入块可以通过将奇偶比特插入到在用于发送广播信号的设备中穿孔之前奇偶比特所位于的位置执行解穿孔。
奇偶解穿孔&无限LLR插入块可以恢复在用于发送广播信号的设备中处理的操作中去除的零比特。在这样的情况下，奇偶解穿孔&无限LLR插入块可以插入具有LLR的0比特。
LDPC解码块可以对被经历奇偶解穿孔&无限LLR插入块的PLS数据执行LDPC解码。当通过用于接收广播信号的设备接收的PLS数据是QC-LDPC-编码的PLS数据时，LDPC解码块可以在QC大小的单元中对PLS数据执行并行解码。
其后，零去除&BCH解码块可以从LDPC解码的PSL数据中提取信息部分。零去除&BCH解码块可以在删除被插入到被提取的信息部分中的零比特之后执行BCH解码。
上述块可以被省略或者通过具有相似或者相同功能的块替换。
图37图示用于物理层信令(PLS)、紧急警报信道(EAC)以及快速信息信道(FIC)的保护的BICM块。EAC是携带EAS信息数据的帧的一部分并且FIC是携带在服务和相对应的基本DP之间的映射信息的帧中的逻辑信道。
根据本实施例的用于PLS、EAC以及FIC的保护的BICM块可以包括PLS FEC编码器、比特交织器以及星座映射器。各自的块的操作与参考图6描述的那些相同。
在下文中，将会描述比特交织器的详细配置和操作。
如在图37中所图示，根据本实施例的比特交织器可以包括块解交织器和比特解交织器。如参考图34所图示的，比特解交织器块可以解复用对其应用16-QAM或者更高的QAM阶的PLS数据。
块交织器可以执行与参考图30至图33在上面描述的比特交织器的相同的操作。比特解复用器可以执行与参考图34在上面描述的比特解复用器相同的操作。
上述块可以处理紧急警报信道(EAC)和快速信息信道(FIC)。处理EAC和FIC的过程可以与上述的PLS数据的相同。否则，处理EAC和FIC的过程可以不同于如上所述的PLS数据的过程。
上述块可以被省略或者通过具有相似或者相同的功能的块替换。
图38图示根据本实施例的比特交织器的输入和输出数据。
图38图示用于16-QAM的比特交织器的输入和输出数据。
图38(a)图示输入到比特交织器的数据。被输入到比特交织器的数据是LDPC编码的数据。
图38(b)示意性地图示比特交织器的写入操作和读取操作。
在图38(a)中图示的LDPC编码的PLS数据具有与参考图32(a)在上面描述的LDPC编码的PLS数据的配置。
整个码字指的是PLS数据的LDPC编码的比特。另外，信息部分和奇偶部分分别对应于图32(a)的LDPC info(Kldpc)和LDPC奇偶(Nldpc-Kldpc)。根据本实施例的整个码字可以具有等于表4的NIdpc的值的长度。在本说明书中的整个码字可以被称为LDPC码字或者码字。
图38对应于用于16-QAM的比特交织器的操作的示例。因此，在图38(b)中图示的列的数目，即，QAM阶是4。因此，在图38(a)中图示的LDPC编码的PLS数据被划分成四个同等的部分并且被写入到各个列。信息部分和奇偶部分下面的两个箭头中的每一个具有与整个码字的长度的一半相对应的长度。作为信息部分和奇偶部分下面的两个箭头中的一个的第一箭头下面的两个箭头中的每一个，具有与整个码字的长度的1/4相对应的长度。比特交织器可以以列式方式将与底部上的箭头中的一个的长度相对应的比特写入到各列。
在读取操作中，用于一个星座符号的比特以行式方式被顺序地读出并且被反馈到比特解复用器块。这些操作被持续直到列的末尾。
在这样的情况下，各个QAM符号可以包括至少1个比特的信息比特。
图39图示根据本发明的实施例的广播信号发送装置的比特交织器块的配置。
具体地，图39图示参考图33(a)描述的比特交织器块的等效配置。在图39中图示的比特交织器块的操作和效果可以与在图33(a)中图示的比特交织器块的操作和效果相同。
如在图33中所图示，根据本发明的实施例的比特交织器块可以包括LDPC编码器、循环移位块、以及QPSK映射器。另外，如在图39中所图示，根据本实施例的比特交织器块可以包括LDPC编码器、BPSK映射器、循环移位块、以及复映射器。在图39中图示的比特交织器块的配置是在图33中图示的比特交织块的等效配置。
在根据本发明的实施例的比特交织器块中包括的映射器可以被称为QPSK映射器、BPSK映射器、或者复映射器，并且映射器可以将FEC编码的比特分散到实部和虚部。根据本实施例的复映射器可以对应于QPSK映射器或者BPSK映射器，并且映射器的具体名称可以由设计者改变。
根据本发明的实施例的信令生成块可以根据调制阶数执行比特交织操作和/或块交织操作。当调制阶数对应于QPSK时，可以基于SSD方案执行根据本实施例的比特交织操作。因此，当调制阶数对应于QPSK并且SSD方案被采用时可以应用在图33和图39中图示的比特交织器块的配置。
当调制阶数对应于QPSK或者大于或者等于QPSK的更高阶的QAM时，可以基于QAM阶数执行块交织。在这样的情况下，块交织操作可以与在图33(b)中图示的上述比特交织操作相同。根据本实施例的块交织操作及其效果与参考图33(b)的上面的描述相同。
在下文中，将会给出当调制阶数对应于QPSK时基于SSD方案执行的比特交织的具体操作的描述。
根据本实施例的映射器可以在实部和虚部中复制LDPC编码器的输出比特。具体地，根据本实施例的映射器可以将LDPC编码器的各个输出比特分散到实部和虚部，从而获取I/Q分集增益。在这样的情况下，映射器可以将LDPC信息比特和奇偶比特同等地分配到QAM符号(或者QPSK符号)。因此，即使当符号中的任意一个被传输信道环境归零时，信息比特也不会被连续地映射到一个QAM符号。因此，能够防止与2或者更多个比特相对应的信息比特被同时归零。在这样的情况下，当在AWGN环境中保持性能的同时可以增强衰落信道的性能。
根据本实施例的循环移位块的循环移位存储器可以执行交织操作。根据本实施例的循环移位存储器可以被连接到如在图33或者图39中所图示的映射器的虚部的输入端，并且被连接到映射器的实部的输入端，尽管未被图示。
图40示出指示根据本发明的实施例的广播信号发送装置的比特解复用器的操作的等式。
具体地，图40通过与图34(b)的上述等式相似的等式来表达更高的QAM解复用规则。
在下文中，在图40图示中图示的更高的QAM解复用规则与参考图34(b)的上面的描述相似，不同之处在于ci(ηMOD-1)＝bi((i+ηMOD-1)％ηMOD)，并且因此将会省略其具体的描述。根据本实施例的比特解复用器可以基于图40的等式执行图34(a)的操作。
在特定条件下不可以操作根据本实施例的比特解复用器。根据调制阶数或者编码方案可以改变特定的条件。具体地，特定的条件可以对应于应用SSD编码方案的QPSK的情况或者调制阶数是QPSK的情况。当比特解复用器不被操作时，比特可以被直接地映射到QAM符号。
图41图示根据本发明的实施例的广播信号接收装置的比特解交织器。具体地，图41中图示的比特解交织器可以执行与根据本发明的实施例的比特交织器的上述操作的逆操作相对应的操作。
当调制阶数是QPSK并且包括基于SSD编码处理的PLS数据的广播信号没有被接收时，根据本实施例的广播信号接收装置可以执行解码参考图36描述的PLS数据的操作。因此，仅当调制阶数是QPSK并且根据本实施例的广播信号接收装置接收包括基于SSD编码处理的PLS数据的广播信号时，图41中图示的比特解交织器可以操作。
当调制阶数是QPSK并且包括基于SSD编码处理的PLS数据的广播信号没有被接收时，根据本实施例的比特解交织器可以基于如在图41中所图示的LLR解码的维度不同地操作。
图41(a)图示与根据本实施例的比特解交织器执行2D-LLR解码的情况相对应的配置和2D-QPSK解映射器的输出比特的等式。图41(a)中图示的比特解交织器可以在接收到经历参考图33(a)和图39描述的比特交织操作的PLS数据之后操作，并且使用2D-LLR解映射器(或者2D-LLR QPSK解映射器)获取最大的解码能力。在这样的情况下，根据本实施例的比特解交织器可以包括延迟线块、循环移位块、2D-QPSK解映射器以及缩短/穿孔的FEC解码器块。在下文中，将会给出各个块的具体数据处理操作的描述。
根据本实施例的比特解交织器可以对包括输入PLS数据的QPSK符号执行与参考图33(a)和图39描述的循环移位存储器的逆操作相对应的操作。
因此，包括PLS数据的QPSK符号可以被输入到延迟线块和循环移位块中的每一个。其后，延迟线块可以输出与I分量相对应的值，并且循环移位块可以输出与Q分量相对应的值。其后，2D-QPSK解映射器将I和Q分量的值应用于图41(a)的底部处的等式，从而输出LLR(bi)。
被包括在用于获得LLR(bi)的等式的参数具有如下的意义。
Ix和Qx表示各个QPSK符号的I和Q分量，并且ρI和ρQ中的每一个表示I和Q的幅度-衰落因子。
图41(b)图示与根据本实施例的比特解交织器执行1D-LLR解码的情况相对应的配置。在这样的情况下，根据本实施例的比特解交织器可以包括1D-QPSK解映射器、延迟线块、循环移位块以及缩短的/穿孔的FEC解码器块。在这样的情况下，包括PLS数据的QPSK符号可以首先被输入到1D-QPSK解映射器。根据本实施例的1D-QPSK解映射器可以基于指示实部和循环移位的虚部被重复的信息软组合LLR值。因此，当根据本实施例的比特解交织器基于1D-QPSK解映射方案操作时，不需要使用如图41(a)中所图示的用于输出当使用2D-QPSK解映射器时所必需的特定的LLR(bi)的等式。因此，能够期待根据本发明的广播信号接收装置的较低的复杂度。
在被包括在图41(b)中的比特解交织器中的特定块当中从上面的描述排除的块的特定操作可以与图41(a)的比特解交织器中的包括的具有相同的名称的特定块的操作相同。
图42示出指示根据本发明的实施例的广播信号发送装置的比特解复用器的操作的等式。
具体地，图42示出指示参考图34描述的比特解复用器的操作的另一等式。可以基于在图42中示出的等式执行参考图34(a)描述的比特解复用器的操作。等式的参数的具体定义与参考图34的上面的描述相似。
参考图34和图42描述的根据本实施例的比特解复用器的操作具有如下的效果和特性。
根据本发明的实施例的PLS数据的LDPC输出具有根据信令数据的数量可以变化的可靠性，并且因此根据固定的规则执行的现有的比特解复用方案是不合适的。根据固定的规则执行的现有的比特解复用方案可以是基于如在诸如DVB-T、DVB-NGH等等的标准中的预先确定的表或者参数值将数据流解复用成子流的方案。
根据本实施例的信令数据的数量可以根据服务提供商的服务提供环境变化。在这一点上，根据本实施例的广播信号发送装置可以通过使用上述比特解复用方案处理可变信令数据来提供恒定的SNR-阈值。在根据本实施例的比特解复用方案中，不需要根据调制阶数单独地定义缩短/穿孔阶数。因此，根据本实施例的广播信号发送装置可以基于与调制阶数无关地定义的相同的缩短/穿孔阶数执行比特解复用。
图43示出当根据本发明的实施例的PLS数据信令被执行时可适用的ModCod组合。
基于下面要描述的保护等级可以执行参考图30至图32描述的根据本发明的实施例的PLS数据信令保护。根据基于服务数据或者信令数据的吞吐量归类的ModCod值可以执行下面要描述的根据本实施例的PLS数据信令保护。根据本发明的实施例的类别可以被称为模式或者信息模式。
在保护等级(或者鲁棒性)和效率之间存在折衷。换言之，随着保护等级增加，冗余增加，并且因此数据吞吐量可能减少。
因此，当基于LDPC编码方案执行信令保护时，适当地调节保护等级是重要的。
图43(a)是示出当LDPC码的长度是64k时可适用的ModCod组合的表。
在表中，行指示码率并且列指示调制值。码率由x/15表示，其中x可以具有2到13的值中的任意一个。调制值可以对应于2、4、6、8、10以及12中的任意一个。图43(b)的表示出根据各个码率和各个调制值的组合的数据吞吐量。
图43(b)是示出当LDPC码的长度是16k时可适用的ModCod组合的表。
表具有与图43(a)的表相同的结构，并且调制值可以对应于2、4、6以及8中的任意一个。
如在前面所描述的，在图43(a)和43(b)中示出的表的结果值指示根据ModCod组合的数据吞吐量。当LDPC码的长度是64k时有效的ModCod组合的数目是46，并且当LDPC码的长度是16k时有效的ModCod组合的数目是27。
因此，根据本实施例的广播信号发送装置可以通过基于图43的表根据特定的规则分类73个有效的ModCod组合来处理信令数据。当以这样的方式执行信令保护时，能够期待在鲁棒性和效率方面的更进一步增强的性能。
图44至图46是根据数据吞吐量分类和示出数据的表。具体地，在图44至图46中，基于在图43的上述表中示出的数据吞吐量分类可适用的ModCod组合。在图44至图46中示出的数据吞吐量与包括BCH操作(具有BCH或者w/BCH)的情况和不包括BCH操作(不具有BCH或者w/o BCH)的情况中的每一个有关。
在图44至图46的顶部处示出LDPC码的长度、调制阶数(Mod)、码率(CR的分子)、SNR(FER＝10^-4,AWGN)、SNR(FER＝10^-4,Ray)、以及根据是否包括BCH操作的数据吞吐量(吞吐量(w/BCH)、吞吐量(w/o BCH))。
数据总共可以被分类成五种，其中包括数据吞吐量大于0并且小于或者等于1的间隔(类别1)、数据吞吐量大于1并且小于或者等于2的间隔(类别2)、数据吞吐量大于2并且小于或者等于3.5的间隔(类别3)、数据吞吐量大于3.5并且小于或者等于5.5的间隔(类别4)以及数据吞吐量大于5.5的间隔(类别5)。
设计者可以改变分类的类别的数目和分类类别的准则。根据本发明的实施例，分类的类别的数目可以是7，并且分类类别的准则可以是LDPC码的信息长度。
图47是示出根据本发明的实施例的各个类别的BICM ModCod性能的表。
具体地，图47是基于在图44至图46中示出的表的结果值获得的表。在图47的左侧上的数据-BICM ModCod性能示出各个类别的最大容量(或者最大数据吞吐量)、最小AWGN值以及最小瑞利值。在图47的右侧上的信令ModCod示出被应用于各个类别的ModCod值。
图48是示出根据本发明的实施例的各个类别的BICM ModCod的表。具体地，图48对应于图47的另一示例并且提出当针对各个特定类别目标性能变化时更加合适的ModCod组合。
基于数据吞吐量可以将数据分类成六种类别。在这样的情况下，当与数据被分类成五种类别的情况相比较时间隔可以更加均匀。在图48的右侧上的信令ModCod示出当在类别1和类别2中主要针对数据的鲁棒性并且在类别3至类别6中主要针对数据传输(高容量)时可适用于各个类别的ModCod值。
图49是图示基于ModCod信息操作的根据本发明的实施例的广播信号发送装置和广播信号接收装置的概念图。
具体地，根据本实施例的广播信号发送装置和广播信号接收装置可以具有与图30的广播信号发送装置和图36的广播信号接收装置的相同的配置。
根据本实施例的广播信号发送装置可以发送类别值作为信令数据的等级(或者类别)信息。信令数据的等级信息可以被发送，使得对于类别1发送“000”，对于类别2发送“001”，对于类别3发送“010”，对于类别4发送“011”，并且对于类别5发送“100”。在这样的情况下，根据本实施例的广播信号接收装置可以通过解码数据的等级信息来获取关于相对应的类别的信息。根据本实施例的广播信号接收装置可以通过基于数据的类别信息获取ModCod信息来执行FEC解码。
可替选地，根据本实施例的广播信号发送装置可以通过包括ModCod值作为信令信息中的信息来发送数据的等级(或者类别)信息。根据本实施例的广播信号发送装置可以在将数据分类成类别之后确定ModCod值。例如，在码率值当中，3/15LDPC可以作为Code_type＝“00”被用信号发送并且6/15LDPC可以作为Code_type＝“01”被用信号发送。在BPSK中调制值可以作为“000”被用信号发送，在QPSK中调制值可以作为“001”被用信号发送，在16QAM中调制值可以作为“010”被用信号发送，在64QAM中调制值可以作为“011”被用信号发送，以及在256QAM中调制值可以作为“100”被用信号发送。
因此，如果当根据本实施例的广播信号发送装置基于图48的表执行信令时信令数据被分类为类别3，则Code_type＝“01”和Mod_type＝“001”可以被用信号发送。在这样的情况下，根据本实施例的广播信号接收装置可以通过获取Code_type和Mod_type的信息来解码信令数据。
根据本实施例的广播信号发送装置可以通过任意地改变数据的类别来执行信令以增强鲁棒性。例如，数据吞吐量(容量)是7.2的数据对应于类别5。在这样的情况下，根据本实施例的广播信号发送装置可以基于图47的表确定ModCod值为6/15-LDPC和256QAM。然而，根据本实施例的广播信号传输发送可以将ModCod值确定为与类别4相对应的6/15-LDPC和64QAM以增强数据的鲁棒性。
根据本实施例的广播信号发送装置可以包括上述的ModCod值或者类别值作为PLS或者引导中的信令信息并且发送该值。另外，根据本实施例的广播信号发送装置可以基于为各个类别确定的ModCod值保护信令信息。根据本实施例的广播信号接收装置可以基于引导、PLS、被包括在L1信令数据中的ModCod值、或者类别信息执行信令解码。
根据本发明的实施例的PLS、PLS1以及PLS2的名称可以分别被改变为L1信令数据、L1静态数据(或者L1前数据)以及L1动态数据(或者L1后数据)。
图50图示根据本发明的实施例的广播信号接收装置的L1信令数据的解码块的配置。
图50对应于参考图36描述的根据本发明的实施例的广播信号接收装置的PLS数据解码块的另一示例。因此，将会省略在图50示出的块当中与图36的块重叠的块的操作的详细描述。
根据本实施例的L1信令数据的解码块可以包括信元解映射器、比特解交织器、LLR合并块、无限(Inf)LLR插入块、零LLR填充块、奇偶去置换块、LDPC解码块、零去除块、BCH解码块、解扰块以及数据合并块。设计者可以省略或者添加可以被包括在根据本实施例的L1信令数据的解码块中的子块。
根据本实施例的信元解映射器可以解映射被包括在信号帧中的L1信令数据信元。L1信令数据信元可以包括L1静态信元和L1动态信元。根据本实施例的L1信令数据解码可以被应用于L1静态数据和L1动态数据中的每一个。在这样的情况下，相同的解码过程可以被应用，除了数据合并块之外。L1动态数据可以在发送端处被分割成多个FEC块，并且然后被FEC编码并发送。因此，根据本实施例的数据合并块可以仅合并L1动态数据。
其后，星座解映射器可以接收从信元解映射器输出的信元，并且基于各个信元的星座将信元解映射到比特。其后，星座解映射器可以以LLR的形式输出比特。比特解交织器可以执行上述L1比特交织器的逆操作。换言之，根据本实施例的比特解交织器可以使用FEC块作为单位来对齐比特。
当在发射机中重复模式被应用于L1信令数据的保护时，LLR合并块可以将被重复地发送的L1信令比特的LLR合并在FEC块中。根据本实施例的重复模式可以指示通过被重复地包括在相同的信号帧或者不同的信号帧中来发送L1数据。可替选地，根据本实施例的重复模式可以指示L1数据的一些奇偶校验比特被重叠和发送。两种情况旨在当发送信号帧时增强鲁棒性。Inf LLR插入块可以将LLR分配给在L1编码过程中被缩短的比特当中的具有可靠性高的比特。尽管在LDPC编码过程中缩短的比特实际上没有被接收机接收，但是比特对应于对于接收器已知的数据为0值。因此，如在前面所描述的，具有可靠的LLR的比特可以被分配给信息部分。另一方面，在LDPC编码之后不发送LDPC穿孔比特，并且因此零LLR填充块可以将零LLR插入到奇偶校验比特的位置以指示相对应的比特不能够被确定为是0或者1。奇偶去置换块可以执行与L1奇偶置换的逆操作相对应的操作。奇偶去置换块可以输出与LDPC码字的长度相对应的LLR。其后，LDCP解码块可以执行与LDPC码字的长度相对应的LLR的LDPC解码从而以比特输出LDPC信息部分。
其后，零去除块可以去除与L1零插入间隔相对应的零比特。其后，L1信令数据可以被BCH解码和解扰。
当L1信令数据被解码时必需的信息可以被固定成系统参数。当L1信令数据被解码时必需的信息的示例可以包括与被应用于L1信令数据的星座有关的信息、与重复模式有关的信息、L1信令数据的长度信息以及与穿孔的LDPC奇偶校验比特的数目有关的信息。另外，在使用异构系统的广播网络中，可以通过被包括在前导或者引导中来发送解码L1信令数据所必需的信息。
图51是图示根据本发明的实施例的发送广播信号的方法的流程图。
在S51000中，根据本发明的实施例的广播信号发射装置可以解码发送至少一个广播服务组件的数据(或者服务数据)。如在前面所描述的，可以针对与数据相对应的各个DP处理根据本实施例的数据。可以通过比特交织的编码&调制块1010编码数据。
在S51010中，根据本实施例的广播信号发送装置可以编码信令数据(可以被称为物理信令数据或者PLS)。如在前面所描述的，根据本实施例的信令数据可以包括L1静态数据和L1动态数据。
如在前面所描述的，根据本发明的实施例的PLS、PLS1以及PLS2可以分别被称为信令数据(或者L1信令数据)、L1静态数据(或者L1前数据)或者L1动态数据(或者L1后数据)。
根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以将L1动态数据划分成M个块以将L1动态数据编码成具有N的恒定大小的码字。其后，根据本实施例的广播信号发送装置可以对各个块进行BCH编码，对各个BCH编码的块执行零填充，将奇偶校验比特附接到零填充的块的后面，并且对奇偶校验比特穿孔，从而输出FEC块。
具体地，根据本实施例的广播信号发送装置可以在零填充时根据确定的零填充顺序次序将零填充比特依次地插入到各个块。其后，根据本实施例的广播信号发送装置可以基于零填充顺序次序置换零填充的块。其后，根据本实施例的广播信号发送装置可以通过将奇偶校验比特附接到置换的块的后面来执行LDPC编码，并且执行奇偶校验比特交织。其后，根据本实施例的广播信号发送装置可以删除插入的零填充比特。根据本实施例的广播信号发送装置可以根据L1信令数据的大小被划分成多个类别。根据本实施例的广播信号发送装置可以基于根据划分的类别确定的ModCod和调制值来编码L1信令数据。
根据本实施例的广播信号发送装置可以单独地处理(或者编码)PLS1和PLS2。具体地，根据本实施例的广播信号发送装置可以在分割PLS2之前插入填充数据。另外，被包括在LDPC编码的PLS2中的一些奇偶校验比特可以被穿孔。
其后，根据本实施例的广播信号发送装置可以在穿孔之后基于置换顺序置换被包括在PLS2中的LDPC奇偶校验比特。根据本实施例的广播信号发送装置可以使用基于LDPC码率确定的置换顺序。
其后，根据本实施例的广播信号发送装置可以通过将所选择的奇偶校验比特插入到PLS2中来选择穿孔的奇偶校验比特中的一些以发送所选择的奇偶校验比特。在这样的情况下，所选择的奇偶校验比特可以被称为附加的奇偶校验比特。PLS1可以包括关于是否附加的奇偶校验比特被包括在PLS2中的信息。附加的奇偶校验比特可以有助于广播信号接收装置的解码性能的增强。
可以通过根据本实施例的广播信号发送装置的PLS FEC编码器6000编码信令数据。
其后，在S51020中，根据本实施例的广播信号发送装置可以创建至少一个信号帧。根据本实施例的信号帧可以包括信令数据和服务数据。可以通过帧构建块1020创建信号帧。
其后，在S51030中，根据本实施例的广播信号发送装置可以使用OFDM方案调制至少一个创建的信号帧。可以通过波形生成模块1300执行信号帧的OFDM调制。
其后，在S51040中，根据本实施例的广播信号发送装置可以发送携带至少一个创建的和调制的信号帧的至少一个广播信号。
图52是图示根据本发明的实施例的接收广播信号的方法的流程图。
图52对应于参考图51描述的发送广播信号的方法的逆过程。
在S52000中，根据本发明的实施例的广播信号接收装置可以接收至少一个广播信号。根据本实施例的广播信号包括至少一个信号帧，并且各个信号帧可以包括信令数据和服务数据。
在S52010中，根据本实施例的广播信号接收装置可以使用OFDM方案解调至少一个接收到的广播信号。可以通过同步&解调模块9000解调广播信号。
其后，在S52020中，根据本实施例的广播信号接收装置可以根据参考图28在上面描述的PLS FEC编码器6000的操作的相反顺序操作。具体地，根据本实施例的广播信号接收装置可以对被包括在信号帧中的PLS传输比特进行LDPC解码，并且然后对这些比特进行BCH解码。当根据本实施例的广播信号接收装置对经历上述PLS编码方案的信令数据进行BCH解码时，广播信号接收装置可以仅对排除零填充比特的信令数据进行BCH解码。根据本发明的实施例的广播信号发送装置可以根据L1信令数据的大小被划分成多个类别。根据本实施例的广播信号发送装置可以基于根据划分的类别确定的ModCod和调制值来编码L1信令数据。
根据本实施例的广播信号接收装置可以单独地处理(或者解码)PLS1和PLS2。具体地，根据本实施例的广播信号接收装置可以删除被包括在PLS2中的填充数据。另外，广播信号接收装置可以在LDPC解码时恢复被包括在PLS2中的穿孔的奇偶校验比特。在这样的情况下，插入的填充数据和穿孔的奇偶校验比特可以具有通过上述方法或者等式在发送端确定的大小。因此，根据本实施例的广播信号接收装置可以基于上述方法或者等式反向获得填充数据和穿孔的奇偶校验比特，或者使用填充数据和穿孔的奇偶校验比特作为已知的数据。
如在前面所描述的，PLS2可以包括附加的奇偶校验比特，并且PLS1可以包括关于是否附加的奇偶校验比特存在的信息。另外，当广播信号接收装置执行解码时上述置换顺序可以被用作已知的数据。
通过信令解码模块9040可以执行PLS解码。
其后，在S52020中，根据本实施例的广播信号接收装置可以将至少一个信号帧与解调的广播信号分离。可以通过帧解析模块9010分离信号帧。
其后，在S52040中，根据本实施例的广播信号接收装置可以解码携带至少一个广播服务组件的服务数据。可以通过解映射&解码模块9020解码数据。
本领域技术人员将会理解，在不脱离本发明的精神或者范围的情况下能够在本发明中进行各种修改和变化。因此，本发明意在覆盖本发明的修改和变化，只要它们落在所附权利要求及其等同物的范围内。
在本说明书中提及装置和方法发明两者，并且装置和方法发明两者的描述可以互补地适用于彼此。
发明的模式
在此描述各种实施例。
[工业实用性]
在广播信号领域中使用本发明。
本领域的技术人员将会理解，在不脱离本发明的精神或者范围的情况下能够在本发明中进行各种修改和变化。
Claims (6)
1.一种用于发送广播信号的方法，所述方法包括：
低密度奇偶校验LDPC编码(5000)服务数据；
基于类别模式，Bose-Chaudhuri-Hocquenghem BCH编码(6000)信令数据；
基于所述类别模式，低密度奇偶校验LDPC编码(6000)所述信令数据；
基于所述类别模式置换所述信令数据的奇偶校验比特；
构建(7010)包括所述服务数据和所述信令数据的信号帧；
通过正交频分复用OFDM方案调制(8020)所述信号帧；以及
发送包括所述信号帧的所述广播信号，
基于LDPC码率和调制类型确定所述类别模式，并在所述信号帧中携带所述类别模式；
所述类别模式包括所述LDPC码率为6/15并且所述调制类型为正交相移键控QPSK。
2.根据权利要求1所述的方法，所述方法进一步包括：
块交织LDPC编码的信令数据；以及
基于调制阶数对块交织的信令数据进行循环移位。
3.一种用于发送广播信号的设备，所述设备包括：
编码器(5000)，所述编码器(5000)低密度奇偶校验LDPC编码服务数据；
编码器(6000)，所述编码器(6000)基于类别模式Bose-Chaudhuri-Hocquenghem BCH编码信令数据；
编码器(6000)，所述编码器(6000)基于所述类别模式低密度奇偶校验LDPC编码所述信令数据；
置换器，所述置换器基于所述类别模式置换所述信令数据的奇偶校验比特；
帧构建器(7010)，所述帧构建器(7010)构建包括所述服务数据和所述信令数据的信号帧；
调制器(8020)，所述调制器(8020)通过正交频分复用OFDM方案调制所述信号帧；以及
发射器，所述发射器发送包括所述信号帧的所述广播信号，
基于LDPC码率和调制类型确定所述类别模式，并在所述信号帧中携带所述类别模式；
所述类别模式包括所述LDPC码率为6/15并且所述调制类型为正交相移键控QPSK。
4.根据权利要求3所述的设备，所述设备进一步包括：
块交织器，所述块交织器块交织LDPC编码的信令数据；以及
解复用器，所述解复用器基于调制阶数对块交织的信令数据进行循环移位。
5.一种用于接收广播信号的方法，所述方法包括：
接收包括信号帧的广播信号，所述信号帧包括服务数据和信令数据；
通过正交频分复用OFDM方案解调所述信号帧；以及
解析所述信号帧；
基于类别模式置换所述信令数据的奇偶校验比特；
基于所述类别模式低密度奇偶校验LDPC解码所述信令数据；
基于所述类别模式Bose-Chaudhuri-Hocquenghem BCH解码所述信令数据；
基于LDPC码率和调制类型确定所述类别模式，并在所述信号帧中携带所述类别模式；
所述类别模式包括所述LDPC码率为6/15并且所述调制类型为正交相移键控QPSK。
6.一种用于接收广播信号的设备，所述设备包括：
接收器，所述接收器被配置为接收包括信号帧的广播信号，所述信号帧包括服务数据和信令数据；
解调器，所述解调器被配置为通过正交频分复用OFDM方案解调所述信号帧；以及
解析器，所述解析器被配置为解析所述信号帧；
置换器，所述置换器被配置为基于类别模式置换所述信令数据的奇偶校验比特；
低密度奇偶校验LDPC解码器，所述低密度奇偶校验LDPC解码器被配置为基于所述类别模式解码所述信令数据；
Bose-Chaudhuri-Hocquenghem BCH解码器，所述Bose-Chaudhuri-Hocquenghem BCH解码器被配置为基于所述类别模式解码所述信令数据；
基于LDPC码率和调制类型确定所述类别模式，并在所述信号帧中携带所述类别模式；
所述类别模式包括所述LDPC码率为6/15并且所述调制类型为正交相移键控QPSK。
Applications Claiming Priority (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US201462097565P | 2014-12-29 | 2014-12-29 | |
| US62/097,565 | 2014-12-29 | ||
| US201562110597P | 2015-02-01 | 2015-02-01 | |
| US62/110,597 | 2015-02-01 | ||
| US201562113504P | 2015-02-08 | 2015-02-08 | |
| US62/113,504 | 2015-02-08 | ||
| US201562114559P | 2015-02-10 | 2015-02-10 | |
| US62/114,559 | 2015-02-10 | ||
| CN201580071684.7A CN107113093B (zh) | 2014-12-29 | 2015-07-09 | 广播信号发送设备和方法以及广播信号接收设备和方法 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201580071684.7A Division CN107113093B (zh) | 2014-12-29 | 2015-07-09 | 广播信号发送设备和方法以及广播信号接收设备和方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN111934691A true CN111934691A (zh) | 2020-11-13 |
Family
ID=56165568
Family Applications (4)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202010320830.8A Expired - Fee Related CN111600728B (zh) | 2014-12-29 | 2015-07-09 | 广播信号接收装置以及广播信号接收方法 |
| CN202010661339.1A Withdrawn CN111934691A (zh) | 2014-12-29 | 2015-07-09 | 广播信号发送设备和方法以及广播信号接收设备和方法 |
| CN201580071684.7A Expired - Fee Related CN107113093B (zh) | 2014-12-29 | 2015-07-09 | 广播信号发送设备和方法以及广播信号接收设备和方法 |
| CN201580071831.0A Expired - Fee Related CN107113095B (zh) | 2014-12-29 | 2015-07-09 | 广播信号接收装置以及广播信号接收方法 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202010320830.8A Expired - Fee Related CN111600728B (zh) | 2014-12-29 | 2015-07-09 | 广播信号接收装置以及广播信号接收方法 |
Family Applications After (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201580071684.7A Expired - Fee Related CN107113093B (zh) | 2014-12-29 | 2015-07-09 | 广播信号发送设备和方法以及广播信号接收设备和方法 |
| CN201580071831.0A Expired - Fee Related CN107113095B (zh) | 2014-12-29 | 2015-07-09 | 广播信号接收装置以及广播信号接收方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (3) | US10090966B2 (zh) |
| EP (2) | EP3242429A4 (zh) |
| KR (2) | KR102024611B1 (zh) |
| CN (4) | CN111600728B (zh) |
| TW (1) | TWI583150B (zh) |
| WO (2) | WO2016108373A1 (zh) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102687476B (zh) | 2009-06-26 | 2017-06-30 | 普拉斯N有限责任公司 | 用于控制组合无线信号的系统和方法 |
| KR101830743B1 (ko) * | 2013-11-25 | 2018-04-04 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 송신 장치, 방송 신호 수신 장치, 방송 신호 송신 방법 및 방송 신호 수신 방법 |
| US20160212626A1 (en) * | 2015-01-19 | 2016-07-21 | Sinclair Broadcast Group, Inc. | Next generation broadcast platform radio frame extensibility broadcast/unicast tdd in intelligent heterogeneous networks |
| CA3065394C (en) | 2015-03-06 | 2022-05-17 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Broadcast signal frame generating apparatus and broadcast signal frame generating method using bootstrap and preamble |
| US9847794B2 (en) * | 2015-05-19 | 2017-12-19 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Transmitting apparatus and interleaving method thereof |
| JP6897205B2 (ja) * | 2017-02-20 | 2021-06-30 | ソニーグループ株式会社 | 送信装置、送信方法、受信装置、及び、受信方法 |
| WO2019114842A1 (zh) * | 2017-12-14 | 2019-06-20 | 北京中科寒武纪科技有限公司 | 一种集成电路芯片装置 |
| KR101967299B1 (ko) * | 2017-12-19 | 2019-04-09 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호를 수신하는 차량용 수신 장치 및 방송 신호를 수신하는 차량용 수신 방법 |
| US10439683B1 (en) * | 2018-06-13 | 2019-10-08 | Sinclair Broadcast Group, Inc. | Broadcast relaying via single-channel transmission |
| CN110830122B (zh) * | 2018-08-09 | 2021-02-23 | 中国科学院半导体研究所 | 基于微波光子技术的射频相位编码信号产生装置及方法 |
| CN110944350B (zh) * | 2018-09-21 | 2021-11-30 | 展讯通信（上海）有限公司 | 拥塞控制系数获取方法及用户终端、计算机可读存储介质 |
| CN113572481B (zh) * | 2021-05-26 | 2023-09-29 | 西安空间无线电技术研究所 | 一种基于fpga的高速码率兼容dvb-s2的ldpc编码器及编码方法 |
Citations (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101127531A (zh) * | 2006-07-25 | 2008-02-20 | 北京凌讯华业科技有限公司 | 基于ldpc码的tds-ofdm通信系统中的多码率ldpc编码 |
| KR20110117686A (ko) * | 2009-02-12 | 2011-10-27 | 엘지전자 주식회사 | 신호 송수신 장치 및 방법 |
| CN102694764A (zh) * | 2011-08-17 | 2012-09-26 | 国家广播电影电视总局广播科学研究院 | 数字音频广播系统中的数字音频信号发送和接收方法和装置 |
| US20130219431A1 (en) * | 2010-09-14 | 2013-08-22 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting broadcasting signal, apparatus for receiving broadcasting signal, and method for transmitting/receiving broadcasting signal through apparatus for transmitting/receiving broadcasting signal |
| KR101309615B1 (ko) * | 2009-12-01 | 2013-09-23 | 한국전자통신연구원 | 소스-채널 결합 부호화 방법 및 이를 적용한 위성 방송 시스템 |
| US20140219389A1 (en) * | 2011-09-08 | 2014-08-07 | Yutaka Murakami | Signal generating method and signal generating apparatus |
| US20140294002A1 (en) * | 2013-01-17 | 2014-10-02 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitiing broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitiing broadcast signals and method for receiving broadcast signals |
| US20140314177A1 (en) * | 2013-04-21 | 2014-10-23 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals |
Family Cites Families (34)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09298721A (ja) * | 1996-05-02 | 1997-11-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 放送信号伝送方法，および受信装置 |
| US7170849B1 (en) * | 2001-03-19 | 2007-01-30 | Cisco Systems Wireless Networking (Australia) Pty Limited | Interleaver, deinterleaver, interleaving method, and deinterleaving method for OFDM data |
| US8208499B2 (en) * | 2003-06-13 | 2012-06-26 | Dtvg Licensing, Inc. | Framing structure for digital broadcasting and interactive services |
| GB2419788B (en) | 2004-11-01 | 2007-10-31 | Toshiba Res Europ Ltd | Interleaver and de-interleaver systems |
| JP2010508789A (ja) * | 2006-11-01 | 2010-03-18 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 直交無線通信システムにおけるセルサーチの参照信号設計 |
| KR101351022B1 (ko) * | 2007-03-05 | 2014-01-13 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 송수신 방법 및 방송 신호 수신 장치 |
| KR101328946B1 (ko) * | 2007-03-26 | 2013-11-13 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 송수신 방법 및 방송 신호 수신 장치 |
| KR101405970B1 (ko) | 2007-06-28 | 2014-06-12 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 방송 시스템 및 데이터 처리 방법 |
| KR101405967B1 (ko) * | 2007-06-28 | 2014-06-12 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 방송 시스템 및 데이터 처리 방법 |
| KR101405969B1 (ko) * | 2007-06-28 | 2014-06-13 | 엘지전자 주식회사 | 디지털 방송 시스템 및 데이터 처리 방법 |
| CN101803290A (zh) * | 2007-08-15 | 2010-08-11 | 迈凌有限公司 | 用于保存块交织编码信号的去交织疑符信息的方法和装置 |
| RU2431237C1 (ru) * | 2007-08-30 | 2011-10-10 | ЭлДжи ЭЛЕКТРОНИКС ИНК. | Устройство для передачи и приема и способ передачи и приема сигнала |
| ES2431337T3 (es) * | 2008-06-04 | 2013-11-26 | Sony Corporation | Nueva estructura de trama para sistemas de múltiples portadoras |
| WO2010047451A1 (en) * | 2008-10-21 | 2010-04-29 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal |
| WO2010071272A1 (en) * | 2008-12-15 | 2010-06-24 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal |
| KR101570351B1 (ko) * | 2009-01-07 | 2015-11-19 | 엘지전자 주식회사 | 신호 송신 방법 |
| WO2010085024A1 (en) * | 2009-01-22 | 2010-07-29 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal |
| US8670494B2 (en) | 2009-03-03 | 2014-03-11 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting and receiving a signal and method of transmitting and receiving a signal |
| US8559372B2 (en) * | 2009-12-28 | 2013-10-15 | Lg Electronics Inc. | Digital broadcasting system and method for transmitting and receiving digital broadcast signal |
| WO2011105752A2 (ko) * | 2010-02-23 | 2011-09-01 | 엘지전자 주식회사 | 방송 신호 송/수신기 및 방송 신호 송/수신 방법 |
| CA2819405C (en) * | 2010-02-23 | 2017-06-27 | Lg Electronics Inc. | Broadcasting signal transmission device, broadcasting signal reception device, and method for transmitting/receiving broadcasting signal using same |
| TWI581578B (zh) * | 2010-02-26 | 2017-05-01 | 新力股份有限公司 | 編碼器及提供遞增冗餘之編碼方法 |
| KR101117966B1 (ko) | 2010-03-09 | 2012-02-15 | 김대영 | 모바일 통지 시스템 |
| KR20110117888A (ko) | 2010-04-22 | 2011-10-28 | 동우 화인켐 주식회사 | 단파장 광원용 착색 감광성 수지 조성물, 이를 이용한 패턴 형성 방법, 이를 이용하여 제조된 컬러 필터 및 상기 컬러 필터를 구비한 액정표시장치 및 촬상소자 |
| EP2566156A4 (en) * | 2010-04-28 | 2015-04-29 | Lg Electronics Inc | BROADCAST TRANSMITTER, BROADCAST RECEIVER AND METHOD FOR SENDING AND RECEIVING BROADCAST SIGNALS WITH DEVICES FOR TRANSMITTING AND RECEIVING BROADCAST SIGNALS |
| US9348691B2 (en) * | 2010-09-14 | 2016-05-24 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting broadcast signal, apparatus for receiving broadcast signal, and method for transmitting/receiving broadcast signal through apparatus for transmitting/receiving broadcasting signal |
| KR20130050518A (ko) * | 2011-11-08 | 2013-05-16 | 삼성전자주식회사 | 방송송수신장치 및 그 제어방법 |
| US9369325B2 (en) * | 2013-01-17 | 2016-06-14 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals |
| KR102104937B1 (ko) * | 2013-06-14 | 2020-04-27 | 삼성전자주식회사 | Ldpc 부호의 부호화 장치, 그의 부호화 방법, 복호화 장치 및 그의 복호화 방법 |
| US9553610B2 (en) * | 2013-09-11 | 2017-01-24 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Transmitter, receiver, and signal processing method thereof |
| WO2015041482A1 (en) | 2013-09-18 | 2015-03-26 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Transmitting apparatus and puncturing method thereof |
| JP6204607B2 (ja) | 2013-11-25 | 2017-09-27 | エルジー エレクトロニクス インコーポレイティド | 放送信号送信装置、放送信号受信装置、放送信号送信方法及び放送信号受信方法 |
| US9520898B2 (en) * | 2014-02-13 | 2016-12-13 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Modulator and modulation method using non-uniform 16-symbol signal constellation for low-density parity check codeword having 3/15 code rate |
| US9762354B2 (en) * | 2015-01-27 | 2017-09-12 | Sony Corporation | Signaling methods and apparatus |
-
2015
- 2015-07-09 CN CN202010320830.8A patent/CN111600728B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2015-07-09 EP EP15875468.9A patent/EP3242429A4/en not_active Withdrawn
- 2015-07-09 WO PCT/KR2015/007147 patent/WO2016108373A1/ko active Application Filing
- 2015-07-09 CN CN202010661339.1A patent/CN111934691A/zh not_active Withdrawn
- 2015-07-09 KR KR1020177015968A patent/KR102024611B1/ko active IP Right Grant
- 2015-07-09 KR KR1020177015969A patent/KR102024612B1/ko active IP Right Grant
- 2015-07-09 WO PCT/KR2015/007133 patent/WO2016108372A1/ko active Application Filing
- 2015-07-09 CN CN201580071684.7A patent/CN107113093B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2015-07-09 EP EP15875467.1A patent/EP3242428A4/en not_active Withdrawn
- 2015-07-09 CN CN201580071831.0A patent/CN107113095B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2015-07-14 TW TW104122827A patent/TWI583150B/zh active
- 2015-07-24 US US14/808,754 patent/US10090966B2/en active Active
- 2015-07-24 US US14/808,955 patent/US9729275B2/en active Active
-
2017
- 2017-06-28 US US15/636,230 patent/US10158452B2/en active Active
Patent Citations (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101127531A (zh) * | 2006-07-25 | 2008-02-20 | 北京凌讯华业科技有限公司 | 基于ldpc码的tds-ofdm通信系统中的多码率ldpc编码 |
| KR20110117686A (ko) * | 2009-02-12 | 2011-10-27 | 엘지전자 주식회사 | 신호 송수신 장치 및 방법 |
| CN103634077A (zh) * | 2009-02-12 | 2014-03-12 | Lg电子株式会社 | 发送和接收广播信号的装置及发送和接收广播信号的方法 |
| KR101309615B1 (ko) * | 2009-12-01 | 2013-09-23 | 한국전자통신연구원 | 소스-채널 결합 부호화 방법 및 이를 적용한 위성 방송 시스템 |
| US20130219431A1 (en) * | 2010-09-14 | 2013-08-22 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting broadcasting signal, apparatus for receiving broadcasting signal, and method for transmitting/receiving broadcasting signal through apparatus for transmitting/receiving broadcasting signal |
| CN102694764A (zh) * | 2011-08-17 | 2012-09-26 | 国家广播电影电视总局广播科学研究院 | 数字音频广播系统中的数字音频信号发送和接收方法和装置 |
| US20140219389A1 (en) * | 2011-09-08 | 2014-08-07 | Yutaka Murakami | Signal generating method and signal generating apparatus |
| US20140294002A1 (en) * | 2013-01-17 | 2014-10-02 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitiing broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitiing broadcast signals and method for receiving broadcast signals |
| US20140314177A1 (en) * | 2013-04-21 | 2014-10-23 | Lg Electronics Inc. | Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN111600728A (zh) | 2020-08-28 |
| KR102024611B1 (ko) | 2019-11-04 |
| CN107113095B (zh) | 2020-05-19 |
| WO2016108373A1 (ko) | 2016-07-07 |
| EP3242429A1 (en) | 2017-11-08 |
| CN107113093B (zh) | 2020-08-04 |
| US10158452B2 (en) | 2018-12-18 |
| US9729275B2 (en) | 2017-08-08 |
| EP3242429A4 (en) | 2018-10-03 |
| KR102024612B1 (ko) | 2019-09-24 |
| KR20170088885A (ko) | 2017-08-02 |
| TWI583150B (zh) | 2017-05-11 |
| EP3242428A1 (en) | 2017-11-08 |
| CN107113093A (zh) | 2017-08-29 |
| TW201624949A (zh) | 2016-07-01 |
| WO2016108372A1 (ko) | 2016-07-07 |
| EP3242428A4 (en) | 2018-08-08 |
| CN107113095A (zh) | 2017-08-29 |
| US10090966B2 (en) | 2018-10-02 |
| CN111600728B (zh) | 2022-10-14 |
| US20160191207A1 (en) | 2016-06-30 |
| US20160191204A1 (en) | 2016-06-30 |
| KR20170086552A (ko) | 2017-07-26 |
| US20170302405A1 (en) | 2017-10-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN107113451B (zh) | 广播信号发送装置、广播信号接收装置、广播信号发送方法以及广播信号接收方法 | |
| CN107113448B (zh) | 广播信号接收方法以及广播信号接收装置 | |
| CN107113095B (zh) | 广播信号接收装置以及广播信号接收方法 | |
| CN111263194B (zh) | 广播信号接收装置以及广播信号接收方法 | |
| CN111064549B (zh) | 发送广播信号的装置和方法及接收广播信号的装置和方法 | |
| US9215038B2 (en) | Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals | |
| CN106664436B (zh) | 广播信号发送设备、广播信号接收设备、广播信号发送方法、以及广播信号接收方法 | |
| CN105934951B (zh) | 发送、接收广播信号的装置、方法 | |
| CN111600726B (zh) | 发送广播信号的装置和方法及接收广播信号的装置和方法 | |
| CN107005522B (zh) | 广播信号发送和接收装置和方法 | |
| CN106464433B (zh) | 用于收发广播信号的装置和方法 | |
| CN107431513B (zh) | 广播信号发送设备、广播信号接收设备、广播信号发送方法以及广播信号接收方法 | |
| CN111934816A (zh) | 广播信号发送方法和装置及广播信号接收方法和装置 | |
| CN105993152A (zh) | 发送广播信号的装置、接收广播信号的装置、发送广播信号的方法以及接收广播信号的方法 | |
| CN111786925B (zh) | 广播信号发送装置和方法以及广播信号接收装置和方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| WW01 | Invention patent application withdrawn after publication | ||
| WW01 | Invention patent application withdrawn after publication |
Application publication date: 20201113 |