CN111934578B - 一种基于混合控制的双模光伏逆变器电路系统 - Google Patents

一种基于混合控制的双模光伏逆变器电路系统 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于混合控制的双模光伏逆变器电路，属于电力电子技术领域。该光伏逆变器电路采用Boost电路与全桥电路级联的拓扑架构，通过实时判断直流输入电压与正弦输出电压之间的大小关系，让Boost电路与全桥电路分别工作在工频交流周期内的不同时段，即整个光伏逆变器电路工作在两种不同的模态。这种分时双模工作方式可以减少可观的开关损耗和部分导通损耗，显著提升转换效率和降低散热要求。同时，由于中间直流母线电压的平均值增大，因此对母线电容的容量和尺寸要求都明显降低，从而可以采用小型膜薄电容来替代传统的大尺寸电解电容，不仅提高了光伏逆变器的功率密度，在可靠性和寿命方面也有明显改善。

Description

一种基于混合控制的双模光伏逆变器电路系统
技术领域
本发明涉及一种基于混合控制的双模光伏逆变器电路系统，属于电力电子技术领域。
背景技术
进入21世纪以来，为了更好地应对日益增加的能源需求和保护生态环境，人们越来越多地利用各种可再生能源来替代传统化石燃料。其中，太阳能由于取之不尽的特点，被认为是未来最主要的新能源。根据国际能源署的数据，2018年全球光富新增装机容量83GW，并预测至2023年将达到111GW。但是对电网而言，分布式电源具有不稳定性，往往需要通过高性能电力电子装置接入。
对于太阳能的离网或并网应用，光伏逆变器是系统中的核心部件。受到光照、温度、遮挡物等多重因素的影响，光伏板的输出电压通常变化范围较大。因此，目前较为流行的光伏逆变器往往先将光伏板输出电压通过具有升压功能的电路抬升后再经过后级DC/AC电路完成逆变功能。在这种架构中，前后级电路通常始终同时工作在高频状态，相关开关损耗较高。为了改善这个问题，发展了后级DC/AC电路部分的软开关技术，使得转换效率得以提升，但电路结构变得更加复杂，相应控制难度也显著增加。从控制器设计的角度看，逆光伏变器后级DC/AC部分大多采用PID控制。这种控制策略由于直接采样逆变器输出进行闭环控制，因此对负载扰动有较好的抑制能力。但是，对输入侧扰动的响应通常较慢，原因在于输入侧变动需要传导到输出侧后才能被PID控制器所调节。为了改善输入扰动抑制效果，将单周期控制方法应用于光伏逆变器，使其能在一个周期内完成对输入变化的跟踪，具有极快的输入侧动态响应。然后，由于这种方法本质上属于前馈控制，并没有对输出量进行采样和闭环控制，因此负载调整率较差。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供一种基于混合控制的双模光伏逆变器电路系统，其具体技术方案如下：
一种基于混合控制的双模光伏逆变器电路系统，包括Boost电路和桥式电路相级联的电路拓扑架构，在一个工频交流周期内Boost电路和桥式电路各自分时工作，整个光伏逆变器电路具有双重模态，采用单周期控制和PID控制相结合的混合控制器对光伏逆变器主电路进行控制。
进一步的，所述Boost电路包括输入侧电压Vin，所述输入侧电压Vin正极性端连接一个电感L1，电感L1的另一端连接一个功率二极管D7，同时连接一个可控功率开关管S1，功率二极管D7的另一端连接输出侧电容C1的正极性端，可控功率开关管S1的另一端连接电路参考地，输入侧电压Vin正极性端连接旁路二极管D6的阳极，旁路二极管D6的阴极连接输出侧电容C1的正极性端，输出侧电容C1的负极性端和可控功率开关管S1均连接到输入侧电压Vin负极性端。
进一步的，所述桥式电路包括串联的可控功率开关管S2和可控功率开关管S3、串联的可控功率开关管S4和可控功率开关管S5，所述串联的可控功率开关管S2和可控功率开关管S3、串联的可控功率开关管S4和可控功率开关管S5均并联在输出侧电容C1的两端，所述可控功率开关管S2和可控功率开关管S3之间的连接线连接有电感L2的一端，该端连接有电压Vf采样点，电感L2的另一端连接负载，该端连接电压Vout采样点，同时连接电容C2的一端，所述可控功率开关管S4和可控功率开关管S5的连接线连接到电容C2和负载的另一端。
进一步的，所述可控功率开关管S1、S2、S3、S4、S5依次并联有二极管D1、D2、D3、D4、D5。
进一步的，所述电压Vout经过分压绝对值处理后得到绝对值电压|Vout|，所述绝对值电压|Vout|经过PID补偿，连接到运算放大器1的输出端，得到电压Vc，运算放大器1的输入正极端连接正弦参考波，电压Vc和正弦参考波一起得到电压Ve，理论电压Vf经过单周期控制得到连接到运算放大器4的负极端，电压Ve连接到运算放大器4的正极端，运算放大器4的输出电压经过与门3和与门4运算，输出S2和S4，或者经过各自的反相器处理得到S5和S3，
Vin经过运算放大器2处理输出电压与Vout电压经过过零检测后运算放大器处理后的电压与门2处理，在和与门4运算，输出S4，或者Vin经过运算放大器2处理输出电压与Vout电压经过过零检测后反相器处理后的电压进行与门1处理，然后和与门3连接，或者经过反相器连接与门5，输出S1，
所述电压Ve和Vb经过运算放大器3，所述运算放大器3并联OCC，然后连接到与门5。
进一步的，有源功率器件S1、S2、S3、S4、S5选用硅基MOSFET, 碳化硅MOSFET, 氮化镓MOSFET, 硅基氮化镓MOSFET，硅基IGBT, 智能功率模组(IPM)中一种或多种；
所述无源功率器件D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7选用硅基二极关或 碳化硅二级管。
进一步的，所述Boost电路，从拓扑结构上看，为单独的一路Boost拓扑，或者两路或多路Boost拓扑并联；
Boost电路并联，为输入侧并联，输出侧串联，或者输入侧并联，输出侧也并联。
进一步的，所述桥式电路，包括单桥臂的半桥电路，双桥臂的全桥电路，三桥臂的三相全桥电路；
桥式电路，从拓扑结构上看，为单独的一路桥式拓扑，或者两路或多路桥式拓扑并联；
桥式电路并联为输入侧并联，输出侧串联，或者输入侧并联，输出侧也并联。
进一步的，所述PID控制器的输出与正弦参考波形相乘后作为单周期控制器的参考基准；
单周期控制电路中的复位积分器为单通道复位积分器，或者双通道复位积分器；
PID控制可以简化为PI（比例-积分）控制或P（比例）控制。
进一步的，所述硅基二极管选用肖特基二极管，快恢复二极管，超快恢复二极管或者特快恢复二极管。
本发明的工作原理是：
1.电路结构采用Boost电路与桥式电路相级联的拓扑形式，同时输入电压正极性端与中间母线电压正极性端之间连接旁路二极管。主控管可以采用功率MOSFET，续流管可以采用功率二极管或功率MOSFET。
2.随着功率开关器件技术的快速发展，新型的半导体材料不断得到应用。
为了提升电路的转换效率，增加功率密度，减小电磁发射，本专利中用到的MOSFET使用硅基氮化镓材料。硅基氮化镓MOSFET在保留传统氮化镓功率器件开关频率高，耐高温、耐辐射等优点的情况下，大幅降低了对驱动电路的要求，易于应用。功率二极管采用碳化硅二极管，几乎不存在反向恢复的优势极大地降低了开关损耗和辐射干扰。
3.通过实时比较输入电压和输出电压值的大小，在一个工频交流周期内让Boost电路和桥式电路各自工作在不同时段，大幅减少开关损耗和部分减少导通损耗，使得逆变器效率得以提升。同时由于中间直流母线电压的平均值增加，因此中间母线电容的容量和尺寸得以减小，可以采用小型薄膜电容来替代传统大尺寸的电解电容，大幅提升光伏逆变器的功率密度、可靠性和寿命。
4.在控制策略方面，采用将单周期控制与PID（比例-积分-微分）控制相结合的混合控制方法。所得到的混合控制器既能对输入侧扰动进行极快地抑制，也能对负载的变化进行快速地调整，具有优越的动态品质。
5.使用具有高分辨率、高精度、低延时的ADC模块和PWM模块的微控制器，进行电路中电压、电流、温度等变量的采集。在微控制器中对整个混合控制策略进行实现，不仅能够避免单周期控制中复位电容非理想放电带来的影响，而且可以提升电路元器件的集成度，降低参数温度漂移对光伏逆变器性能的影响。
6．输入电压正端与中间母线电压正端之间的旁路二极管不仅可以在起机时旁路冲击电流，减小其对Boost续流二极管可能带来的损伤，而且在Boost电路停止工作和桥式电路开始工作时可以直接将输入电压引到中间母线上。
本发明的有益效果是：
本发明逆变器电路系统将具有较强输入扰动抑制能力的单周期控制和具有较强负载变化抑制能力的PID控制结合起来，形成一种混合控制器，兼具两者的优点。同时，对Boost电路和桥式电路级联的拓扑架构，通过实时比较输入电压和输出电压的大小，在一个工频交流周期内让Boost电路和桥式电路各自工作在不同时段，大幅减少开关损耗和部分减少导通损耗，使得逆变器效率得以提升。同时由于中间直流母线电压的平均值增加，因此中间母线电容的容量和尺寸得以减小，可以采用小型薄膜电容来替代传统大尺寸的电解电容，大幅提升光伏逆变器的功率密度、可靠性和寿命。
附图说明
图1是本发明的分时工作双模逆变器电路的技术框架图，
图2是本发明的桥式电路示意图，
图3是本发明的单周期控制电路图，
图4是本发明的PID控制电路图。
具体实施方式
现在结合附图对本发明作进一步详细的说明。
如图1所示，本发明的基于混合控制器的分时工作双模光伏逆变器，包括Boost电路和桥式电路相级联的电路拓扑架构，包括在一个工频交流周期内Boost电路和桥式电路（结合图2）各自分时工作，整个光伏逆变器电路具有双重模态，包括采用单周期控制（结合图3）和PID控制（结合图4）相结合的混合控制器对该光伏逆变器主电路进行控制。
本发明通过特定的电路拓扑和控制方法，使得电路的转换效率，功率密度和动态品质均得以提升。
本发明从拓扑结构上看，Boost电路和桥式电路在一个工频交流周期内分别各自工作于不同的时段。大幅降低了整个逆变器电路的开关损耗，部分降低了整个逆变器电路的导通损耗。同时由于中间直流母线电压的平均值增大，所需的中间母线电容容值和尺寸得以大幅减小。可以使用小型薄膜电容代替原来常用的大尺寸电解电容，不仅提升了光伏逆变器的功率密度，也改善了其可靠性和寿命。
本发明专利所述的混合策略，将具有较强输入扰动抑制能力的单周期控制和具有较强负载扰动抑制能力的PID控制结合起来，使得所得到的混合控制器具有较好的动态品质。
如图1所述的技术框架图，由于Boost电路部分和桥式电路部分分时工作，因此误差信号Ve应同时送到两级电路对应的单周期控制器中。
本专利所述的负载实际情况，单周期控制中的积分电容非线形复位问题可通过将单周期控制算法数字化来解决。
如图1所述的技术框架图，该功率二极管可能是快恢复二极管，超快恢复二极管，碳化硅二极管。图1中的可控功率开关管S1，该可控功率开关管可能是硅基MOSFET，碳化硅MOSFET，基于硅基底的氮化镓MOSFET，氮化镓MOSFET。
如图3和4所述的技术框架图，由PID控制器输出的误差信号与正弦包络波形相乘以后得到单周期控制器的参考基准。整个混合控制器具有双重调节自由度。
如图3和4所述的技术框架图，由单周期控制和PID控制结合形成的混合控制器，既能使用分立模拟器件搭建而成，也可以将控制策略数字化，由高性能、高集成度的数字器件实现。
本发明光伏逆变器电路采用Boost电路与全桥电路级联的拓扑架构，通过实时判断直流输入电压与正弦输出电压之间的大小关系，让Boost电路与全桥电路分别工作在工频交流周期内的不同时段，即整个光伏逆变器电路工作在两种不同的模态。这种分时双模工作方式可以减少可观的开关损耗和部分导通损耗，显著提升转换效率和降低散热要求。同时，由于中间直流母线电压的平均值增大，因此对母线电容的容量和尺寸要求都明显降低，从而可以采用小型膜薄电容来替代传统的大尺寸电解电容，不仅提高了光伏逆变器的功率密度，在可靠性和寿命方面也有明显改善。在控制策略方面，采用将单周期控制与PID（比例-积分-微分）控制相结合的混合控制方法。所得到的混合控制器既能对输入侧扰动进行极快地抑制，也能对负载的变化进行快速地调整，具有优越的动态品质。利用高速、高性能的数字控制芯片实现上述混合控制算法，大幅提高电路器件集成度的同时，能够减小温度变化对控制电路器件参数漂移的影响。另外，传统单周期控制中积分器复位时由于积分电容非理想放电导致的控制误差，也能通过应用数字器件得到较好地解决。
以上述依据本发明的理想实施例为启示，通过上述的说明内容，相关工作人员完全可以在不偏离本项发明技术思想的范围内，进行多样的变更以及修改。本项发明的技术性范围并不局限于说明书上的内容，必须要根据权利要求范围来确定其技术性范围。

Claims (5)

1.一种基于混合控制的双模光伏逆变器电路系统，其特征在于：包括Boost电路和桥式电路相级联的电路拓扑架构，在一个工频交流周期内Boost电路和桥式电路各自分时工作，整个光伏逆变器电路具有双重模态，采用单周期控制和PID控制相结合的混合控制器对光伏逆变器主电路进行控制；
所述Boost电路包括输入侧电压Vin，所述输入侧电压Vin正极性端连接一个电感L1的一端，电感L1的另一端连接功率二极管D7正极，同时连接可控功率开关管S1的一个非控制端，功率二极管D7的负极连接输入侧电容C1的正极性端，可控功率开关管S1的另一个非控制端连接电路参考地，输入侧电压Vin正极性端连接旁路二极管D6的阳极，旁路二极管D6的阴极连接输入侧电容C1的正极性端，输入侧电容C1的负极性端和可控功率开关管S1的另一个非控制端均连接到输入侧电压Vin负极性端；
所述桥式电路包括串联的可控功率开关管S2和可控功率开关管S3、串联的可控功率开关管S4和可控功率开关管S5，由可控功率开关管S2和可控功率开关管S3串联构成的串联支路、以及由可控功率开关管S4和可控功率开关管S5串联构成的串联支路均并联在输入侧电容C1的两端，所述可控功率开关管S2和可控功率开关管S3之间串联的连接线与电感L2的一端相连，该端连接有理论电压Vf采样点，电感L2的另一端连接负载的一端，该端为电压Vout采样点，所述可控功率开关管S4和可控功率开关管S5的串联连接线连接到负载的另一端；所述负载与输出侧电容C2并联；
所述电压Vout经过分压绝对值处理后得到绝对值电压|Vout|，所述绝对值电压|Vout|与运算放大器1的反向输入端相连，所述运算放大器1的正向输入端接入正弦参考波，所述运算放大器1的反向输入端通过PID补偿与运算放大器1的输出端相连，所述运算放大器1的输出端输出电压Vc，所述电压Vc与正弦参考波经过反馈处理后得到电压Ve，所述电压Ve接入运算放大器4的的正向输入端，所述运算放大器4的反向输入端接电压Vf，所述运算放大器4的反向输入端通过单周期控制OCC模块一与运算放大器4的输出端相连，所述运算放大器4的输出端与与门4的一个输入端相连，所述运算放大器4的输出端同时与与门3的一个输入端相连，
所述绝对值电压|Vout|与运算放大器2的反向输入端相连，所述运算放大器2的正向输入端接电压Vin，所述运算放大器2的输出端分别与与门1的一个输入端和与门2的一个输入端相连，所述电压Vout经过过零检测后与与门1的另一个输入端相连，同时通过非门与与门2的另一个输入端相连，所述与门2的输出端与与门4的另一个输入端相连，所述与门1的输出端与与门3的另一个输入端相连后通过非门与与门5的一个输入端相连，电压Ve接入运算放大器3的正向输入端，电压Vb接入运算放大器3的反向输入端，所述运算放大器3的反向输入端通过单周期控制OCC模块二与运算放大器3的输出端相连，
所述运算放大器3的输出端与与门5的另一个输入端相连，所述与门5的输出端输出可控功率开关管S1的触发信号，所述与门4的输出端输出可控功率开关管S4的触发信号，所述可控功率开关管S4的触发信号经过非门生成可控功率开关管S5的触发信号，所述与门3的输出端输出可控功率开关管S2的触发信号，所述可控功率开关管S2的触发信号经过非门生成可控功率开关管S3的触发信号；所述电压Vb为电压Vin经过电感L1滤波后的电压。
2.根据权利要求1所述的基于混合控制的双模光伏逆变器电路系统，其特征在于：所述可控功率开关管S1、S2、S3、S4、S5依次并联有二极管D1、D2、D3、D4、D5。
3.根据权利要求1所述的基于混合控制的双模光伏逆变器电路系统，其特征在于：可控功率开关管S1、S2、S3、S4、S5选用硅基MOSFET、 碳化硅MOSFET、氮化镓MOSFET、硅基IGBT或智能功率模组中的一种或多种；
所述二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7选用硅基二极管或碳化硅二极管。
4.根据权利要求1所述的基于混合控制的双模光伏逆变器电路系统，其特征在于：从拓扑结构上看，所述Boost为单独的一路Boost拓扑或者两路以上Boost拓扑并联；
Boost拓扑并联为输入侧并联，输出侧串联，或者输入侧并联，输出侧也并联。
5.根据权利要求1所述的基于混合控制的双模光伏逆变器电路系统，其特征在于：所述桥式电路为单桥臂的半桥电路、双桥臂的全桥电路或三桥臂的三相全桥电路；
从拓扑结构上看，所述桥式电路为单独的一路桥式拓扑或两路以上桥式拓扑并联；
桥式拓扑并联为输入侧并联，所述桥式拓扑的输出侧串联或并联。
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