CN111903100B - 一种抗混叠滤波器、相关设备及抗混叠滤波器的控制方法 - Google Patents

一种抗混叠滤波器、相关设备及抗混叠滤波器的控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN111903100B
CN111903100B CN201880091057.3A CN201880091057A CN111903100B CN 111903100 B CN111903100 B CN 111903100B CN 201880091057 A CN201880091057 A CN 201880091057A CN 111903100 B CN111903100 B CN 111903100B
Authority
CN
China
Prior art keywords
adjustable
capacitor
coupled
terminal
inductor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201880091057.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111903100A (zh
Inventor
莫秉轩
杨涛
侯斌
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Priority to CN202111316216.5A priority Critical patent/CN114142824A/zh
Publication of CN111903100A publication Critical patent/CN111903100A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111903100B publication Critical patent/CN111903100B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/12—Bandpass or bandstop filters with adjustable bandwidth and fixed centre frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
    • H04L27/148—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using filters, including PLL-type filters

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Abstract

一种抗混叠滤波器、相关设备及抗混叠滤波器的控制方法，该抗混叠滤波器包括电源V、可调电阻R1、电容C1、电感L1、可调电容C2和电阻R2，所述电源V的负极接地，所述电源V的正极耦合至所述可调电阻R1的第一端，所述可调电阻R1的第二端耦合至所述电容C1的第一端，所述电容C1的第二端接地，所述电感L1的第一端分别与所述电容C1的第一端和所述可调电阻R1的第二端相耦合，所述电感L1的第二端耦合至所述可调电容C2的第一端，所述可调电容C2的第二端接地，所述电阻R2的第一端耦合至所述可调电容C2的第一端和所述电感L1的第二端，所述电阻R2的第二端接地。本申请减少了元器件数量，降低了成本和功耗。

Description

一种抗混叠滤波器、相关设备及抗混叠滤波器的控制方法
技术领域
本申请涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种抗混叠滤波器、相关设备及抗混叠滤波器的控制方法。
背景技术
接收机是无线通信系统必不可少的组成部分。图1A给出了宽带系统中直接采样接收机的结构示意图。如图1A所示，直接采样接收机包括依次连接的射频前端(RF Frontend)电路、模数转换器(Analog Digital Converter，ADC)和数字基带(Digital Baseband，DBB)电路。ADC和数字基带(Digital Baseband，DBB)电路的时钟信号由时钟发生器(CLK)提供。其中，射频前端电路包括可变增益低噪声放大器(Variable Gain Low Noise Amplifier，VGLNA)、斜率均衡器(Tilt Equalizer，TILT EQ)及其缓冲器BUF_TILT、抗混叠滤波器(Anti-Aliasing Filter，AAF)及其缓冲器BUF_AAF。
其中，VGLNA用于对输入信号RF_IN进行低噪声放大。
AAF可以是一个低通滤波器(Low-Pass Filter，LPF)，用以在输出电平中把混叠频率分量降低到微不足道的程度，从而尽量避免信号出现混叠现象。根据奈奎斯特采样定理，ADC的采样频率fS需要高于有用信号最高频率fBW的2倍，否则可能出现因采样频率不够高，模拟信号中的高频信号折叠到低频段，出现虚假频率成分的现象，称之为：混叠。混叠现象会导致频谱失真，有用信号无法正确还原。为解决频率混叠，在ADC之前的射频前端电路中，需要利用AAF滤除高于1/2采样频率的频率成份。
TILT EQ用于对信号的频谱进行补偿，使得输出信号频谱更加平坦。宽带信号在经过信道后，由于信道的非理想频率特性，低频成份与高频成份的幅度会有差异。比如，当宽带信号通过线缆时，频谱会呈现出低频衰减少，高频衰减多的情况，这就需要TILT EQ产生从低频到高频的上翘频率响应(或称为正斜率)对频谱进行补偿，使得输出信号频谱更加平坦，以减小对ADC动态范围的要求。其中，上翘频率响应指TILT EQ对高频信号的响应增益大于对低频信号的响应增益，用公式可以表示为：K(dB)＝GH-GL＞0dB。其中，K表示频率响应的差值或者斜率，GH表示TILT EQ对高频信号的响应增益，GL表示TILT EQ对低频信号的响应增益，K＞0表示正斜率的上翘频率响应。TILT EQ产生正斜率上翘频率响应的示意图可以参见图1B所示，其中，fL表示低频信号的频率，fH表示高频信号的频率，fS表示ADC的采样频率。相应的，当射频前端的输入信号在低频衰减多，而高频衰减少时，则需要TILT产生下降频率响应(或称为负斜率，公式为K(dB)＝GH-GL＜0dB)对频谱进行补偿，使得输出信号频谱更加平坦，以减小对ADC动态范围的要求。其中，频率响应也即频响，指针对一个系统，不同频率的信号通过该系统输出的响应增益。
ADC用于对模拟信号进行采样，完成离散化处理，得到数字输出信号DIG_OUT。DBB用于对数字输出信号DIG_OUT进行解调、解码、运算和输出等处理，最终得到射频输入信号中包括的数据信息Data。
受限于低成本互补金属氧化物半导体(Complementary Metal OxideSemiconductor，CMOS)工艺中有源器件的带宽，在超宽带接收机中，抗混叠滤波器只能采用面积较大的无源器件(电容、电感等)实现，面积大，成本高。同时，为了不影响前级有源放大器电路的特性，抗混叠滤波器之前通常需要一个高带宽、低输出阻抗的缓冲器BUF_AAF。缓冲器BUF_AAF的功耗甚至比放大器本身的功耗还要高。同样的，TILT也由面积较大的无源器件组成。对应的，也需要一个高功耗的有源缓冲器BUF_TILT。
图1C提供了一种典型的斜率均衡器(TILT EQ)的电路结构示意图。如图1C所示，斜率均衡器至少包括一个电感L、多个电容和多个电阻。通过合适的配置，电感与电容可以组成串联谐振器或并联谐振器。当L与Cp2组成并联谐振器时，低频衰减、高频上翘，形成正斜率频响。当L与Cp1组成串联谐振器时，高频衰减、低频上翘，形成负斜率频响。图1D提供了一种典型的抗混叠滤波器(AAF)的电路结构示意图。如图1D所示，抗混叠滤波器至少需要一个电感L1、多个电容和多个电阻。因此，图1A所示的射频前端电路中，TILT EQ和AAF都需要至少一个电感、多个电容和多个电阻。因此，射频前端电路需要至少两个电感、多个电容和多个电阻，导致射频前端电路的面积较大，成本较高，同时，由于射频前端电路需要两个有源缓冲器，导致射频前端电路的功耗较高。
综上，如何设计一种能够同时实现TILT EQ和AAF功能的抗混叠滤波器，从而减少射频前端中无源器件(电容、电感等)的数量以及有源缓冲器的数量，进而降低射频前端电路的成本和功耗是目前需要解决的技术问题。
发明内容
本申请所要解决的技术问题在于，提供一种抗混叠滤波器、相关设备及抗混叠滤波器的控制方法，实现了抗混叠滤波器同时具备TILT EQ和AAF的功能，使得较少的元器件具备较多的功能，将该抗混叠滤波器应用在接收机，可以减少接收机中元器件数量，也减少了对有源缓冲器电路的需求，降低了接收机的面积、成本和功耗。
第一方面，本申请实施例提供了一种抗混叠滤波器，包括电源V、可调电阻R1、电容C1、电感L1、可调电容C2和电阻R2，所述电源V的负极接地，所述电源V的正极耦合至所述可调电阻R1的第一端，所述可调电阻R1的第二端耦合至所述电容C1的第一端，所述电容C1的第二端接地，所述电感L1的第一端分别与所述电容C1的第一端和所述可调电阻R1的第二端相耦合，所述电感L1的第二端耦合至所述可调电容C2的第一端，所述可调电容C2的第二端接地，所述电阻R2的第一端耦合至所述可调电容C2的第一端和所述电感L1的第二端，所述电阻R2的第二端接地。
通过实施本申请实施例，通过设置阻值可调的电阻以及容值可调的电容，可以实现抗混叠滤波器同时具备TILT EQ和AAF的功能，既能够对信号产生不同斜率的频率响应，也能够对输入信号滤除高于1/2采样频率的频率成份。因此，相较于现有技术中设置两个独立的电路TILT EQ和AAF的方案来说，本申请实施例提供的抗混叠滤波器可以实现较少的元器件实现较多的功能。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于射频前端电路中，可以减少射频前端中无源器件(电容、电感等)的数量以及有源缓冲器的数量，进而降低射频前端电路的成本和功耗。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于接收机中，可以减少接收机中元器件数量，也减少了对有源缓冲器电路的需求，降低了接收机的面积、成本和功耗。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于通信设备中，可以减少通信设备的成本和功耗。
本申请实施例中，当可调电阻R1的阻值和可调电容C2的容值中的至少一个发生变化时，所述抗混叠滤波器对有用信号中的高频信号的频率响应与对有用信号中的低频信号的频率响应的差值也发生变化。这里，所述抗混叠滤波器对有用信号中的高频信号的频率响应与对有用信号中的低频信号的频率响应的差值可以理解为斜率。斜率可以用K表示。公式可以表达为：K(dB)＝GH-GL，其中，GH表示抗混叠滤波器对高频信号的频率响应，GL表示抗混叠滤波器对低频信号的频率响应，K＞0表示正斜率，K＜0表示负斜率。例如，当可调电阻R1的阻值为第一阻值且可调电容C2的容值为第一容值时，K＝K1，当可调电阻R1的阻值为第二阻值且可调电容C2的容值为第二容值时，K＝K2。其中，K1≠K2，第一阻值≠第二阻值且第一容值≠第二阻值，或者，第一阻值＝第二阻值且第一容值≠第二阻值，或者，第一阻值≠第二阻值且第一容值＝第二阻值。因此，通过调整可调电阻R1的阻值和/或可调电容C2的容值，就能够实现所述抗混叠滤波器对信号的频率响应产生不同的斜率。本申请实施例中，待采样信号可以为宽带信号，抗混叠滤波器从待采样信号中过滤出有用信号。其中，本申请实施例中所描述的高频信号可以为有用信号中的频率最高的信号，也可以为有用信号中的频率次高的信号，还可以为有用信号中的频率第三高的信号，本申请对此不进行限定。本申请实施例中所描述的低频信号可以为有用信号中的频率最低的信号，也可以为有用信号中的频率次低的信号，还可以为有用信号中的频率第三低的信号，本申请对此不进行限定。
本申请实施例中，对高频信号的频率响应与对低频信号的频率响应的差值也可以称为斜率。对高频信号的频率响应与对低频信号的频率响应的差值不同也可以称为斜率可调或斜率可变。频率响应这一特性在具体应用中可以采用响应增益(或电压增益)的数值来体现。不同斜率的频率响应是指，信号经过抗混叠滤波器后，高频信号的响应增益GH与低频信号的响应增益GL的差值(即斜率)K是可变的。例如，K可以是正斜率，即K(dB)＝GH-GL＞0dB，这种情况下抗混叠滤波器的频率响应为上翘频率响应。K也可以是负斜率，即K(dB)＝GH-GL＜0dB，这种情况下抗混叠滤波器的频率响应为下降频率响应。其中，上翘频率响应也可以称为上翘频响、上升频率响应、上升频响等等。下降频率响应也可以称为下降频响。
需要说明的是，本申请实施例中所涉及的斜率可调针对的信号可以为带内信号。带内信号是指频率在抗混叠滤波器的通带范围内的信号。带外信号是指频率高于抗混叠滤波器的通带范围的信号。
在一种可能的设计中，抗混叠滤波器还包括电容C3，电容C3的第一端耦合至电感L1的第一端，电容C3的第二端耦合至电感L1的第二端。
在一种可能的设计中，上述抗混叠滤波器为低通滤波器。
在一种可能的设计中，上述抗混叠滤波器为π型低通滤波器。
第二方面，本申请实施例提供了另一种抗混叠滤波器，包括电源V、可调电阻R1、电容C1、电感L1、电感L2、可调电容C2、电阻R2和可调电阻R3，电源V的正极耦合至可调电阻R1的第一端，可调电阻R1的第二端耦合至电容C1的第一端，电感L1的第一端分别与可调电阻R1的第二端和电容C1的第一端相耦合，电感L1的第二端耦合至可调电容C2的第一端，电阻R2的第一端分别与电感L1的第二端和可调电容C2的第一端相耦合，电源V的负极耦合至可调电阻R3的第一端，电容C1的第二端耦合至可调电阻R3的第二端，电感L2的第一端分别与可调电阻R3的第二端和电容C1的第二端相耦合，电感L2的第二端耦合至可调电容C2的第二端，电阻R2的第二端分别与电感L2的第二端和可调电容C2的第二端相耦合。
通过实施本申请实施例，通过设置阻值可调的电阻以及容值可调的电容，可以实现抗混叠滤波器同时具备TILT EQ和AAF的功能，既能够对信号产生不同斜率的频率响应，也能够对输入信号滤除高于1/2采样频率的频率成份。因此，相较于现有技术中设置两个独立的电路TILT EQ和AAF的方案来说，本申请实施例提供的抗混叠滤波器可以实现较少的元器件实现较多的功能。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于射频前端电路中，可以减少射频前端中无源器件(电容、电感等)的数量以及有源缓冲器的数量，进而降低射频前端电路的成本和功耗。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于接收机中，可以减少接收机中元器件数量，也减少了对有源缓冲器电路的需求，降低了接收机的面积、成本和功耗。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于通信设备中，可以减少通信设备的成本和功耗。
本申请实施例中，当可调电阻R1的阻值、可调电阻R3的阻值和可调电容C2的容值中的至少一个发生变化时，所述抗混叠滤波器对有用信号中的高频信号的频率响应与对有用信号中的低频信号的频率响应的差值也发生变化。例如，当可调电阻R1的阻值为第一阻值、可调电阻R3的阻值为第二阻值且可调电容C2的容值为第一容值时，K＝K1，当可调电阻R1的阻值为第三阻值、可调电阻R3的阻值为第四阻值且可调电容C2的容值为第二容值时，K＝K2。其中，K1≠K2，第一阻值≠第三阻值、第二阻值≠第四阻值且第一容值≠第二阻值，或者，第一阻值＝第三阻值、第二阻值≠第四阻值且第一容值≠第二阻值，或者，第一阻值≠第三阻值、第二阻值＝第四阻值且第一容值≠第二阻值，或者，第一阻值≠第三阻值、第二阻值≠第四阻值且第一容值＝第二阻值，或者，第一阻值＝第三阻值、第二阻值＝第四阻值且第一容值≠第二阻值，或者，第一阻值＝第三阻值、第二阻值≠第四阻值且第一容值＝第二阻值，或者，第一阻值≠第三阻值、第二阻值＝第四阻值且第一容值＝第二阻值。因此，通过调整可调电阻R1的阻值、可调电阻R3的阻值和/或可调电容C2的容值，就能够实现所述抗混叠滤波器对信号的频率响应产生不同的斜率。
在一种可能的设计中，抗混叠滤波器还包括电容C3，电容C3的第一端耦合至电感L1的第一端，电容C3的第二端耦合至电感L1的第二端。
在一种可能的设计中，抗混叠滤波器还包括电容C4，电容C4的第一端耦合至电感L2的第一端，电容C4的第二端耦合至电感L2的第二端。
在一种可能的设计中，上述抗混叠滤波器为低通滤波器。
在一种可能的设计中，上述抗混叠滤波器为π型低通滤波器。
第三方面，本申请实施例提供了一种射频前端，该射频前端包括第一方面所描述的抗混叠滤波器，或者包括第二方面所描述的抗混叠滤波器。
第四方面，本申请实施例提供了一种接收机，该接收机包括第三方面所描述的射频前端和模数转换器，所述射频前端的输出端耦合至所述模数转换器的输入端，所述模数转换器用于将模拟信号转换为数字信号。其中，该接收机可以为但不限于直接采样接收机，该接收机可以应用于但不限于宽带系统中。
第五方面，本申请实施例提供了一种通信设备，该通信设备包括接收机和处理器，上述所述接收机为上述第四方面所描述的接收机。
具体的，该通信设备可以为机顶盒。该通信设备也可以为终端设备、网络设备等。
第六方面，本申请实施例提供了一种抗混叠滤波器的控制方法，该抗混叠滤波器应用于通信设备。该方法包括：通信设备确定目标斜率，通信设备包括抗混叠滤波器，抗混叠滤波器包括电源V、可调电阻R1、电容C1、电感L1、可调电容C2和电阻R2，电源V的负极接地，电源V的正极耦合至可调电阻R1的第一端，可调电阻R1的第二端耦合至电容C1的第一端，电容C1的第二端接地，电感L1的第一端分别与电容C1的第一端和可调电阻R1的第二端相耦合，电感L1的第二端耦合至可调电容C2的第一端，可调电容C2的第二端接地，电阻R2的第一端耦合至可调电容C2的第一端和电感L1的第二端，电阻R2的第二端接地，斜率为抗混叠滤波器对有用信号中的高频信号的频率响应与对有用信号中的低频信号的频率响应的差值。通信设备根据预设的斜率与组合参数的对应关系确定目标斜率对应的第一组合参数，组合参数包括可调电阻R1的阻值以及可调电容C2的容值，第一组合参数中可调电阻R1的阻值为目标阻值，第一组合参数中可调电容C2的容值为目标容值。通信设备将可调电阻R1的阻值调整为目标阻值，并将可调电容C2的容值调整为目标容值。
通过实施本申请实施例所述的方法，可以设计生成一种具有斜率可调功能的抗混叠滤波器，通过设置阻值可调的电阻以及容值可调的电容，可以实现抗混叠滤波器同时具备TILT EQ和AAF的功能，既能够对信号产生不同斜率的频率响应，也能够对输入信号滤除高于1/2采样频率的频率成份。因此，相较于现有技术中设置两个独立的电路TILT EQ和AAF的方案来说，本申请实施例提供的抗混叠滤波器可以实现较少的元器件实现较多的功能。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于射频前端电路中，可以减少射频前端中无源器件(电容、电感等)的数量以及有源缓冲器的数量，进而降低射频前端电路的成本和功耗。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于接收机中，可以减少接收机中元器件数量，也减少了对有源缓冲器电路的需求，降低了接收机的面积、成本和功耗。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于通信设备中，可以减少通信设备的成本和功耗。
在一种可能的设计中，抗混叠滤波器还包括电容C3，电容C3的第一端耦合至电感L1的第一端，电容C3的第二端耦合至电感L1的第二端。
在一种可能的设计中，目标斜率为通信设备根据用户选择的斜率确定的；或者，目标斜率为通信设备根据接收到的信号的频谱确定的。
第七方面，本申请实施例提供了另一种抗混叠滤波器的控制方法，该抗混叠滤波器应用于通信设备。该方法包括：通信设备确定目标斜率，机顶盒包括电源V、可调电阻R1、电容C1、电感L1、电感L2、可调电容C2、电阻R2和可调电阻R3，电源V的正极耦合至可调电阻R1的第一端，可调电阻R1的第二端耦合至电容C1的第一端，电感L1的第一端分别与可调电阻R1的第二端和电容C1的第一端相耦合，电感L1的第二端耦合至可调电容C2的第一端，电阻R2的第一端分别与电感L1的第二端和可调电容C2的第一端相耦合，电源V的负极耦合至可调电阻R3的第一端，电容C1的第二端耦合至可调电阻R3的第二端，电感L2的第一端分别与可调电阻R3的第二端和电容C1的第二端相耦合，电感L2的第二端耦合至可调电容C2的第二端，电阻R2的第二端分别与电感L2的第二端和可调电容C2的第二端相耦合，斜率为抗混叠滤波器对有用信号中的高频信号的频率响应与对有用信号中的低频信号的频率响应的差值。通信设备根据预设的斜率与组合参数的对应关系确定目标斜率对应的第一组合参数，组合参数包括可调电阻R1的阻值、可调电阻R3的阻值以及可调电容C2的容值，第一组合参数中可调电阻R1的阻值为第一目标阻值，第一组合参数中可调电阻R3的阻值为第二目标阻值，第一组合参数中可调电容C2的容值为目标容值。通信设备将可调电阻R1的阻值调整为第一目标阻值，将可调电阻R3的阻值调整为第二目标阻值，并将可调电容C2的容值调整为目标容值。
通过实施本申请实施例的方法，可以设计生成一种具有斜率可调功能的抗混叠滤波器，通过设置阻值可调的电阻以及容值可调的电容，可以实现抗混叠滤波器同时具备TILT EQ和AAF的功能，既能够对信号产生不同斜率的频率响应，也能够对输入信号滤除高于1/2采样频率的频率成份。因此，相较于现有技术中设置两个独立的电路TILT EQ和AAF的方案来说，本申请实施例提供的抗混叠滤波器可以实现较少的元器件实现较多的功能。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于射频前端电路中，可以减少射频前端中无源器件(电容、电感等)的数量以及有源缓冲器的数量，进而降低射频前端电路的成本和功耗。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于接收机中，可以减少接收机中元器件数量，也减少了对有源缓冲器电路的需求，降低了接收机的面积、成本和功耗。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于通信设备中，可以减少通信设备的成本和功耗。
在一种可能的设计中，抗混叠滤波器还包括电容C3，电容C3的第一端耦合至电感L1的第一端，电容C3的第二端耦合至电感L1的第二端。
在一种可能的设计中，抗混叠滤波器还包括电容C4，电容C4的第一端耦合至电感L2的第一端，电容C4的第二端耦合至电感L2的第二端。
在一种可能的设计中，目标斜率为通信设备根据用户选择的斜率确定的；或者，目标斜率为通信设备根据接收到的信号的频谱确定的。
综上所述，通过设置阻值可调的电阻以及容值可调的电容，可以实现抗混叠滤波器同时具备TILT EQ和AAF的功能，既能够对信号产生不同斜率的频率响应，也能够对输入信号滤除高于1/2采样频率的频率成份。因此，相较于现有技术中设置两个独立的电路TILTEQ和AAF的方案来说，本申请实施例提供的抗混叠滤波器可以实现较少的元器件实现较多的功能。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于射频前端电路中，可以减少射频前端中无源器件(电容、电感等)的数量以及有源缓冲器的数量，进而降低射频前端电路的成本和功耗。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于接收机中，可以减少接收机中元器件数量，也减少了对有源缓冲器电路的需求，降低了接收机的面积、成本和功耗。将本申请实施例提供的抗混叠滤波器应用于通信设备中，可以减少通信设备的成本和功耗。
附图说明
图1A示出了一种直接采样接收机的结构示意图；
图1B示出了斜率均衡器(TILT EQ)产生正斜率上翘频率响应的示意图；
图1C示出了一种斜率均衡器(TILT EQ)的电路结构示意图；
图1D示出了一种抗混叠滤波器(AAF)的电路结构示意图；
图2示出了本申请实施例提供的一种抗混叠滤波器的频响特性示意图；
图3示出了本申请实施例提供的一种抗混叠滤波器的电路结构；
图4示出了本申请实施例提供的另一种抗混叠滤波器的电路结构；
图5示出了本申请实施例提供的一种差分形式的抗混叠滤波器的电路结构；
图6示出了本申请实施例提供的另一种差分形式的抗混叠滤波器的电路结构；
图7示出了本申请实施例提供的一种射频前端的结构示意图；
图8示出了本申请实施例提供的一种接收机的结构示意图；
图9示出了本申请实施例提供的另一种接收机的结构示意图；
图10示出了一种π型低通滤波器的结构示意图；
图11示出了本申请实施例提供的抗混叠滤波器在不同配置情况下的频率响应特性图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述。
本申请实施例提出一种带内斜率可调的抗混叠滤波器，能够同时实现TILT EQ和AAF的功能，可以减少射频前端中无源器件(电容、电感等)的数量以及有源缓冲器的数量，进而降低射频前端电路的成本和功耗。本申请实施例提出的抗混叠滤波器既能够对信号产生不同斜率的频率响应，也能够对输入信号滤除高于1/2采样频率的频率成份。这里，不同斜率的频率响应是指，信号经过抗混叠滤波器后，高频信号的响应增益GH与低频信号的响应增益GL的差值K是可变的。例如，K可以是正斜率(K(dB)＝GH-GL＞0dB)，也可以是负斜率(K(dB)＝GH-GL＜0dB)。当K＞0时，表示上翘频率响应，或称上翘频响、上升频率响应、上升频响等等。当K＜0时，表示下降频率响应，或称下降频响。参见图1B，为一种上翘频率响应的示意图，图1B中，横坐标为频率，纵坐标为响应增益，图1B中的K(dB)＝GH-GL＞0dB。
此外，本申请实施例提供的抗混叠滤波器的特性还包括带外抑制(Rejection)，即频率在等于及高于(fS-fBW)处，带内增益(Gin)与带外增益(Gout)的差。参见图2，是本申请实施例提供的抗混叠滤波器的频响特性示意图。其中，fS表示ADC的采样频率，fBW表示有用信号的最高频率，fin表示带内信号频率，Gin-Gout代表带外抑制。需要说明的是，本申请实施例中所描述的斜率调整主要针对的是带内信号的斜率调整。
其中，带内信号是指频率在抗混叠滤波器的通带范围内的信号。带外信号是指频率高于抗混叠滤波器的通带范围的信号。
本申请实施例中，可调电阻也可称为可变电阻，可调电容也可称为可变电容。
参见图3，示出了本申请实施例提供的一种抗混叠滤波器的电路结构。抗混叠滤波器30包括电源V、可调电阻R1、电容C1、电感L1、可调电容C2和电阻R2。电源V的负极接地，电源V的正极耦合至可调电阻R1的第一端a，可调电阻R1的第二端b耦合至电容C1的第一端c，电容C1的第二端d接地，电感L1的第一端e分别与电容C1的第一端c和可调电阻R1的第二端b相耦合，电感L1的第二端f耦合至可调电容C2的第一端g，可调电容C2的第二端h接地，电阻R2的第一端i分别与可调电容C2的第一端g和电感L1的第二端f相耦合，电阻R2的第二端j接地。
需要说明的是，耦合包括直接连接或者间接连接。
其中，可调电阻R1的阻值可变(或可调)，可调电容C2的容值可变(或可调)。当可调电阻R1的阻值变化时，抗混叠滤波器30对有用信号中的高频信号的频率响应与对有用信号中的低频信号的频率响应的差值也发生变化。或者，当可调电容C2的容值变化时，抗混叠滤波器30对有用信号中的高频信号的频率响应与对有用信号中的低频信号的频率响应的差值也发生变化。或者，当可调电阻R1的阻值不同且可调电容C2的容值变化时，抗混叠滤波器30对有用信号中的高频信号的频率响应与对有用信号中的低频信号的频率响应的差值也发生变化。
例如，可调电阻R1的初始值为R0，可调电容C2的初始值为C0。不同的可调电阻R1的阻值以及可调电容C2的容值对应不同的斜率。当可调电阻R1的阻值调节为0.2×R0，且可调电容C2的容值为C0时，抗混叠滤波器30对高频信号的频率响应与对低频信号的频率响应的差值为+9dB。当可调电阻R1的阻值调节为0.4×R0，且可调电容C2的容值为C0时，抗混叠滤波器30对高频信号的频率响应与对低频信号的频率响应的差值为+5dB。当可调电阻R1的阻值为R0，且可调电容C2的容值为C0时，抗混叠滤波器30对高频信号的频率响应与对低频信号的频率响应的差值为0dB。当可调电阻R1的阻值调节为0.6×R0，且可调电容C2的容值调节为3×C0时，抗混叠滤波器30对高频信号的频率响应与对低频信号的频率响应的差值为-5dB。当可调电阻R1的阻值调节为0.4×R0，且可调电容C2的容值调节为5×C0时，抗混叠滤波器30对高频信号的频率响应与对低频信号的频率响应的差值为-10dB，等等。可调电阻R1的阻值、可调电容C2的容值与抗混叠滤波器30对高频信号的频率响应与对低频信号的频率响应的差值的对应关系具体可以参见如下表1所示。
表1
R<sub>1</sub>的阻值(初始值为R0) C<sub>2</sub>的容值(初始值为C0) 频率响应(G<sub>H</sub>-G<sub>L</sub>)
0.2×R0 C0 +9dB
0.4×R0 C0 +5dB
R0 C0 0dB
0.6×R0 3×C0 -5dB
0.4×R0 5×C0 -10dB
其中，+9dB和+5dB为正斜率频响，-5dB和-10dB为负斜率频响。
需要说明的是，表1是以5组R1的阻值以及C2的容值为例进行的说明，实际应用中，R1和C2的数值个数可选择多个组合，不限于上述表1所示的5组参数，例如还可以是6组、10组等等，本申请实施例对此不进行限定，每个组合都将对应一种带内频响表现。
需要说明的是，图3所示的抗混叠滤波器为一个π型低通滤波器，该π型低通滤波器可以是按照Butterworth或Bessel传输函数综合出的π型低通滤波器。可选的，抗混叠滤波器还可以是其他结构的，例如，本申请实施例提供的抗混叠滤波器还可以是按照Elliptic或Chebyshev II传输函数综合出的π型低通滤波器，与图3不同的是，按照Elliptic或Chebyshev II传输函数综合出的π型低通滤波器中增加一个电容C3。具体的，可参见图4所示。
图4示出了本申请实施例提供的另一种抗混叠滤波器的电路结构。抗混叠滤波器40在图3的基础上增加一电容C3，电容C3的第一端k耦合至电感L1的第一端e，电容C3的第二端l耦合至电感L1的第二端f。
图4所示的抗混叠滤波器也是通过调节可调电阻R1的阻值和可调电容C2的容值来实现抗混叠滤波器的斜率可调功能的，具体的参数对应关系可以参考上述表1，此处不再赘述。
需要说明的是，图3和图4所示的抗混叠滤波器都是基于单端(Single Ended)架构的，实际应用中，单端的抗混叠滤波器的结构可以包括但不限于图3和图4所示的抗混叠滤波器结构。
上述图3和图4所示的抗混叠滤波器都是基于单端(Single Ended)架构的，为了提高直接采样接收机的抗干扰能力，可以采用差分(Differential)接收机结构。本申请实施例提供的差分形式的抗混叠滤波器的结构如图5所示。图5中，抗混叠滤波器50包括电源V、可调电阻R1、电容C1、电感L1、电感L2、可调电容C2、电阻R2和可调电阻R3，电源V的正极耦合至可调电阻R1的第一端a，可调电阻R1的第二端b耦合至电容C1的第一端c，电感L1的第一端e分别与可调电阻R1的第二端b和电容C1的第一端c相耦合，电感L1的第二端f耦合至可调电容C2的第一端g，电阻R2的第一端i分别与电感L1的第二端f和可调电容C2的第一端g相耦合，电源V的负极耦合至可调电阻R3的第一端m，电容C1的第二端d耦合至可调电阻R3的第二端n，电感L2的第一端o分别与可调电阻R3的第二端n和电容C1的第二端d相耦合，电感L2的第二端p耦合至可调电容C2的第二端h，电阻R2的第二端j分别与电感L2的第二端p和可调电容C2的第二端h相耦合。
其中，图5中的可调电阻R1的阻值是图3中可调电阻R1的阻值的一半，且图5中的可调电阻R3的阻值是图3中可调电阻R1的阻值的一半，即图3中可调电阻R1的阻值平均分配到差分两路。图5中的电感L1的电感值是图3中电感L1的电感值的一半，且图5中的电感L2的电感值是图3中电感L1的电感值的一半，即图3中电感L2的电感值平均分配到差分两路。
图5中的其他元器件的参数代表的数值与图3所示的单端结构相同，此处不再赘述。
图5所示抗混叠滤波器中，可调电阻R1和可调电阻R3的阻值可调，可调电容C2的容值可调，当可调电阻R1的阻值、可调电阻R3的阻值和可调电容C2的容值中的至少一个值变化时，抗混叠滤波器50对有用信号中的高频信号的频率响应与对有用信号中的低频信号的频率响应的差值也发生变化。
例如，可调电阻R1的初始值为
Figure GPA0000293604330000111
可调电阻R3的初始值为R1，第二电容C2的初始值为C0。不同的可调电阻R1的阻值、可调电阻R3的阻值以及可调电容C2的容值对应不同的频率响应。当可调电阻R1的阻值调节为0.2×R1，可调电阻R3的阻值调节为0.2×R1，且可调电容C2的容值为C0时，抗混叠滤波器50对高频信号的频率响应与对低频信号的频率响应的差值为+9dB。当可调电阻R1的阻值调节为0.4×R1，可调电阻R3的阻值调节为0.4×R1，且可调电容C2的容值为C0时，抗混叠滤波器50对高频信号的频率响应与对低频信号的频率响应的差值为+5dB。当可调电阻R1的阻值为R1，可调电阻R3的阻值为R1，且可调电容C2的容值为C0时，抗混叠滤波器50对高频信号的频率响应与对低频信号的频率响应的差值为0dB。当可调电阻R1的阻值调节为0.6×R1，可调电阻R3的阻值调节为0.6×R1，且可调电容C2的容值调节为3×C0时，抗混叠滤波器50对高频信号的频率响应与对低频信号的频率响应的差值为-5dB。当可调电阻R1的阻值调节为0.4×R1，可调电阻R3的阻值调节为0.4×R1，且可调电容C2的容值调节为5×C0时，抗混叠滤波器50对高频信号的频率响应与对低频信号的频率响应的差值为-10dB，等等。可调电阻R1的阻值、可调电阻R3的阻值、可调电容C2的容值与抗混叠滤波器50对高频信号的频率响应与对低频信号的频率响应的差值的对应关系具体可以参见如下表2所示。
表2
Figure GPA0000293604330000121
其中，+9dB和+5dB为正斜率频响，-5dB和-10dB为负斜率频响。
需要说明的是，表2是以5组R1的阻值、R3的阻值以及C2的容值为例进行的说明，实际应用中，R1、R3和C2的数值个数可选择多个组合，不限于上述表1所示的5组参数，例如还可以是6组、10组等等，本申请实施例对此不进行限定，每个组合都将对应一种带内频响表现。
需要说明的是，图5所示的抗混叠滤波器为一个差分的π型低通滤波器，该差分的π型低通滤波器可以是按照Butterworth或Bessel传输函数综合出的π型低通滤波器。可选的，差分的抗混叠滤波器还可以是其他结构的，例如，本申请实施例提供的差分的抗混叠滤波器还可以是按照Elliptic或Chebyshev II传输函数综合出的差分的π型低通滤波器，与图5不同的是，按照Elliptic或Chebyshev II传输函数综合出的差分的π型低通滤波器中增加电容C3和电容C4。具体的，可参见图6所示。
图6示出了本申请实施例提供的另一种差分的抗混叠滤波器的电路结构。差分的抗混叠滤波器60在图4的基础上增加一电容C3和电容C4，电容C3的第一端k耦合至电感L1的第一端e，电容C3的第二端l耦合至电感L1的第二端f。电容C4的第一端q耦合至电感L2的第一端o，电容C4的第二端r耦合至电感L2的第二端p。
图6所示的差分的抗混叠滤波器也是通过调节可调电阻R1的阻值、可调电阻R3的阻值和可调电容C2的容值来实现抗混叠滤波器的斜率可调功能的，具体的参数对应关系可以参考上述表2，此处不再赘述。
需要说明的是，图5和图6所示的抗混叠滤波器都是基于差分架构的，实际应用中，差分的抗混叠滤波器的结构可以包括但不限于图5和图6所示的抗混叠滤波器结构。
需要说明的是，上述图3-图6所示的抗混叠滤波器中，均是以π型低通滤波器为例进行说明的，实际应用中，抗混叠滤波器的实现还可以为其他结构或类型的滤波器，本申请实施例对此不进行限定。
上述图3-图6所示的抗混叠滤波器中，通过调节电阻的阻值以及电容的容值，实现了抗混叠滤波器的斜率可调的功能，从而使得抗混叠滤波器不仅仅具备滤波功能，还能够对信号产生不同斜率的频率响应(包括正斜率频响和负斜率频响)，使得本申请实施例提供的抗混叠滤波器同时实现TILT EQ和AAF的功能。
图7示出了本申请实施例提供的一种射频前端的结构示意图。如图7所示，射频前端70包括可变增益低噪声放大器(VGLNA)701、缓冲器702以及抗混叠滤波器(AAF)703。缓冲器702用于将可变增益低噪声放大器701和抗混叠滤波器703进行电路隔离，避免后一级的抗混叠滤波器703对前一级的可变增益低噪声放大器701的电路特性造成影响。其中，抗混叠滤波器703可以为图3或图4所示的单端式抗混叠滤波器，还可以是图5或图6所示差分式抗混叠滤波器。在具体应用中，可以将本申请实施例提供的抗混叠滤波器直接替代现有技术中射频前端中的TILT EQ和AAF，同时实现带内斜率调整和抗混叠的功能，从而减少了射频前端中无源器件(电容、电感等)的数量，从而降低了射频前端电路中无源器件的面积和成本。并且，由于去掉了TILT EQ电路，因此，本申请实施例提供的射频前端相较于现有技术来说，减少了一个有源缓冲器的数量，从而降低了射频前端电路的功耗。
参见图8，是本申请实施例提供的一种接收机的结构示意图。该接收机为单端式的直接采样接收机，如图8所示，接收机80中的射频前端电路为图7所示的射频前端的单端形式，射频前端中包括可变增益低噪声放大器、缓冲器以及抗混叠滤波器。
参见图9，是本申请实施例提供的另一种接收机的结构示意图。该接收机为差分式的直接采样接收机，如图9所示，接收机90中的射频前端电路为图7所示的射频前端的差分形式，射频前端中包括可变增益低噪声放大器、缓冲器以及抗混叠滤波器。
需要说明的是，本申请实施例提供的接收机可以为直接采样接收机，该直接采样接收机可以应用于但不限于宽带系统中。
本申请实施例提供的接收机，将两个无源模块(即TILT EQ和AAF)的功能集成在一起，同时实现斜率调整和抗混叠的功能，减少了无源器件的数量，利用较少的无源器件实现尽量多的功能和性能。
本申请实施例将TILT EQ和AAF的功能合并后，只需要一个有源缓冲器驱动即可。与图1A所示的现有方案相比，接收机的结构得以简化，至少减少了两个功能模块，因此接收机的面积和功耗得到有效降低。
针对图3或图4所示的抗混叠滤波器，本申请实施例还提供一种抗混叠滤波器的控制方法，该控制方法可以包括如下步骤。
S101：通信设备确定目标斜率，所述通信设备包括图3或图4所示的抗混叠滤波器。
其中，通信设备确定目标斜率的方式包括但不限于如下两种。
方式一、
通信设备接收用户选择的斜率，将用户选择的斜率确定为目标斜率。
具体的，通信设备可以为机顶盒。在家庭中安装机顶盒数字电视时，当线缆铺设完成后，用户(或者工作人员)可以先用频谱检测仪测量线缆输出信号，确定信号的实际斜率。再根据信号的实际斜率，选择抗混叠滤波器所需提供的斜率。例如，通过频谱检测仪测量的信号实际斜率为-5dB，则选择+5dB作为抗混叠滤波器所需提供的斜率。通信设备可以设置旋钮，当旋转按钮调到不同的刻度时对应的是不同的斜率。如果通信设备没有提供+5dB斜率对应的刻度，则用户可以选择与+5dB最接近的斜率作为目标斜率。通信设备接收到用户选择的斜率后，将用户选择的斜率确定为目标斜率。
方式二、
目标斜率为通信设备根据接收到的信号的频谱确定的。
具体的，在机顶盒上电之后，机顶盒自动检测输入信号的频谱情况，得到信号的实际斜率。然后根据得到的实际斜率，选择抗混叠滤波器所需提供的斜率。例如，信号实际斜率为-5dB，则选择+5dB作为抗混叠滤波器所需提供的斜率。
S102：通信设备根据预设的斜率与组合参数的对应关系确定目标斜率对应的第一组合参数，组合参数包括可调电阻R1的阻值以及可调电容C2的容值，第一组合参数中可调电阻R1的阻值为目标阻值，第一组合参数中可调电容C2的容值为目标容值。
具体的，该预设的对应关系可以为上述表1所示的对应关系。例如，若目标斜率为+5dB，则通信设备通过查询上述表1即可以确定目标阻值为0.4×R0，且第一容值为C0。该预设的对应关系可以存储于通信设备的存储器中。
S103：通信设备将可调电阻R1的阻值调整为目标阻值，并将可调电容C2的容值调整为目标容值。
通信设备控制调整可调电阻R1的阻值和可调电容C2的容值，使得抗混叠滤波器提供的斜率为目标斜率，以使输出信号的频率接近平坦。
针对图5或图6所示的抗混叠滤波器，本申请实施例还提供另一种抗混叠滤波器的控制方法，该控制方法可以包括如下步骤。
S201：通信设备确定目标斜率，通信设备包括图5或图6所示的抗混叠滤波器。
该步骤可以参考上述步骤S101，此处不再赘述。
S202：通信设备根据预设的斜率与组合参数的对应关系确定目标斜率对应的第一组合参数，组合参数包括可调电阻R1的阻值、可调电阻R3的阻值以及可调电容C2的容值，第一组合参数中可调电阻R1的阻值为第一目标阻值，第一组合参数中可调电阻R3的阻值为第二目标阻值，第一组合参数中可调电容C2的容值为目标容值。
具体的，该预设的对应关系可以为上述表2所示的对应关系。例如，若目标斜率为+5dB，则通信设备通过查询上述表2即可以确定第一目标阻值为0.4×R0，第二目标阻值为0.4×R0，且第一容值为C0。该预设的对应关系可以存储于通信设备的存储器中。
S203：通信设备将可调电阻R1的阻值调整为第一目标阻值，将可调电阻R3的阻值调整为第二目标阻值，并将可调电容C2的容值调整为目标容值。
通信设备控制调整可调电阻R1的阻值、可调电阻R3的阻值和可调电容C2的容值，使得抗混叠滤波器提供的斜率为目标斜率，以使输出信号的频率接近平坦。
以下结合具体仿真图对上述抗混叠滤波器的功能进行验证。假设有用信号的频段是1GHz-2GHz，ADC的采样频率fS为5GHz，且需要抗混叠滤波器同时实现带内斜率调整(以+9dB、+5dB、0dB、-5dB和-10dB这5个斜率为例)和带外抗混叠(不小于8dB的抑制能力)功能。则抗混叠滤波器的设计参数可以如下表3所示。
表3
R<sub>1</sub> C<sub>1</sub> L<sub>1</sub> C<sub>3</sub> C<sub>2</sub> R<sub>2</sub>
R0＝100ohm 401.2fF 4.802nH 387.4fF C0＝777fF 2000ohm
该抗混叠滤波器在不同配置情况下的频率响应特性图如图11所示，带内斜率和带外抑制结果统计如表4所示。具体应用时，由寄存器根据输入信号情况，调节R1和C2对应的参数值，获取对应的频率响应。
表4
Figure GPA0000293604330000151
其中，高频信号的频率为2GHz，低频信号的频率为1GHz，抗混叠滤波器对高频信号的频率响应GH与对低频信号的频率响应GL的差值为斜率。
由表4可知，应用本申请实施例所提供的抗混叠滤波器，实现了带内斜率调整和带外抑制功能。
在本申请实施例的另一实施例中提供一种芯片，该芯片包括前述实施例中提供的抗混叠滤波器，和/或射频前端，和/或接收机。该芯片可通过总线或其他方式与其他硬件设备(例如处理器)连接。该芯片可例如无线局域网(Wireless Local Area Networks，WLAN)、无线传感网(Wireless Sensor Network，WSN)、全球定位系统(Global PositioningSystem，GPS)、射频识别系统(Radio Frequency Identification，RFID)、蓝牙系统、移动通信系统、移动数字电视等射频接收芯片。
在本申请实施例的另一实施例中提供一种通信设备，该通信设备包含前述实施例中提供的抗混叠滤波器，和/或射频前端，和/或接收机。
具体的，该通信设备可以为机顶盒。
此外，该通信设备还可以为终端设备，终端设备也可以称为用户设备、移动台、接入终端、用户单元、用户站、远方站、远程终端、移动设备、用户终端、无线通信设备、用户代理或用户装置等。终端设备可以是无线局域网(Wireless Local Area Networks，WLAN)中的站点(Staion，ST)，可以是蜂窝电话、无绳电话、会话启动协议(Session InitiationProtocol，SIP)电话、个人数字处理(英文：Personal Digital Assistant，PDA)、具有无线通信功能的手持设备、计算设备或连接到无线调制解调器的其它处理设备、车载设备、可穿戴设备以及未来5G网络中的移动台或者未来演进的公共陆地移动网(Public Land MobileNetwork，PLMN)网络中的终端设备等。
或者，该通信设备也可以为网络设备，网络设备可以是WLAN中的接入点(AccessPoint，AP)，可以是基站收发台(Base Transceiver Station)，也可以是节点B(NodeB，NB)，还可以是LTE中的演进的节点B(英文：evolved Node B，eNB)，或者车载设备、可穿戴设备以及未来5G网络中的下一代节点B(next-generation Node B，gNB)或者未来演进的PLMN网络中的接入网设备等。
以上所揭露的仅为本申请实施例的优选实施例而已，当然不能以此来限定本申请实施例之权利范围，本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分流程，并依本申请实施例权利要求所作的等同变化，仍属于发明所涵盖的范围。

Claims (14)

1.一种抗混叠滤波器，其特征在于，包括电源V、可调电阻R1、电容C1、电感L1、可调电容C2和电阻R2，所述电源V的负极接地，所述电源V的正极耦合至所述可调电阻R1的第一端，所述可调电阻R1的第二端耦合至所述电容C1的第一端，所述电容C1的第二端接地，所述电感L1的第一端分别与所述电容C1的第一端和所述可调电阻R1的第二端相耦合，所述电感L1的第二端耦合至所述可调电容C2的第一端，所述可调电容C2的第二端接地，所述电阻R2的第一端耦合至所述可调电容C2的第一端和所述电感L1的第二端，所述电阻R2的第二端接地。
2.根据权利要求1所述的抗混叠滤波器，其特征在于，所述抗混叠滤波器还包括电容C3，所述电容C3的第一端耦合至所述电感L1的第一端，所述电容C3的第二端耦合至所述电感L1的第二端。
3.一种抗混叠滤波器，其特征在于，包括电源V、可调电阻R1、电容C1、电感L1、电感L2、可调电容C2、电阻R2和可调电阻R3，所述电源V的正极耦合至所述可调电阻R1的第一端，所述可调电阻R1的第二端耦合至所述电容C1的第一端，所述电感L1的第一端分别与所述可调电阻R1的第二端和所述电容C1的第一端相耦合，所述电感L1的第二端耦合至所述可调电容C2的第一端，所述电阻R2的第一端分别与所述电感L1的第二端和所述可调电容C2的第一端相耦合，所述电源V的负极耦合至所述可调电阻R3的第一端，所述电容C1的第二端耦合至所述可调电阻R3的第二端，所述电感L2的第一端分别与所述可调电阻R3的第二端和所述电容C1的第二端相耦合，所述电感L2的第二端耦合至所述可调电容C2的第二端，所述电阻R2的第二端分别与所述电感L2的第二端和所述可调电容C2的第二端相耦合。
4.根据权利要求3所述的抗混叠滤波器，其特征在于，所述抗混叠滤波器还包括电容C3，所述电容C3的第一端耦合至所述电感L1的第一端，所述电容C3的第二端耦合至所述电感L1的第二端。
5.根据权利要求3或4所述的抗混叠滤波器，其特征在于，所述抗混叠滤波器还包括电容C4，所述电容C4的第一端耦合至所述电感L2的第一端，所述电容C4的第二端耦合至所述电感L2的第二端。
6.一种射频前端，其特征在于，包括抗混叠滤波器、低噪声放大器和缓冲器，所述抗混叠滤波器为如权利要求1-2任一项，或者权利要求3-5任一项所述的抗混叠滤波器，所述低噪声放大器的输出端耦合至所述缓冲器的输入端，所述缓冲器的输出端耦合至所述抗混叠滤波器的输入端，所述低噪声放大器用于对信号进行低噪声放大，所述缓冲器用于对所述抗混叠滤波器和所述低噪声放大器进行电路隔离。
7.一种接收机，其特征在于，包括射频前端和模数转换器，所述射频前端为如权利要求6所述的射频前端，所述射频前端的输出端耦合至所述模数转换器的输入端，所述模数转换器用于将模拟信号转换为数字信号。
8.一种抗混叠滤波器的控制方法，其特征在于，包括：
通信设备确定目标斜率，所述通信设备包括抗混叠滤波器，所述抗混叠滤波器包括电源V、可调电阻R1、电容C1、电感L1、可调电容C2和电阻R2，所述电源V的负极接地，所述电源V的正极耦合至所述可调电阻R1的第一端，所述可调电阻R1的第二端耦合至所述电容C1的第一端，所述电容C1的第二端接地，所述电感L1的第一端分别与所述电容C1的第一端和所述可调电阻R1的第二端相耦合，所述电感L1的第二端耦合至所述可调电容C2的第一端，所述可调电容C2的第二端接地，所述电阻R2的第一端耦合至所述可调电容C2的第一端和所述电感L1的第二端，所述电阻R2的第二端接地，所述目标斜率为所述抗混叠滤波器对有用信号中的高频信号的频率响应与对有用信号中的低频信号的频率响应的差值；
所述通信设备根据预设的斜率与组合参数的对应关系确定所述目标斜率对应的第一组合参数，所述组合参数包括所述可调电阻R1的阻值以及所述可调电容C2的容值，所述第一组合参数中所述可调电阻R1的阻值为目标阻值，所述第一组合参数中所述可调电容C2的容值为目标容值；
所述通信设备将所述可调电阻R1的阻值调整为所述目标阻值，并将所述可调电容C2的容值调整为所述目标容值。
9.根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述抗混叠滤波器还包括电容C3，所述电容C3的第一端耦合至所述电感L1的第一端，所述电容C3的第二端耦合至所述电感L1的第二端。
10.根据权利要求8或9所述的方法，其特征在于，所述目标斜率为所述通信设备根据用户选择的斜率确定的；或者，所述目标斜率为所述通信设备根据接收到的信号的频谱确定的。
11.一种抗混叠滤波器的控制方法，其特征在于，包括：
通信设备确定目标斜率，所述通信设备包括电源V、可调电阻R1、电容C1、电感L1、电感L2、可调电容C2、电阻R2和可调电阻R3，所述电源V的正极耦合至所述可调电阻R1的第一端，所述可调电阻R1的第二端耦合至所述电容C1的第一端，所述电感L1的第一端分别与所述可调电阻R1的第二端和所述电容C1的第一端相耦合，所述电感L1的第二端耦合至所述可调电容C2的第一端，所述电阻R2的第一端分别与所述电感L1的第二端和所述可调电容C2的第一端相耦合，所述电源V的负极耦合至所述可调电阻R3的第一端，所述电容C1的第二端耦合至所述可调电阻R3的第二端，所述电感L2的第一端分别与所述可调电阻R3的第二端和所述电容C1的第二端相耦合，所述电感L2的第二端耦合至所述可调电容C2的第二端，所述电阻R2的第二端分别与所述电感L2的第二端和所述可调电容C2的第二端相耦合，所述目标斜率为所述抗混叠滤波器对有用信号中的高频信号的频率响应与对有用信号中的低频信号的频率响应的差值；
所述通信设备根据预设的斜率与组合参数的对应关系确定所述目标斜率对应的第一组合参数，所述组合参数包括所述可调电阻R1的阻值、所述可调电阻R3的阻值以及所述可调电容C2的容值，所述第一组合参数中所述可调电阻R1的阻值为第一目标阻值，所述第一组合参数中所述可调电阻R3的阻值为第二目标阻值，所述第一组合参数中所述可调电容C2的容值为目标容值；
所述通信设备将所述可调电阻R1的阻值调整为所述第一目标阻值，将所述可调电阻R3的阻值调整为所述第二目标阻值，并将所述可调电容C2的容值调整为所述目标容值。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述抗混叠滤波器还包括电容C3，所述电容C3的第一端耦合至所述电感L1的第一端，所述电容C3的第二端耦合至所述电感L1的第二端。
13.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述抗混叠滤波器还包括电容C4，所述电容C4的第一端耦合至所述电感L2的第一端，所述电容C4的第二端耦合至所述电感L2的第二端。
14.根据权利要求11至13任一项所述的方法，其特征在于，所述目标斜率为所述通信设备根据用户选择的斜率确定的；或者，所述目标斜率为所述通信设备根据接收到的信号的频谱确定的。
CN201880091057.3A 2018-03-13 2018-03-13 一种抗混叠滤波器、相关设备及抗混叠滤波器的控制方法 Active CN111903100B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111316216.5A CN114142824A (zh) 2018-03-13 2018-03-13 一种抗混叠滤波器、相关设备及抗混叠滤波器的控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/CN2018/078815 WO2019173962A1 (zh) 2018-03-13 2018-03-13 一种抗混叠滤波器、相关设备及抗混叠滤波器的控制方法

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111316216.5A Division CN114142824A (zh) 2018-03-13 2018-03-13 一种抗混叠滤波器、相关设备及抗混叠滤波器的控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111903100A CN111903100A (zh) 2020-11-06
CN111903100B true CN111903100B (zh) 2021-11-09

Family

ID=67908544

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111316216.5A Pending CN114142824A (zh) 2018-03-13 2018-03-13 一种抗混叠滤波器、相关设备及抗混叠滤波器的控制方法
CN201880091057.3A Active CN111903100B (zh) 2018-03-13 2018-03-13 一种抗混叠滤波器、相关设备及抗混叠滤波器的控制方法

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111316216.5A Pending CN114142824A (zh) 2018-03-13 2018-03-13 一种抗混叠滤波器、相关设备及抗混叠滤波器的控制方法

Country Status (2)

Country Link
CN (2) CN114142824A (zh)
WO (1) WO2019173962A1 (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113114253A (zh) * 2021-05-28 2021-07-13 西北核技术研究所 一种应用于超高速数据采集系统的模拟信号调理系统

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104052282A (zh) * 2013-03-15 2014-09-17 英特赛尔美国有限公司 电源管理集成电路的内部补偿

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2008028754A (ja) * 2006-07-21 2008-02-07 Rohm Co Ltd 異常検出回路ならびにそれを用いたオーディオ信号増幅回路および電子機器
CN202374179U (zh) * 2011-12-21 2012-08-08 瑞斯康达科技发展股份有限公司 一种稳压电路
US9240814B2 (en) * 2012-03-27 2016-01-19 Texas Instruments Incorporated Ultrasonic receiver front-end
WO2016076092A1 (ja) * 2014-11-11 2016-05-19 株式会社村田製作所 可変フィルタ回路、ｒｆフロントエンド回路、および、通信装置
US9407276B1 (en) * 2015-06-23 2016-08-02 Silicon Laboratories Inc. Reducing distortion in an analog-to-digital converter

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104052282A (zh) * 2013-03-15 2014-09-17 英特赛尔美国有限公司 电源管理集成电路的内部补偿

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
应于射频直接采样系统中的滤波器设计;倪新;《微波学报》;20170224;全文 *

Also Published As

Publication number Publication date
WO2019173962A1 (zh) 2019-09-19
CN114142824A (zh) 2022-03-04
CN111903100A (zh) 2020-11-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8270926B2 (en) Radio front end and applications thereof
US7003265B2 (en) System and method for filtering signals in a transceiver
US7676211B2 (en) Reconfigurable baseband filter
KR101707258B1 (ko) 가변 이득 트랜스-컨덕턴스 스테이지를 구비한 튜닝가능한 적응형 필터
CN102201798B (zh) 一种适于纳米尺度工艺的高线性度射频前端
EP1583247A1 (en) Programmable IF frequency filter for enabling a compromise between DC offset rejection and image rejection
US7415264B2 (en) Low noise filter for a wireless receiver
JP2009065511A (ja) 増幅回路及び通信機
TW201308889A (zh) 無限脈衝響應濾波器以及濾波方法
CN107565912A (zh) 一种具有干扰抑制的低噪声放大器电路
US6407630B1 (en) DC offset cancelling circuit applied in a variable gain amplifier
US7355471B2 (en) Circuit for DC offset cancellation
CN111903100B (zh) 一种抗混叠滤波器、相关设备及抗混叠滤波器的控制方法
WO2007008457A2 (en) High dynamic range compact mixer output stage for a wireless receiver
US9197462B2 (en) Single amplifier filter for constant group delay in radio frequency transmitters
US20060025101A1 (en) Adaptive mixer output filter bandwidth control for variable conversion gain down-conversion mixer
US7389102B2 (en) Method to improve CMFB phase margin of variable-output-bandwidth mixer
JP5433614B2 (ja) 半導体集積回路および受信装置
Hollman et al. A 2.7 V CMOS dual-mode baseband filter for GSM and WCDMA
Alzaher et al. Dual-mode bluetooth/wireless local area network channel-select filter for direct conversion receivers
TWI272767B (en) Multi-band Gm-C state-variable filters using lossy integrators
JP3283191B2 (ja) 電子回路、これを用いたフィルタ装置及び無線装置
CN107733376B (zh) 一种基于反馈和电流复用可拓展高频带宽的低噪放电路
CN212392874U (zh) 一种低中频接收机装置
CN114389547A (zh) 一种放大电路及射频芯片

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant