CN111865125B - 牵引逆变器控制系统及pwm调制方法 - Google Patents

牵引逆变器控制系统及pwm调制方法 Download PDF

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CN111865125B CN202010742878.8A CN202010742878A CN111865125B CN 111865125 B CN111865125 B CN 111865125B CN 202010742878 A CN202010742878 A CN 202010742878A CN 111865125 B CN111865125 B CN 111865125B
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    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices

Abstract

本发明提出一种牵引逆变器控制系统及PWM调制方法，该系统包括主电路，第一处理器、第二处理器和第三处理器；主电路包括逆变单元，主电路输入端连接直流母线，主电路输出端连接负载电机；第一处理器与主电路连接；第二处理器与第一处理器连接，用于生成负载电机的励磁电感信号、励磁电流信号及转矩电流信号；所述第三处理器与第二处理器连接，用于生成零序电压调节量信号、负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号，并进行PWM调制计算，生成调制信号；第一处理器接收调制信号，调制生成开关脉冲信号发送至逆变单元。该调制方法可实现各调制模式间切换的平滑稳定，抑制启动电流冲击，同时基于该控制系统易于实现、可靠稳定。

Description

牵引逆变器控制系统及PWM调制方法
技术领域
本发明属于牵引逆变器领域，尤其涉及一种牵引逆变器控制系统及PWM调制方法。
背景技术
三电平牵引逆变器具有开关频率低，损耗小，效率高，减小谐波含量，改善输出波形质量，降低对开关器件的耐压要求等优势，已被广泛应用于高速动车组中，并逐步在地铁车辆应用中得到关注。
目前三电平逆变器控制系统多采用双处理器协同工作，DSP作为主处理器负责复杂控制算法的实时运算，FPGA作为协处理器负责AD采样控制、PWM信号的产生等，减轻了DSP的预算负担，该控制系统可以运行复杂的并网控制程序，一定程度上提高了逆变器的实时性与稳定性。但是面对越来越复杂的控制算法的需求，该控制系统仍存在运算速度相对较慢，动态响应不及时的弊端。并且由于三电平逆变器自身拓扑结构的特点，其工作时会出现直流侧上下分压电容电压不平衡情况，导致中点电位产生波动，从而引起输出电压发生畸变、谐波含量增大，严重影响逆变器工作性能。
现有三电平逆变器的输出性能主要取决于调制算法，SVPWM调制方式以其易于数字实现，电压利用率高等特点，在三电平逆变器中得到广泛应用。但传统三电平逆变器的SVPWM调制方式，在控制方式的实现上较为复杂，包括在进行参考矢量扇区判断及计算基本矢量作用时间等方面，要涉及较多的三角函数运算和表格查询，调制算法极为繁琐，因此会给控制器带来较大负担，进而导致控制器硬件控制精度差，调制模式切换不平稳，输出波形质量差等问题，不利于三电平逆变器的发展。
发明内容
本发明针对上述现有三电平逆变器控制技术存在的技术问题，提出一种采用三处理器协同工作的牵引逆变器控制系统及PWM调制方法，该控制系统灵活性高，运算速度及响应速度较快；该调制方法易于实现，可有效减少启动冲击电流，实现各调制模式间平稳切换，使输出波形更加平滑稳定。
为了实现上述目的，提供如下技术方案：
本发明首先提供一种牵引逆变器控制系统，用于实现牵引逆变器的运行控制。
牵引逆变器控制系统，包括主电路，第一处理器、第二处理器和第三处理器；所述主电路包括逆变单元，主电路输入端连接直流母线，主电路输出端连接负载电机；
所述第一处理器与主电路连接；
所述第二处理器与第一处理器连接，用于计算生成负载电机的励磁电感信号、励磁电流信号以及转矩电流信号；
所述第三处理器与第二处理器连接，用于计算生成零序电压调节量信号，并根据第二处理器生成的励磁电感信号、励磁电流信号以及转矩电流信号计算生成负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号；
第三处理器，进一步被配置为根据所述零序电压调节量信号、负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号，进行PWM调制计算，生成调制信号，并将调制信号传递至第一处理器；
第一处理器接收第三处理器的调制信号，调制生成开关脉冲信号发送至逆变单元。
作为优选的，所述第二处理器包括计算模块1：预存转矩电流控制算法，用于负载电机的励磁电感信号、励磁电流信号以及转矩电流信号的计算；
所述第三处理器包括：
计算模块2：预存负载电机的电压频率控制算法，用于负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号的计算；
计算模块3：预存电容均压控制算法，用于零序电压调节量信号的计算；
PWM调制模块：用于PWM调制计算，生成调制信号；
所述计算模块1的输出端连接至计算模块2的输入端，计算模块2的输出端与计算模块3的输出端共同连接至PWM调制模块的输入端。
作为优选的，所述PWM调制模块包括：
存储单元：用于存储不同载波比，存储不同载波比对应的调制模式，存储不同载波比在1/6扇区内所对应的角度值，存储各调制模式间切换的切换角度区间；
切换单元：用于判断并切换调制模式；
计算单元：用于各调制模式内角度、扇区及三相调制波的计算；
调制单元：用于根据三相调制波及PWM周期值生成调制信号。
作为优选的，所述PWM调制模块进一步包括用于提高负载电机控制电压信号的过调制单元，所述过调制单元根据不同的负载电机控制电压信号，定义不用的调制系数用以更新所述计算单元计算得出的三相调制波，更新后的三相调制波，继续参与调制单元内调制信号的生成。
作为优选的，所述主电路进一步包括箝位二极管及与直流母线连接的两个电容值相等的分压电容，两个电容的中点通过箝位二极管与逆变单元连接；
所述计算模块3包括运算放大器、比较器及PI控制器；
运算放大器的输入连接一个电容的电压信号，输出端连接至比较器的反相输入端；
比较器的同相输入端连接直流母线的电压信号，输出端连接至PI控制器；
PI控制器的输出为零序电压调节量信号。
本发明进一步还提供了一种牵引逆变器PWM调制方法，基于上述控制系统实现，所述牵引逆变器PWM调制方法包括以下步骤：
所述第三处理器根据自身生成的零序电压调节量信号，并根据由第二处理器生成的励磁电感信号、励磁电流信号、转矩电流信号计算生成的负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号，进行PWM调制计算，生成调制信号；
所述第一处理器根据第三处理器传输的调制信号，调制生成开关脉冲信号，并发送至逆变单元，用于牵引逆变器的控制。
作为优选的，所述第一处理器根据第三处理器传输的调制信号产生中断信号，并触发第三处理器进行中断处理。
作为优选的，励磁电感信号、励磁电流信号、转矩电流信号的计算生成，包括以下步骤：
控制磁链PSI_con由下式得到：
Figure BDA0002607341780000041
其中，Udc为直流母线电压，Udc-rated为负载电机额定电压，PSI为在已知电机转速下的磁链值，根据查找电机转速和磁链的对应曲线得知；
基于磁链PSI_con，查找磁链和励磁电感的对应曲线，得到励磁电感Lm_con，
进而得，
Figure BDA0002607341780000042
转矩电流由下式得到：
Figure BDA0002607341780000043
其中，Id_con为励磁电流,It_con为转矩电流，p为电机极对数,T为在已知电机转速下的转矩值，根据查找电机转速和转矩的对应曲线得知。
作为优选的，负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号的计算生成，包括以下步骤：
异步电机状态空间方程如下：
Figure BDA0002607341780000044
其中，Rs为定子电阻，Lsl为定子电感，Lrl为转子电感；
Fs由下式得到：
Figure BDA0002607341780000045
其中Fr为转子频率，Rr为转子电阻，
Us由下式得到：
Figure BDA0002607341780000051
其中，Fs为负载电机控制频率信号，Us为负载电机控制电压信号，Ud为d轴电压分量，Uq为q轴电压分量。
作为优选的，所述PWM调制计算包括以下步骤：
调制模式的判断及切换：根据存储单元存储的不同载波比定义模式标志位SwitchMode,并根据所定义的SwitchMode值及接收的负载电机控制频率信号、存储的切换角度区间判断并切换调制模式；
角度和扇区计算：定义电压角度θ、扇区FanNum，θ的初始值为0，FanNum的初始值为1，根据切换的调制模式，θ每次执行累加2π/该调制模式下对应的载波比；
当θ>π/3时，θ执行减去π/3，保证所述定义电压角度θ值始终分布在区间[0,π/3]内；
θ执行减去π/3的同时，FanNum执行加1；
当FanNum>6时，FanNum执行减6，保证所述FanNum值始终分布在区间[1,6]内；
三相调制波计算：定义调制波中间变量cmp0、cmp1、cmp2，根据FanNum的值与调制波中间变量cmp0、cmp1、cmp2、零序电压调节量信号，计算三相调制波Ua、Ub、Uc；
调制信号的生成：根据三相调制波Ua、Ub、Uc，及PWM周期值，计算a、b、c三相的PWM开关信号比较值，生成调制信号。
作为优选的，所述PWM调制计算进一步包括以下的过调制步骤：
SVPWM在线性调制区的直流母线电压利用率为0.707，方波时直流母线电压利用率为0.78；
若Us<0.707×Udc,定义调制系数Mo1，过调制后的三相调制波Ua_new＝Ua×Mo1，Ub_new＝Ub×Mo1，Uc_new＝Uc×Mo1；
若Us>0.78×Udc，定义调制系数Mo2，过调制后的三相调制波Ua_new＝Ua×Mo2，Ub_new＝Ub×Mo2，Uc_new＝Uc×Mo2；
若0.707×Udc<Us<0.78×Udc，定义调制系数Mo3，过调制后的三相调制波Ua_new＝Ua×Mo3，Ub_new＝Ub×Mo3，Uc_new＝Uc×Mo3；
Ua_new、Ub_new、Uc_new替代所述三相调制波计算后得到的Ua、Ub、Uc继续参与PWM调制计算，更新调制信号。
作为优选的，三相调制波计算进一步包括以下步骤：
定义调制波中间变量：
Figure BDA0002607341780000061
当FanNum＝1时：
Figure BDA0002607341780000062
当FanNum＝2时：
Figure BDA0002607341780000063
当FanNum＝3时：
Figure BDA0002607341780000064
当FanNum＝4时：
Figure BDA0002607341780000065
当FanNum＝5时：
Figure BDA0002607341780000071
当FanNum＝6时：
Figure BDA0002607341780000072
其中，U0为零序电压调节量信号。
与现有技术相比，本发明的优点和积极效果在于：
1、本发明牵引逆变器控制系统采用三处理器协同工作，提高了系统的灵活性，满足了对系统精确性和稳定性的要求，提高了处理器的处理速度和效率；
2、本发明提出一种PWM调制方法，基于上述控制系统易于实现，且该调制方法可实现输出电压低谐波、低开关损耗，减少启动冲击电流，保证各调制模式间切换的平滑稳定，使输出波形更加平稳；
3、该调制方法包括过调制过程，该过程可靠有效，利于提高直流母线电压利用率，进而提高负载电机控制电压信号。
附图说明
图1为本发明牵引逆变器主电路图；
图2为本发明牵引逆变器控制系统的结构示意图；
图3为本发明计算模块逻辑框图；
图4为本发明电容均压控制方框图；
图5为本发明PWM频率切换原理图；
图6为本发明开关脉冲信号实现框图；
图7为本发明牵引逆变器实验效果验证波形图。
其中，1、负载电机ab线电压；2、负载电机a相电流。
具体实施方式
以下，结合附图对本发明的具体实施方式进行进一步的描述。
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
本发明首先提供一种牵引逆变器控制系统，用于实现牵引逆变器的运行控制。该控制系统包括主电路，第一处理器、第二处理器和第三处理器；所述主电路包括逆变单元，主电路输入端连接直流母线，主电路输出端连接负载电机；所述主电路进一步包括箝位二极管及与直流母线连接的两个电容值相等的分压电容，两个电容的中点通过箝位二极管与逆变单元连接；参考图1，本实施例中，所述主电路为三电平牵引逆变电路，包括三相桥臂的逆变单元，每一桥臂有4个IGBT开关管，4个续流二极管，2个箝位二极管，直流侧由2个直流电容串联起来支撑并均衡直流侧电压，此部分为现有技术，因而不再赘述。
参考图2，所述第一处理器与主电路连接；
所述第二处理器与第一处理器连接，用于计算生成负载电机的励磁电感信号、励磁电流信号以及转矩电流信号；
所述第三处理器与第二处理器连接，用于计算生成零序电压调节量信号，并根据第二处理器生成的励磁电感信号、励磁电流信号以及转矩电流信号计算生成负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号；
第三处理器，进一步被配置为根据所述零序电压调节量信号、负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号，进行PWM调制计算，生成调制信号，并将调制信号传递至第一处理器；
第一处理器接收第三处理器的调制信号，调制生成开关脉冲信号发送至逆变单元。本实施例中，所述第一处理器采用FPGA处理器，所述第二处理器采用DSP1处理器，所述第三处理器采用DSP2处理器；DSP1、DSP2和FPGA之间两两相互通信，通过FPGA内部的双口RAM实现。
进一步的，所述第二处理器包括计算模块1：预存转矩电流控制算法，用于负载电机的励磁电感信号、励磁电流信号以及转矩电流信号的计算；
所述第三处理器包括：
计算模块2：预存负载电机的电压频率控制算法，用于负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号的计算；
计算模块3：预存电容均压控制算法，用于零序电压调节量信号的计算；
PWM调制模块：用于PWM调制计算，生成调制信号；
参考图3，计算模块1的输出端连接至计算模块2的输入端，计算模块2的输出端与计算模块3的输出端共同连接至PWM调制模块的输入端。
参考图4，所述计算模块3进一步包括运算放大器、比较器及PI控制器；
运算放大器的输入连接一个电容的电压信号，输出端连接至比较器的反相输入端；
比较器的同相输入端连接直流母线的电压信号，输出端连接至PI控制器；
PI控制器的输出为零序电压调节量信号。
具体的，本实施例中，计算模块1的输入为负载电机参数，包括：已知负载电机转速下的转矩Tref值、已知负载电机转速下的磁链PSI值及已知磁链PSI下的励磁电感Lm值、定子电阻Rs、转子电阻Rr、定子漏感Lsl、转子漏感Lrl，其中Tref代表电机转矩，PSI代表磁链，Lm代表电机励磁电感；计算模块1的输出为负载电机控制的励磁电流Id_con、转矩电流It_con、励磁电感Lm_con。
计算模块2的输入接计算模块1的输出信号；计算模块2的输出为负载电机控制电压信号Us、负载电机控制频率信号Fs；
计算模块3的输入为主电路的直流母线电压Udc,上电容电压Ufc,输出为零序电压调节量U0。具体的，参考图4，所述运算放大器的放大倍数为2倍，上电容电压Ufc经过运算放大器后接入比较器的反相输入端，直流母线电压Udc接入比较器的同相输入端，Udc与两倍的Ufc经比较器比较后，其差值接入PI控制器的输入端，PI控制器输出为零序电压调节量U0。
U0与Us、Fs作为输入量共同输入PWM调制模块中。
进一步的，所述PWM调制模块包括：
存储单元：用于存储不同载波比，存储不同载波比对应的调制模式，存储不同载波比在1/6扇区内所对应的角度值，存储各调制模式间切换的切换角度区间；
切换单元：用于判断并切换调制模式；
计算单元：用于各调制模式内角度、扇区及三相调制波的计算；
调制单元：用于根据三相调制波及PWM周期值生成调制信号。
具体的，切换单元根据存储单元存储的不同载波比定义模式标志位SwitchMode,并根据所定义的SwitchMode值及接收的负载电机控制频率信号、存储单元存储的各调制模式间切换的切换角度区间进行调制模式判断及切换；所述计算单元进一步在各调制模式基础上进行角度及扇区计算，同时在各扇区内计算三相调制波。所述三相调制波计算过程中叠加了零序电压调节量信号U0，能够实现直流侧电容电压均衡的目的。所述调制单元根据三相调制波及PWM周期值生成调制信号，所述调制信号用于第一处理器产生开关脉冲信号。
所述PWM调制模块进一步包括用于提高负载电机控制电压信号的过调制单元，所述过调制单元根据不同的负载电机控制电压信号，定义不用的调制系数用以更新所述计算单元计算得出的三相调制波，更新后的三相调制波，继续参与调制单元内调制信号的生成。该过调制单元有利于提高直流母线电压利用率，提高负载电机控制电压信号。
该控制系统采用三处理器分工协同工作，有利于提高系统稳定性、灵活性，避免单个处理器进行过多的控制运算而导致的处理速度慢、效率低的技术问题；同时采用电容均压控制，利用零序电压调节量U0实现输入串联电容的电压平衡控制，提高系统稳定性。
本发明进一步还提供一种牵引逆变器PWM调制方法，基于上述控制系统实现，包括以下步骤：
所述第三处理器根据自身生成的零序电压调节量信号，并根据由第二处理器生成的励磁电感信号、励磁电流信号、转矩电流信号计算生成的负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号，进行PWM调制计算，生成调制信号；
所述第一处理器根据第三处理器传输的调制信号，调制生成开关脉冲信号，并发送至逆变单元，用于牵引逆变器的控制。
具体的，励磁电感信号、励磁电流信号、转矩电流信号的计算生成，包括以下步骤：
控制磁链PSI_con由下式得到：
Figure BDA0002607341780000111
其中，Udc为直流母线电压，Udc-rated为负载电机额定电压，PSI为在已知电机转速下的磁链值，根据查找所述负载电机的电机转速和磁链的对应曲线即PSI-Spd曲线得知，所述PSI-Spd曲线为负载电机额定电压Udc-rated下的设计特性曲线。一般情况下，负载电机转速在低速时，PSI为常数；负载电机转速在高速时，PSI与电机转速呈反比关系。
基于控制磁链PSI_con，查找磁链和励磁电感的对应曲线，得到在该控制磁链PSI_con下的励磁电感Lm_con，
进而得，
Figure BDA0002607341780000112
转矩电流由下式得到：
Figure BDA0002607341780000113
其中，Id_con为励磁电流,It_con为转矩电流，p为电机极对数,T为在已知电机转速下的转矩值，根据查找所述负载电机的电机转速和转矩的对应曲线得知。
所述负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号的计算生成，包括以下步骤：
异步电机状态空间方程如下：
Figure BDA0002607341780000114
其中，Rs为定子电阻，Lsl为定子电感，Lrl为转子电感；
Fs由下式得到：
Figure BDA0002607341780000121
其中Fr为转子频率，Rr为转子电阻，
Us由下式得到：
Figure BDA0002607341780000122
其中，Fs为负载电机控制频率信号，Us为负载电机控制电压信号，Ud为d轴电压分量，Uq为q轴电压分量。
进一步的，所述PWM调制计算包括以下步骤：
(1)调制模式的判断及切换：根据存储单元存储的不同载波比定义模式标志位SwitchMode,并根据所定义的SwitchMode值及接收的负载电机控制频率信号、存储单元存储的各调制模式间切换的角度区间，进行调制模式的判断及切换。
具体的，本实施例中，参考图5，为实现输出电压低谐波，并降低开关损耗，实现启动电流冲击抑制，保持系统平稳运行，将调制频率分为低频运行第一阶段与第二阶段。其中，第一阶段为异步调制；第二阶段为不同载波比的同步调制。存储单元内部存储的为异步调制的载波比54，及同步调制时采用的如下所示的载波比及1/6扇区内角度值：
Figure BDA0002607341780000123
所述各调制模式间切换的角度区间为[-0.03，0.03]。
首先，定义模式标志位SwitchMode：
Figure BDA0002607341780000124
当SwitchMode＝0时，若Fs>10且当前电压角度θ位于切换角度区间内，则进行模式切换，SwitchMode＝1，否则维持原模式；
当SwitchMode＝1时，若Fs>60且当前电压角度θ位于切换角度区间内，则进行模式切换，SwitchMode＝2，若Fs<10且当前电压角度θ位于切换角度区间内，则进行模式切换，SwitchMode＝0，否则维持原模式；
当SwitchMode＝2时，若Fs>100且当前电压角度θ位于切换角度区间内，则进行模式切换，SwitchMode＝3，若Fs<60且当前电压角度θ位于切换角度区间内，则进行模式切换，SwitchMode＝1，否则维持原模式；
当SwitchMode＝3时，若Fs<100且当前电压角度θ位于切换角度区间内，则进行模式切换，SwitchMode＝2，否则维持原模式。
(2)角度和扇区计算：定义电压角度θ、扇区FanNum，θ的初始值为0，FanNum的初始值为1，根据切换的调制模式，θ每次执行累加2π/该调制模式下对应的载波比；
当θ>π/3时，θ执行减去π/3，保证所述定义电压角度θ值始终分布在区间[0,π/3]内；
θ执行减去π/3的同时，FanNum执行加1；
当FanNum>6时，FanNum执行减6，保证所述FanNum值始终分布在区间[1,6]内。
具体的，
当SwitchMode＝0时，θ每次执行累加2*π*Fs/540；
当SwitchMode＝1时，θ每次执行累加π/27；
当SwitchMode＝2时，θ每次执行累加π/21；
当SwitchMode＝3时，θ每次执行累加π/15。
(3)三相调制波计算：定义调制波中间变量cmp0、cmp1、cmp2，根据FanNum的值与调制波中间变量cmp0、cmp1、cmp2、零序电压调节量信号，计算三相调制波Ua、Ub、Uc。
具体的，定义调制波中间变量：
Figure BDA0002607341780000141
当FanNum＝1时：
Figure BDA0002607341780000142
当FanNum＝2时：
Figure BDA0002607341780000143
当FanNum＝3时：
Figure BDA0002607341780000144
当FanNum＝4时：
Figure BDA0002607341780000145
当FanNum＝5时：
Figure BDA0002607341780000146
当FanNum＝6时：
Figure BDA0002607341780000147
其中，U0为零序电压调节量信号，通过在调制波Ua、Ub、Uc上叠加零序电压调节量信号U0，来实现直流侧电容电压均衡控制，且不会影响牵引逆变器的输出波形的质量。
(4)调制信号的生成：根据三相调制波Ua、Ub、Uc，及PWM周期值，计算a、b、c三相的PWM开关信号比较值，生成调制信号。
具体的，在得到调制波Ua、Ub、Uc后，采用正负半周分开调制的方式，以a相为例，进行如下调制信息的计算：
Figure BDA0002607341780000151
其中，PWMtpr为PWM周期值，Fpwm为FPGA内部计数频率，本实施例中，Fpwm为60MHz。参考图1，PWMa13为a相IGBT开关管1、3管开关信号比较值，PWMa24为a相IGBT开关管2、4管开关信号比较值。
b相、c相同样进行上述计算，由此可得的调制信息包括：PWMtpr、PWMa13、PWMa24、PWMb13、PWMb24、PWMc13、PWMc24。
进一步的，所述第一处理器根据第三处理器传输的调制信号产生中断信号，并触发第三处理器进行中断处理。
具体的，参考图6，本实施例中，第三处理器即DSP1处理器进行PWM调制计算，产生调制信号；第一处理器即FPGA处理器接收DSP1处理器传输的调制信号，根据内部计数频率60MHz进行计数，计数从0开始，递增计数，到达周期值PWMtpr后，开始递减计数，到达0后，产生中断信号，触发DSP1处理器进行中断处理,DSP1处理器接收中断信号后，重新进行PWM调制计算，生成调制信号发送至FPGA处理器，周期循环。
所述PWM调制计算进一步包括以下的过调制步骤：
SVPWM在线性调制区的直流母线电压利用率为0.707，方波时直流母线电压利用率为0.78；
若Us<0.707×Udc,定义调制系数Mo1，过调制后的三相调制波Ua_new＝Ua×Mo1，Ub_new＝Ub×Mo1，Uc_new＝Uc×Mo1；
若Us>0.78×Udc，定义调制系数Mo2，过调制后的三相调制波Ua_new＝Ua×Mo2，Ub_new＝Ub×Mo2，Uc_new＝Uc×Mo2；
若0.707×Udc<Us<0.78×Udc，定义调制系数Mo3，过调制后的三相调制波Ua_new＝Ua×Mo3，Ub_new＝Ub×Mo3，Uc_new＝Uc×Mo3；
Ua_new、Ub_new、Uc_new替代所述三相调制波计算后得到的Ua、Ub、Uc继续参与PWM调制计算，更新调制信号。
具体的，
当Us<0.707×Udc时，Mo＝1；三相调制波：Ua_new＝Ua×Mo1，Ub_new＝Ub×Mo1，Uc_new＝Uc×Mo1；
当Us>0.707×Udc时，
Figure BDA0002607341780000161
三相调制波：Ua_new＝Ua×Mo2，Ub_new＝Ub×Mo2，Uc_new＝Uc×Mo2；
当0.707×Udc<Us<0.78×Udc时，取系数
Figure BDA0002607341780000162
则
Figure BDA0002607341780000163
三相调制波Ua_new＝Ua×Mo3，Ub_new＝Ub×Mo3，Uc_new＝Uc×Mo3；
将过调制后的三相调制波Ua_new、Ub_new、Uc_new替代所述三相调制波计算后得到的Ua、Ub、Uc继续参与PWM调制计算，更新调制信号。
该调制方法可以实现输出电压低谐波，低开关损耗，并且可以抑制启动电流冲击；可以实现调制各模式切换的平滑稳定，使输出波形更加平稳；通过加入过调制，可有效提高直流母线电压利用率，提高负载电机控制电压信号。利用前述控制系统并结合该调制方法，可对牵引逆变器有较好的控制效果，保证了牵引逆变器的平稳可靠运行。具体的，图7所示的为本发明牵引逆变器采用上述PWM调制方法后的负载电机输出波形，实验台参数如下：
Figure BDA0002607341780000171
参考图7，图中下方三条波形图为上方三条波形图在7.19S位置时的局部放大图。参考该局部放大图，负载电机ab线电压1的电压值包括±Udc、±Udc/2、0，其波形稳定，呈现良好的三电平形态，且不存在中点电位漂移问题。负载电机a相电流2的波形非常接近正弦波，电流谐波含量低，且波形较为光滑平稳。由此可以得出该调制方法对牵引逆变器的控制效果良好。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非是对本发明作其它形式的限制，任何熟悉本专业的技术人员可能利用上述揭示的技术内容加以变更或改型为等同变化的等效实施例应用于其它领域，但是凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与改型，仍属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (11)

1.牵引逆变器控制系统，用于实现牵引逆变器的运行控制，其特征在于：包括主电路，第一处理器、第二处理器和第三处理器；所述主电路包括逆变单元，主电路输入端连接直流母线，主电路输出端连接负载电机；
所述第一处理器与主电路连接；
所述第二处理器与第一处理器连接，用于计算生成负载电机的励磁电感信号、励磁电流信号以及转矩电流信号；
所述第三处理器与第二处理器连接，用于计算生成零序电压调节量信号，并根据第二处理器生成的励磁电感信号、励磁电流信号以及转矩电流信号计算生成负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号；
第三处理器，进一步被配置为根据所述零序电压调节量信号、负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号，进行PWM调制计算，生成调制信号，并将调制信号传递至第一处理器；
第一处理器接收第三处理器的调制信号，调制生成开关脉冲信号发送至逆变单元；
所述第三处理器包括PWM调制模块：用于PWM调制计算，生成调制信号；
所述PWM调制模块包括：
存储单元：用于存储不同载波比，存储不同载波比对应的调制模式，存储不同载波比在1/6扇区内所对应的角度值，存储各调制模式间切换的切换角度区间；
切换单元：用于判断并切换调制模式；
计算单元：用于各调制模式内角度、扇区及三相调制波的计算；
调制单元：用于根据三相调制波及PWM周期值生成调制信号。
2.如权利要求1所述的牵引逆变器控制系统，其特征在于：
所述第二处理器包括计算模块1：预存转矩电流控制算法，用于负载电机的励磁电感信号、励磁电流信号以及转矩电流信号的计算；
所述第三处理器还包括：
计算模块2：预存负载电机的电压频率控制算法，用于负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号的计算；
计算模块3：预存电容均压控制算法，用于零序电压调节量信号的计算；
所述计算模块1的输出端连接至计算模块2的输入端，计算模块2的输出端与计算模块3的输出端共同连接至PWM调制模块的输入端。
3.如权利要求1所述的牵引逆变器控制系统，其特征在于：所述PWM调制模块进一步包括用于提高负载电机控制电压信号的过调制单元，所述过调制单元根据不同的负载电机控制电压信号，定义不用的调制系数用以更新所述计算单元计算得出的三相调制波，更新后的三相调制波，继续参与调制单元内调制信号的生成。
4.如权利要求2所述的牵引逆变器控制系统，其特征在于：所述主电路进一步包括箝位二极管及与直流母线连接的两个电容值相等的分压电容，两个电容的中点通过箝位二极管与逆变单元连接；
所述计算模块3包括运算放大器、比较器及PI控制器；
运算放大器的输入连接一个电容的电压信号，输出端连接至比较器的反相输入端；
比较器的同相输入端连接直流母线的电压信号，输出端连接至PI控制器；
PI控制器的输出为零序电压调节量信号。
5.基于权利要求1～4任一项所述的牵引逆变器控制系统的牵引逆变器PWM调制方法，其特征在于，包括以下步骤：
所述第三处理器根据自身生成的零序电压调节量信号，并根据由第二处理器生成的励磁电感信号、励磁电流信号、转矩电流信号计算生成的负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号，进行PWM调制计算，生成调制信号；
所述第一处理器根据第三处理器传输的调制信号，调制生成开关脉冲信号，并发送至逆变单元，用于牵引逆变器的控制。
6.如权利要求5所述的牵引逆变器PWM调制方法，其特征在于，所述第一处理器根据第三处理器传输的调制信号产生中断信号，并触发第三处理器进行中断处理。
7.如权利要求5所述的牵引逆变器PWM调制方法，其特征在于，励磁电感信号、励磁电流信号、转矩电流信号的计算生成，包括以下步骤：
控制磁链PSI_con由下式得到：
Figure FDA0003092484680000031
其中，Udc为直流母线电压，Udc-rated为负载电机额定电压，PSI为在已知电机转速下的磁链值，根据查找电机转速和磁链的对应曲线得知；
基于控制磁链PSI_con，查找磁链和励磁电感的对应曲线，得到励磁电感Lm_con，
进而得，
Figure FDA0003092484680000032
转矩电流由下式得到：
Figure FDA0003092484680000033
其中，Id_con为励磁电流,It_con为转矩电流，p为电机极对数,T为在已知电机转速下的转矩值，根据查找电机转速和转矩的对应曲线得知。
8.如权利要求5所述的牵引逆变器PWM调制方法，其特征在于，负载电机控制电压信号、负载电机控制频率信号的计算生成，包括以下步骤：
异步电机状态空间方程如下：
Figure FDA0003092484680000034
其中，Rs为定子电阻，Lsl为定子电感，Lrl为转子电感；Id_con为励磁电流,It_con为转矩电流，Lm_con为励磁电感；
Fs由下式得到：
Figure FDA0003092484680000035
其中Fr为转子频率，Rr为转子电阻，
Us由下式得到：
Figure FDA0003092484680000041
其中，Fs为负载电机控制频率信号，Us为负载电机控制电压信号，Ud为d轴电压分量，Uq为q轴电压分量。
9.如权利要求5所述的牵引逆变器PWM调制方法，其特征在于，所述PWM调制计算包括以下步骤：
调制模式的判断及切换：根据存储单元存储的不同载波比定义模式标志位SwitchMode,并根据所定义的SwitchMode值及接收的负载电机控制频率信号、存储的切换角度区间判断并切换调制模式；
角度和扇区计算：定义电压角度θ、扇区FanNum，θ的初始值为0，FanNum的初始值为1，根据切换的调制模式，θ每次执行累加2π/该调制模式下对应的载波比；
当θ>π/3时，θ执行减去π/3，保证所述定义电压角度θ值始终分布在区间[0,π/3]内；
θ执行减去π/3的同时，FanNum执行加1；
当FanNum>6时，FanNum执行减6，保证所述FanNum值始终分布在区间[1,6]内；
三相调制波计算：定义调制波中间变量cmp0、cmp1、cmp2，根据FanNum的值与调制波中间变量cmp0、cmp1、cmp2、零序电压调节量信号，计算三相调制波Ua、Ub、Uc；
调制信号的生成：根据三相调制波Ua、Ub、Uc，及PWM周期值，计算a、b、c三相的PWM开关信号比较值，生成调制信号。
10.如权利要求9所述的牵引逆变器PWM调制方法，其特征在于，所述PWM调制计算进一步包括以下的过调制步骤：
SVPWM在线性调制区的直流母线电压利用率为0.707，方波时直流母线电压利用率为0.78；
若Us<0.707×Udc,定义调制系数Mo1，过调制后的三相调制波Ua_new＝Ua×Mo1，Ub_new＝Ub×Mo1，Uc_new＝Uc×Mo1；
若Us>0.78×Udc，定义调制系数Mo2，过调制后的三相调制波Ua_new＝Ua×Mo2，Ub_new＝Ub×Mo2，Uc_new＝Uc×Mo2；
若0.707×Udc<Us<0.78×Udc，定义调制系数Mo3，过调制后的三相调制波Ua_new＝Ua×Mo3，Ub_new＝Ub×Mo3，Uc_new＝Uc×Mo3；
Ua_new、Ub_new、Uc_new替代所述三相调制波计算后得到的Ua、Ub、Uc继续参与PWM调制计算，更新调制信号；
其中，Us为负载电机控制电压信号，Udc为主电路的直流母线电压。
11.如权利要求10或9所述的牵引逆变器PWM调制方法，其特征在于，三相调制波计算进一步包括以下步骤：
定义调制波中间变量：
Figure FDA0003092484680000051
当FanNum＝1时：
Figure FDA0003092484680000052
当FanNum＝2时：
Figure FDA0003092484680000053
当FanNum＝3时：
Figure FDA0003092484680000054
当FanNum＝4时：
Figure FDA0003092484680000061
当FanNum＝5时：
Figure FDA0003092484680000062
当FanNum＝6时：
Figure FDA0003092484680000063
其中，U0为零序电压调节量信号。
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