CN111766495B - Mosfet导通电阻的检测电路和方法、芯片及电池管理系统 - Google Patents

Mosfet导通电阻的检测电路和方法、芯片及电池管理系统 Download PDF

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Abstract

本公开提供了一种MOSFET导通电阻的检测电路，包括：被测MOSFET，被测MOSFET的一端连接至电池/电池组的正端或负端；以及串联电路，串联电路为基准电阻与控制MOSFET的串联电路，其中串联电路的一端与被测MOSFET的另一端连接，并且串联电路的另一端与电池/电池组的负端或正端，其中，被测MOSFET导通并且控制MOSFET导通时，电池/电池组、被测MOSFET、基准电阻、控制MOSFET形成检测回路，在检测回路中，通过测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET和/或控制MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。本公开还提供了一种MOSFET导通电阻的检测方法、芯片及电池管理系统。

Description

MOSFET导通电阻的检测电路和方法、芯片及电池管理系统
技术领域
本公开设计电池管理系统，尤其涉及MOSFET导通电阻的检测电路和方法、芯片及电池管理系统。
背景技术
对于目前的电池管理系统，几乎所有的方案都是利用高精度的检测电阻来测量系统的充电电流和放电电流，例如图1所示，采用检测电阻Rsense来检测充电电流和放电电流。Rsense电阻典型范围在1m ohm-10m ohm之间。
该检测方式可以采用单端检测和差分检测两种具体实现方案(图1示出了单端检测方案)。
对于单端检测方案，利用SRN pin来检测Rsense电阻压降，从而判断系统充放电大小和方向。
对于差分检测方案，检测Rsense电阻两端的压降，从而判断系统充放电电流的大小和方向；与单端检测方案对比，差分检测方案更加准确，精度更高。
无论单端还是差分检测方案，都需要采用高精度采样电阻，不单单增加了系统成本，也产生了额外的功率消耗，尤其对于大功率应用。特别是系统功耗和发热，因为电阻消耗的热功率Pdis＝I2*Rsense，其中电流I为流过采样电阻的系统充/放电的电流大小，由此可以知道，系统放/放电的电流越大，采样电阻消耗的功率越大，发热越大，通常由48-72V的动力电池包驱动的系统的平均工作电流在10A～20A,若Rsense＝1m ohm，那么采样电阻上消耗的功率，Pdis＝I2*Rsense＝(10～20)2*1m＝0.1w～0.4w。若Rsense＝10m ohm，那么采样电阻上消耗的功率，Pdis＝I2*Rsense＝(10～20)2*1m＝1w～4w。而锂电池系统需要工作在低温度环境，通常小于45-50℃，所以，希望采样Rsense电阻越小越好，发热越小。
采用更小的采样电阻Rsense虽然可以缓解发热问题，但是，带来了3个不利的影响，1.电阻值越小的无源分立采样电阻Rsense，成本越高。2.当采用更小的采样电阻Rsense，同样大小的系统充/放电电电流，Rsense两端电压Vsense就更小，为了采集更小的Vsense，就需要更高精度的ADC,而更高精度的ADC通常需要消耗更大的电流和更大的芯片面积。3.当采用更小的采样电阻Rsense，同样大小的系统充/放电电电流，Rsense两端电压Vsense就更小，这样Vsense更容易受到系统噪声干扰，信噪比与Vsense的平方成反比。
为了同时解决大的采样电阻Rsense带来的热耗散问题，以及小的采样电阻带来的信噪比降低、功耗加大、芯片加大的问题，
采用检测电阻Rsense不仅仅增加了系统的成本，在充电和放电过程中，也产生了额外的功率消耗，尤其对于大功率的应用。
此外，在MOSFET的导通电阻测量方面，由于其随温度进行变化，因此如果精确地测量MOSFET的导通电阻也是本领域所要解决的技术问题。
发明内容
为了解决上述技术问题中的至少之一，本公开提供了一种MOSFET导通电阻的检测电路和方法、芯片及电池管理系统。
根据本公开的一个方面，一种MOSFET导通电阻的检测电路，包括：
被测MOSFET，所述被测MOSFET的一端连接至电池/电池组的正端或负端；以及
串联电路，所述串联电路为基准电阻与控制MOSFET的串联电路，其中所述串联电路的一端与所述被测MOSFET的另一端连接，并且所述串联电路的另一端与电池/电池组的负端或正端，
其中，所述被测MOSFET导通并且所述控制MOSFET导通时，电池/电池组、被测MOSFET、基准电阻、控制MOSFET形成检测回路，在所述检测回路中，通过测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET和/或控制MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
根据本公开的至少一个实施方式，所述被测MOSFET与所述控制MOSFET为导通电阻相同或基本相同的MOSFET，则通过所述检测回路中的测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
根据本公开的至少一个实施方式，基于所述被测MOSFET与所述控制MOSFET之间的失配误差来校准被测MOSFET的导通电阻。
根据本公开的至少一个实施方式，所述被测MOSFET与所述控制MOSFET为导通电阻不相同的MOSFET，则通过所述检测回路中的测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET的测得的源漏电压差值、控制MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
根据本公开的至少一个实施方式，所述被测MOSFET为充电MOSFET、或者放电MOSFET、或者充电MOSFET与放电MOSFET，并且所述MOSFET的导通电阻为充电MOSFET的导通电阻、或者放电MOSFET的导通电阻、或者充电MOSFET与放电MOSFET的导通电阻。
根据本公开的至少一个实施方式，当所述电池/电池组接有负载或充电器的情况下，
控制MOSFET被断开时，得到在负载或充电器、电池/电池组、被测MOSFET所形成回路中所述被测MOSFET的源漏电压第一差值，
得到所述被测MOSFET导通并且所述控制MOSFET导通时的被测MOSFET的源漏电压第二差值，
基于测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET的源漏电压第一差值和第二差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
根据本公开的另一方面，一种如上所述的MOSFET导通电阻的检测电路的检测方法，使得所述被测MOSFET导通并且所述控制MOSFET导通时，通过测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET和/或控制MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
根据本公开的另一方面，一种如上所述的MOSFET导通电阻的检测电路的检测方法，首先断开控制MOSFET，得到在负载或充电器、电池/电池组、被测MOSFET所形成回路中所述被测MOSFET的源漏电压第一差值，
然后得到所述被测MOSFET导通并且所述控制MOSFET导通时的被测MOSFET的源漏电压第二差值，
基于测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET的源漏电压第一差值和第二差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
根据本公开的再一方面，一种芯片，用于控制如上所述的检测电路，
其中，所述芯片用于对所述被测MOSFET和所述控制MOSFET的导通与断开进行控制，并且通过测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET和/或控制MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
根据本公开的再一方面，一种电池管理系统，包括：
如上所述的检测电路；以及
如上所述的芯片。
附图说明
附图示出了本公开的示例性实施方式，并与其说明一起用于解释本公开的原理，其中包括了这些附图以提供对本公开的进一步理解，并且附图包括在本说明书中并构成本说明书的一部分。
图1示出了现有的充电电流和放电电流的控制电路的示意图。
图2示出了根据MOSFET的导通电阻采样充放电流的基本原理示意图。
图3示出了根据本公开的一个实施方式的电池管理系统的示意图。
图4示出了根据本公开的一个实施方式的电池管理系统的示意图。
图5示出了根据本公开的一个实施方式的电池管理系统的示意图。
图6示出了根据本公开的一个实施方式的电池管理系统的示意图。
图7示出了根据本公开的一个实施方式的电池管理系统的示意图。
图8示出了根据本公开的一个实施方式的电池管理系统的示意图。
图9示出了根据本公开的一个实施方式的电池管理系统的示意图。
图10示出了根据本公开的一个实施方式的电池管理系统的示意图。
图11示出了根据本公开的一个实施方式的电池管理系统的示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施方式对本公开作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于解释相关内容，而非对本公开的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本公开相关的部分。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本公开中的实施方式及实施方式中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施方式来详细说明本公开的技术方案。
除非另有说明，否则示出的示例性实施方式/实施例将被理解为提供可以在实践中实施本公开的技术构思的一些方式的各种细节的示例性特征。因此，除非另有说明，否则在不脱离本公开的技术构思的情况下，各种实施方式/实施例的特征可以另外地组合、分离、互换和/或重新布置。
在附图中使用交叉影线和/或阴影通常用于使相邻部件之间的边界变得清晰。如此，除非说明，否则交叉影线或阴影的存在与否均不传达或表示对部件的具体材料、材料性质、尺寸、比例、示出的部件之间的共性和/或部件的任何其它特性、属性、性质等的任何偏好或者要求。此外，在附图中，为了清楚和/或描述性的目的，可以夸大部件的尺寸和相对尺寸。当可以不同地实施示例性实施例时，可以以不同于所描述的顺序来执行具体的工艺顺序。例如，可以基本同时执行或者以与所描述的顺序相反的顺序执行两个连续描述的工艺。此外，同样的附图标记表示同样的部件。
当一个部件被称作“在”另一部件“上”或“之上”、“连接到”或“结合到”另一部件时，该部件可以直接在所述另一部件上、直接连接到或直接结合到所述另一部件，或者可以存在中间部件。然而，当部件被称作“直接在”另一部件“上”、“直接连接到”或“直接结合到”另一部件时，不存在中间部件。为此，术语“连接”可以指物理连接、电气连接等，并且具有或不具有中间部件。
为了描述性目的，本公开可使用诸如“在……之下”、“在……下方”、“在……下”、“下”、“在……上方”、“上”、“在……之上”、“较高的”和“侧(例如，如在“侧壁”中)”等的空间相对术语，从而来描述如附图中示出的一个部件与另一(其它)部件的关系。除了附图中描绘的方位之外，空间相对术语还意图包含设备在使用、操作和/或制造中的不同方位。例如，如果附图中的设备被翻转，则被描述为“在”其它部件或特征“下方”或“之下”的部件将随后被定位为“在”所述其它部件或特征“上方”。因此，示例性术语“在……下方”可以包含“上方”和“下方”两种方位。此外，设备可被另外定位(例如，旋转90度或者在其它方位处)，如此，相应地解释这里使用的空间相对描述语。
这里使用的术语是为了描述具体实施例的目的，而不意图是限制性的。如这里所使用的，除非上下文另外清楚地指出，否则单数形式“一个(种、者)”和“所述(该)”也意图包括复数形式。此外，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”以及它们的变型时，说明存在所陈述的特征、整体、步骤、操作、部件、组件和/或它们的组，但不排除存在或附加一个或更多个其它特征、整体、步骤、操作、部件、组件和/或它们的组。还要注意的是，如这里使用的，术语“基本上”、“大约”和其它类似的术语被用作近似术语而不用作程度术语，如此，它们被用来解释本领域普通技术人员将认识到的测量值、计算值和/或提供的值的固有偏差。
在下面的描述中，相同的标记表示相同的内容。
首先需要说明的是，根据MOSFET的导通电阻采样充放电流的基本原理如图2所示。
Ig为从VCC电压流向NMOS栅极(G)的电流，因为NMOS的栅极是高阻态，电流短路，因此Ig全部流向Rg，那么VGS＝Ig*Rg。
当Ig*Rg＝0或者＜VTH(NMOS开启阈值电压)，NMOS关断，因为高阻态因此为没有开启的状态。当Ig*Rg＞VTH(NMOS开启阈值电压)，NMOS管开启，开始导通电流。
当Ig*Rg＞VDS(NMOS源漏电压差值)，Ig*Rg＞VTH，NMOS工作在深线性区，NMOS相当于一个压控电阻。
导通电阻与VGS的关系为：Ron＝1/[μn*Cox*W*(VGS-VTH)/L]，其中，μn为电荷载流子的迁移率，Cox为栅极单位电容，VTH为NMOS开启阈值电压，VGS为栅源电压，W为NMOS的沟道几何宽度，L为NMOS的沟道几何长度。
那么，当有电流Ids流过MOSFET开关时，漏极(D)和源极(S)的电压差VDS＝Ids*Ron＝Ids/[μn*Cox*(W/L)*(VGS-VTH)]
从上式可以看出，通过检测MOSFET开关的源漏电压差值VDS，进行采样充/放电电流。
但是，如果直接利用充电/放电MOSFET开关的导通电阻采样充/放电的电流的问题如下：
1.无法事先准确知道分立MOSFET开关的电子迁移率μn，宽长比W/L，阈值开启电压VTH，栅极单位电容Cox，所以，即使准确测量出源漏电压差值VDS,也无法准确得到充放电的电流大小，因为Ids＝VDS*μn*Cox*(W/L)*(VGS-VTH)。以上参数，通常都是分立MOSFET厂商的工艺及设计参数，一般不对外公布。
2.电子迁移率μn，阈值开启电压VTH，栅极单位电容Cox随温度发生变化，所以MOSFET开关的电阻随温度发生变化，也就是说，同一个MOSFET开关的导通电阻在不同温度点，导通电阻不同。也就是说，在不同的温度点，同样源漏电压差值VDS对应不同的充放电的电流大小，因为MOSFET开关的电阻随温度发生了变化。
所以，无法事先通过测量在一个温度点的MOSFET的电阻，获得所有不同温度点的充放电的电流大小，Ids＝VDS/Ron＝VDS*μn*Cox*(W/L)*(VGS-VTH)
3.同一或者不同批次的同一类型的分立MOSFET开关的电子迁移率μn，阈值开启电压VTH，栅极单位电容Cox都具有差异性，该差异性通常为高斯分布，这是由于制造工艺偏差导致的。也就是说，同一或者不同批次的同一类型的分立MOSFET开关的导通电阻都有可能不同。
所以，无法事先测量一个MOSFET的电阻而得到一个批次的同一或者不同批次的同一类型的分立MOSFET开关的导通电阻。
对于PMOS，原理相同，在此不再赘述。
本公开提供了一种MOSFET导通电阻的检测装置及方法。
一种MOSFET导通电阻的检测电路，包括：被测MOSFET，被测MOSFET的一端连接至电池/电池组的正端或负端；以及串联电路，串联电路为基准电阻与控制MOSFET的串联电路，其中串联电路的一端与被测MOSFET的另一端连接，并且串联电路的另一端与电池/电池组的负端或正端，其中，被测MOSFET导通并且控制MOSFET导通时，电池/电池组、被测MOSFET、基准电阻、控制MOSFET形成检测回路，在检测回路中，通过测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET和/或控制MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
被测MOSFET与控制MOSFET为导通电阻相同或基本相同的MOSFET，则通过检测回路中的测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
基于被测MOSFET与控制MOSFET之间的失配误差来校准被测MOSFET的导通电阻。
被测MOSFET与控制MOSFET为导通电阻不相同的MOSFET，则通过检测回路中的测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET的测得的源漏电压差值、控制MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
被测MOSFET为充电MOSFET、或者放电MOSFET、或者充电MOSFET与放电MOSFET，并且MOSFET的导通电阻为充电MOSFET的导通电阻、或者放电MOSFET的导通电阻、或者充电MOSFET与放电MOSFET的导通电阻。
当电池/电池组接有负载或充电器的情况下，控制MOSFET被断开时，得到在负载或充电器、电池/电池组、被测MOSFET所形成回路中被测MOSFET的源漏电压第一差值，得到被测MOSFET导通并且控制MOSFET导通时的被测MOSFET的源漏电压第二差值，基于测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET的源漏电压第一差值和第二差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
放电MOSFET的导通电阻相关实施方式
图3中示出了根据本公开第一放电MOSFET实施方式的电池管理系统的示意图。下面将参照图3来进行说明。但是本领域的技术人员应当理解，对于该MOSFET导通电阻的检测装置和方法并不限定于电池管理系统。例如，虽然下面以电池管理芯片为例进行说明，并不限于下面描述的电池管理芯片，也可以为其他处理器或控制器等，并且也不限定于线面所描述的电池组，也可以为单个电池等。其他放电MOSFET实施方式中也为上述情况。
图3所示的MOSFET导通电阻检测装置可以包括：电池组10、电池管理芯片20、放电MOSFET30、充电MOSFET40、控制MOSFET50和基准电阻60。
控制MOSFET50与基准电阻60形成串联电路，并且该串联电路的两端分别连接电池组10的正端与负端。放电MOSFET30和/或充电MOSFET40可以连接至电池组10的正端线路或负端线路。下面将以充电MOSFET30和充电MOSFET40连接至电池组10的负端线路为例进行说明，并且放电MOSFET30和/或充电MOSFET40位于电池组10和串联电路之间，这样当放电MOSFET30导通、控制MOSFET50导通时，电池组10、放电MOSFET30、控制MOSFET50和基准电阻60将形成闭合回路。
如图3所示，电池管理芯片20用于检测电池组的电压(包括各个电池单元的电压和/或总电压)，并且用于对控制MOSFET50的导通与关断进行控制。电池管理芯片20还用于对放电MOSFET30的导通与关断进行控制，以及检测放电MOSFET30的源漏电压差值差，并且用于计算放电MOSFET30的导通电阻等。
在图3中，以放电MOSFET30的导通电阻的检测为例进行说明。这里，放电MOSFET30与控制MOSFET50使用相同类型的MOSFET，这样放电MOSFET30与控制MOSFET50的导通电阻相同或近似相同。
基准电阻60可以选择高精度电阻，并且其电阻值通常可以为10欧姆，电阻值的选择可以根据系统的应用与MOSFET的导通电阻来进行确定。
在对放电MOSFET30的导通电阻进行检测时，可以通过电池管理芯片20输出高电平使得控制MOSFET50导通(TEST pin)及放电MOSFET30导通(DSG pin)。这样通过电池组10、基准电阻60、控制MOSFET50和放电MOSFET30形成的回路进行放电。
此时，流过放电MOSFET30的放电电流ID的电流值为：ID＝VB/(RF+RD+RT)，其中VB为电池组10的总电压，RF为基准电阻60的电阻值，RD为放电MOSFET30的导通电阻，RT为控制MOSFET50的导通电阻。
在该放电过程中，通过电池管理芯片20来测得电池组10的电压VB，例如可以经由电平转换电路210及多路选择器220，通过模数转换器230得到电压VB。
经由电池管理芯片20的DSGN端口得到放电MOSFET30的源漏电压差值差VD，在图3中，VD为放电MOSFET30的漏端对地电压，放电MOSFET30的源端接地(GNDA)，并且GNDA接至整个电池组10的负极。可以经由多路选择器220，通过模数转换器230得到电压VD。其中VD＝ID*RD。
因为ID＝VB/(RF+RD+RT)，及VB＝ID*(RF+RD+RT)＝ID*RF+ID*(RD+RT)。由于放电MOSFET30与控制MOSFET50为相同类型的MOSFET并且二者的导通电阻相同或近似相同(RD＝RT)，那么VB＝ID*(RF+RD+RT)＝ID*RF+ID*(RD+RT)＝ID*RF+2*ID*RD。
由于ID*RD为放电MOSFET30的源漏电压差值差VD，其已经被电池管理芯片20测得，并且电池组电压VB也被电池管理芯片20测得，而且基准电阻60的电阻值RF已知。这样VB＝ID*RF+2*ID*RD＝ID*RF+2*VD。那么ID＝(VB-2*VD)/RF。
因为VD＝ID*RD，所以RD＝VD/ID＝RF*VD/(VB-2*VD)。
由于RF、VD、和VB已知或已经被测得，因此可以通过上述公式计算得到放电MOSFET30的导通电阻RD。
在上面的描述中，将放电MOSFET30与控制MOSFET50选择为相同类型的MOSFET并且二者的导通电阻相同或近似相同。在实际的情况中，虽然采用了相同类型的MOSFET，但是开启阈值电压和沟道的宽长比尺寸的失配，会导致相同类型的MOSFET的导通电阻产生0.1％～1％左右的误差。
此时RT＝(1+/-m)*RD，其中m＝0.1％～1％，那么上述方式得到的RD可能与实际值偏离0.1％～1％，虽然这个误差在大多数应用中可以被接受，但是为了消除这个误差，也可以对其进行增益校准以便补偿该误差，例如可以将测得的RD乘以1/(1+/-m)作为放电MOSFET30的导通电阻RD的补偿失配后的测试值。
根据本公开的第一放电MOSFET实施方式的一个实施例，还提供了一种电流检测电路及方法。
通过上面描述的MOSFET导通电阻检测电路或方法检测到的放电MOSFET的导通电阻之后，可以将控制MOSFET50断开，并且通过侧得的放电MOSFET30的导通电阻来作为放电电流的检测电阻。例如，可以通过DSGN端口检测放电MOSFET30的源漏电压差值VD，此时的ID＝VD/RD。对于RD的检测可以根据实际情况来进行检测，例如可以周期性地检测，以便及时或实时地得到放电MOSFET30的导通电阻RD。
根据本公开的第一放电MOSFET实施方式的一个实施例，还提供了一种电流检测及保护电路及方法。
通过上面描述的MOSFET导通电阻检测电路或方法检测到的放电MOSFET的导通电阻之后，根据导通电阻RD与目标电阻(预设)的比值，阈值生成单元250根据来自数字处理单元240的信息来调整放电电流基准阈值，从而根据之后的检测的放电电流与调整后的放电电流基准阈值之间的比较(通过比较器260)，根据之后的检测的充电电流与调整后的充电电流基准阈值之间的比较(通过比较器270)，来判断系统是否处于放电过流状态，从而实现高精度的电流检测和保护功能。
此外，可以分时检测放电MOSFET30的导通电阻，自适应地调整放电电流基准阈值，从而可以补偿开关导通的温度特性，实现全温度范围内的高精度电流检测与保护。
在上面的第一放电MOSFET实施方式中描述了负载没有接入的情况。在负载接入的情况下，根据本公开的导通电阻检测方式同样适用。
图4示出了根据本公开的第二放电MOSFET实施方式的电池管理系统的示意图，其与图3所示的第一放电MOSFET实施方式的区别在于，在电池组10的正端与负端之间串联有负载70。
在该放电过程中，通过电池管理芯片20来测得电池组10的电压VB，例如可以经由电平转换电路210及多路选择器220，通过模数转换器230得到电池组的电压VB。
经由电池管理芯片20的DSGN端口得到放电MOSFET30的源漏电压差值差VD，在图3中，VD为放电MOSFET30的漏端对地电压，放电MOSFET30的源端接地(GNDA)，并且GNDA接至整个电池组10的负极。可以经由多路选择器220，通过模数转换器230得到电压VD。其中VD＝ID*RD。
在图4的放电MOSFET实施方式中，放电MOSFET30与控制MOSFET50使用相同类型的MOSFET，这样放电MOSFET30与控制MOSFET50的导通电阻相同或近似相同。
基准电阻60可以选择高精度电阻，并且其电阻值通常可以为10欧姆，电阻值的选择可以根据系统的应用与MOSFET的导通电阻来进行确定。
在对放电MOSFET30的导通电阻进行检测时，可以通过电池管理芯片20输出使得控制MOSFET50断开的低电平(TEST pin)，并且输出使得放电MOSFET30导通的高电平(DSGpin)。这样通过电池组10、负载70、放电MOSFET30形成的回路进行放电。此时由于控制MOSFET50断开，因此流过基准电阻60的电流为零。
此时，流过放电MOSFET30的放电电流ID1＝VD1/RD＝VB1/(RD+RL)＝IL1，其中VB1为电池组10的总电压，RD为放电MOSFET30的导通电阻，RL为负载70的电阻，IL1为流过负载70的电流值。
在TEST pin输出低电平使得控制MOSFET50断开的过程中，通过电源管理芯片20测得电池组10的总电压VB1、和放电MOSFET30的源极和漏极的电压差VD1。
接着，在TEST pin输出高电平使得控制MOSFET50导通，并且此时放电MOSFET30也导通，通过电源管理芯片20测得电池组10的总电压VB2、和放电MOSFET30的源极和漏极的电压差VD2。
由于TEST pin输出的高低电平的时间间隔为ms级，因此电池组的电压保持不变，即VB2＝VB1＝VB。
这时系统的放电回路包括：电池组10、基准电阻60、控制MOSFET50和放电MOSFET30形成的第一放电回路(电流IF)、和电池组10、负载70和放电MOSFET30形成的第二放电回路(电流IL2)。
此时，ID2＝IF+IL2。
VD2/RD＝(VB2-VD2)/(RF+RT)+(VB2-VD2)/RL
＝(VB-VD2)/(RF+RT)+(VB-VD2)/RL。
由于ID1＝VB1/(RD+RL)＝VD1/RD，因为RL远大于RF、RD、RT，因此ID1＝VD1/RD＝VB1/(RD+RL)≈VB1/RL＝VB/RL。
对于(VB-VD2)/RL，由于VD2远小于VB，因此(VB-VD2)/RL≈VB/RL
因此，VD2/RD＝(VB-VD2)/(RF+RT)+(VB-VD2)/RL＝(VB-VD2)/(RF+RT)+VD1/RD。
最后，(VD2-VD1)/RD＝(VB-VD2)/(RF+RT)。由于RT＝RD，因此RD＝RF*(VD2-VD1)/(VB-2*VD2+VD1)。
由于RF、VD1、VD2、和VB已知或已经被测得，因此可以通过上述公式计算得到放电MOSFET30的导通电阻RD。
在上面的描述中，将放电MOSFET30与控制MOSFET50选择为相同类型的MOSFET并且二者的导通电阻相同或近似相同。在实际的情况中，虽然采用了相同类型的MOSFET，但是开启阈值电压和沟道的宽长比尺寸的失配，会导致相同类型的MOSFET的导通电阻产生0.1％～1％左右的误差。
此时RT＝(1+/-m)*RD，其中m＝0.1％～1％，那么上述方式得到的RD可能与实际值偏离0.1％～1％，虽然这个误差在大多数应用中可以被接受，但是为了消除这个误差，也可以对其进行增益校准以便补偿该误差，例如可以将测得的RD乘以1/(1+/-m)作为放电MOSFET30的导通电阻RD的补偿失配后的测试值。
根据本公开的第二放电MOSFET实施方式的一个实施例，还提供了一种电流检测电路及方法。
通过上面描述的MOSFET导通电阻检测电路或方法检测到的放电MOSFET的导通电阻之后，可以将控制MOSFET50断开，并且通过侧得的放电MOSFET30的导通电阻来作为放电电流的检测电阻。例如，可以通过DSGN端口检测放电MOSFET30的源漏电压差值VD，此时的ID＝VD/RD。对于RD的检测可以根据实际情况来进行检测，例如可以周期性地检测，以便及时或实时地得到放电MOSFET30的导通电阻RD。
根据本公开的第二放电MOSFET实施方式的一个实施例，还提供了一种电流检测及保护电路及方法。
通过上面描述的MOSFET导通电阻检测电路或方法检测到的放电MOSFET的导通电阻之后，根据导通电阻RD与目标电阻(预设)的比值，阈值生成单元250根据来自数字处理单元240的信息来调整放电电流基准阈值，从而根据之后的检测的放电电流与调整后的放电电流基准阈值之间的比较(通过比较器260)，根据之后的检测的充电电流与调整后的充电电流基准阈值之间的比较(通过比较器270)，来判断系统是否处于放电过流状态，从而实现高精度的电流检测和保护功能。
此外，可以分时检测放电MOSFET30的导通电阻，自适应地调整放电电流基准阈值，从而可以补偿开关导通的温度特性，实现全温度范围内的高精度电流检测与保护。
图5示出了根据本公开的第三放电MOSFET实施方式的电池管理系统的示意图，其与图3所示的第一放电MOSFET实施方式的区别在于，在电池组10的正端与负端之间串联有充电器80。
在该放电过程中，通过电池管理芯片20来测得电池组10的电压VB，例如可以经由电平转换电路210及多路选择器220，通过模数转换器230得到电池组的电压VB。
经由电池管理芯片20的DSGN端口得到放电MOSFET30的源漏电压差值差VD，在图3中，VD为放电MOSFET30的漏端对地电压，放电MOSFET30的源端接地(GNDA)，并且GNDA接至整个电池组10的负极。可以经由多路选择器220，通过模数转换器230得到电压VD。其中VD＝ID*RD。
在图5的放电MOSFET实施方式中，放电MOSFET30与控制MOSFET50使用相同类型的MOSFET，这样放电MOSFET30与控制MOSFET50的导通电阻相同或近似相同。
基准电阻60可以选择高精度电阻，并且其电阻值通常可以为10欧姆，电阻值的选择可以根据系统的应用与MOSFET的导通电阻来进行确定。
在对放电MOSFET30的导通电阻进行检测时，可以通过电池管理芯片20输出使得控制MOSFET50断开的低电平(TEST pin)，并且输出使得放电MOSFET30导通的高电平(DSGpin)。这样通过电池组10、充电器80、放电MOSFET30形成的回路进行放电。此时由于控制MOSFET50断开，因此流过基准电阻60的电流为零。
此时，流过放电MOSFET30的电流ID1＝Ichg1。
在TEST pin输出低电平使得控制MOSFET50断开的过程中，通过电源管理芯片20测得电池组10的总电压VB1、和放电MOSFET30的源极和漏极的电压差VD1。
接着，在TEST pin输出高电平使得控制MOSFET50导通，并且此时放电MOSFET30也导通，通过电源管理芯片20测得电池组10的总电压VB2、和放电MOSFET30的源极和漏极的电压差VD2。
由于TEST pin输出的高低电平的时间间隔为ms级，因此电池组的电压保持不变，即VB2＝VB1＝VB。
这时系统的放电回路包括：电池组10、基准电阻60、控制MOSFET50和放电MOSFET30形成的第一放电回路(电流IF)、和电池组10、充电器80和放电MOSFET30形成的第二放电回路(电流Ichg2)。此时，Ichg2远大于VB/RF，并且VB/IChg2远大于RD。
此时，ID2＝Ichg2-IF。则ID2＝ID1-IF。
VD2/RD＝VD1/RD-(VB-VD2)/(RF+RT)。
VD2/RD-VD1/RD＝(VB-VD2)/(RF+RT)。
RD＝RF*(VD2-VD1)/(VB-2*VD2+VD1)。
由于RF、VD1、VD2、和VB已知或已经被测得，因此可以通过上述公式计算得到放电MOSFET30的导通电阻RD。
在上面的描述中，将放电MOSFET30与控制MOSFET50选择为相同类型的MOSFET并且二者的导通电阻相同或近似相同。在实际的情况中，虽然采用了相同类型的MOSFET，但是开启阈值电压和沟道的宽长比尺寸的失配，会导致相同类型的MOSFET的导通电阻产生0.1％～1％左右的误差。
此时RT＝(1+/-m)*RD，其中m＝0.1％～1％，那么上述方式得到的RD可能与实际值偏离0.1％～1％，虽然这个误差在大多数应用中可以被接受，但是为了消除这个误差，也可以对其进行增益校准以便补偿该误差，例如可以将测得的RD乘以1/(1+/-m)作为放电MOSFET30的导通电阻RD的补偿失配后的测试值。
图6示出了根据本公开的第四放电MOSFET实施方式的电池管理系统的示意图，其与图3所示的第一放电MOSFET实施方式的区别在于，在电池组10的正端与负端之间串联有充电器80及负载70。
图6所示的第四放电MOSFET实施方式为第二放电MOSFET实施方式和第三放电MOSFET实施方式的结合，其条件与第二放电MOSFET实施方式与第三放电MOSFET实施方式相同。根据第二放电MOSFET实施方式和第三放电MOSFET实施方式的描述，RD＝RF*(VD2-VD1)/(VB-2*VD2+VD1)。
由于RF、VD1、VD2、和VB已知或已经被测得，因此可以通过上述公式计算得到放电MOSFET30的导通电阻RD。
在上面的描述中，将放电MOSFET30与控制MOSFET50选择为相同类型的MOSFET并且二者的导通电阻相同或近似相同。在实际的情况中，虽然采用了相同类型的MOSFET，但是开启阈值电压和沟道的宽长比尺寸的失配，会导致相同类型的MOSFET的导通电阻产生0.1％～1％左右的误差。
此时RT＝(1+/-m)*RD，其中m＝0.1％～1％，那么上述方式得到的RD可能与实际值偏离0.1％～1％，虽然这个误差在大多数应用中可以被接受，但是为了消除这个误差，也可以对其进行增益校准以便补偿该误差，例如可以将测得的RD乘以1/(1+/-m)作为放电MOSFET30的导通电阻RD的补偿失配后的测试值。
根据本公开的第三放电MOSFET实施方式的一个实施例，还提供了一种电流检测电路及方法。
通过上面描述的MOSFET导通电阻检测电路或方法检测到的放电MOSFET的导通电阻之后，可以将控制MOSFET50断开，并且通过侧得的放电MOSFET30的导通电阻来作为放电电流的检测电阻。例如，可以通过DSGN端口检测放电MOSFET30的源漏电压差值VD，此时的ID＝VD/RD。对于RD的检测可以根据实际情况来进行检测，例如可以周期性地检测，以便及时或实时地得到放电MOSFET30的导通电阻RD。
根据本公开的第四放电MOSFET实施方式的一个实施例，还提供了一种电流检测及保护电路及方法。
通过上面描述的MOSFET导通电阻检测电路或方法检测到的放电MOSFET的导通电阻之后，根据导通电阻RD与目标电阻(预设)的比值，阈值生成单元250根据来自数字处理单元240的信息来调整放电电流基准阈值，从而根据之后的检测的放电电流与调整后的放电电流基准阈值之间的比较(通过比较器260)，根据之后的检测的充电电流与调整后的充电电流基准阈值之间的比较(通过比较器270)，来判断系统是否处于放电过流状态，从而实现高精度的电流检测和保护功能。
此外，可以分时检测放电MOSFET30的导通电阻，自适应地调整放电电流基准阈值，从而可以补偿开关导通的温度特性，实现全温度范围内的高精度电流检测与保护。
在上述各个放电MOSFET实施方式中，描述了可以对放电MOSFET30与控制MOSFET50之间的失配误差进行消除，上述方式在放电MOSFET30与控制MOSFET50为相同类型的MOSFET情况下，二者导通电阻相同或大体相同。
但是根据本公开的第五放电MOSFET实施方式，提供了一种MOSFET导通电阻检测装置及方法。
其中第五放电MOSFET实施方式与第一放电MOSFET实施方式的区别在于：检测基准电阻60和控制MOSFET50之间的电压并且将其用于检测导通电阻的过程中。
图7所示的MOSFET导通电阻检测装置可以包括：电池组10、电池管理芯片20、放电MOSFET30、充电MOSFET40、控制MOSFET50和基准电阻60。
控制MOSFET50与基准电阻60形成串联电路，并且该串联电路的两端分别连接电池组10的正端与负端。放电MOSFET30和/或充电MOSFET40可以连接至电池组10的正端线路或负端线路。下面将以充电MOSFET30和充电MOSFET40连接至电池组10的负端线路为例进行说明，并且放电MOSFET30和/或充电MOSFET40位于电池组10和串联电路之间，这样当放电MOSFET30和/或充电MOSFET40导通、控制MOSFET50导通时，电池组10、放电MOSFET30(和/或充电MOSFET40)、控制MOSFET50和基准电阻60将形成闭合回路。
如图7所示，电池管理芯片20用于检测电池组的电压(包括各个电池单元的电压和/或总电压)，并且用于对控制MOSFET50的导通与关断进行控制。电池管理芯片20还用于对放电MOSFET30和/或充电MOSFET40的导通与关断进行控制，以及检测放电MOSFET30和/或充电MOSFET40的源漏电压差值差，并且用于计算放电MOSFET30和/或充电MOSFET40的导通电阻等。
在图7中，以放电MOSFET30的导通电阻的检测为例进行说明。这里，放电MOSFET30与控制MOSFET50可以不使用相同类型的MOSFET，这样放电MOSFET30与控制MOSFET50的导通电阻可以不相同或近似相同。
基准电阻60可以选择高精度电阻，并且其电阻值通常可以为10欧姆，电阻值的选择可以根据系统的应用与MOSFET的导通电阻来进行确定。
在对放电MOSFET30的导通电阻进行检测时，可以通过电池管理芯片20输出高电平使得控制MOSFET50导通(TEST pin)及放电MOSFET30导通(DSG pin)。这样通过电池组10、基准电阻60、控制MOSFET50和放电MOSFET30形成的回路进行放电。
此时，流过放电MOSFET30的放电电流ID的电流值为：ID＝VB/(RF+RD+RT)，其中VB为电池组10的总电压，RF为基准电阻60的电阻值，RD为放电MOSFET30的导通电阻，RT为控制MOSFET50的导通电阻。
在该放电过程中，通过电池管理芯片20来测得电池组10的电压VB，例如可以经由电平转换电路210及多路选择器220，通过模数转换器230得到电压VB。
经由电池管理芯片20的DSGN端口得到放电MOSFET30的源漏电压差值差VD，在图7中，VD为放电MOSFET30的漏端对地电压，放电MOSFET30的源端接地(GNDA)，并且GNDA接至整个电池组10的负极。可以经由多路选择器220，通过模数转换器230得到放电MOSFET30的源漏电压差值差VD。其中VD＝ID*RD＝VDSGN-VGNDA。
并且通过多路选择器220，通过模数转换器230得到控制MOSFET50的源漏电压差值差VC，通过测得VDSW来得到源漏电压差值差VC。VC＝VDSW-VDSGN＝IC*RT。
因ID＝VB/(RF+RD+RT)，即VB＝ID*(RF+RD+RT)＝ID*RF+ID*RD+ID*RT。
其中ID*RD＝VD，IC*RT＝VC。所以ID＝(VB-VD-VC)/RF。
由于ID*RD＝VD，所以RD＝[VD/(VB-VD-VC)]。
在以上的计算过程中，没有涉及任何失配的误差，所以RD的计算精度仅取决于基准电阻RF的精度，以及模数转换器的精度。通常模数转换器的精度可以达到0.01％，并且基准电阻的精度可以达到0.1％。
因此，RD的测量与计算精度可以达到0.1％。因此在本公开的放电MOSFET实施方式中，基准电阻可以选用与采样电阻相同类型的电阻，因此即便不使用采样电阻同样可以达到相同的采样精度。
此外，在第二至第四放电MOSFET实施方式中，也可以通过采集电压VDSW来消除任何适配误差。其原理与第五放电MOSFET实施方式相同，在此不再赘述。
根据本公开的第五放电MOSFET实施方式及类似放电MOSFET实施方式的一个实施例，还提供了一种电流检测电路及方法。
通过上面描述的MOSFET导通电阻检测电路或方法检测到的放电MOSFET的导通电阻之后，可以将控制MOSFET50断开，并且通过侧得的放电MOSFET30的导通电阻来作为放电电流的检测电阻。例如，可以通过DSGN端口检测放电MOSFET30的源漏电压差值VD，此时的ID＝VD/RD。对于RD的检测可以根据实际情况来进行检测，例如可以周期性地检测，以便及时或实时地得到放电MOSFET30的导通电阻RD。
根据本公开的第五放电MOSFET实施方式的一个实施例，还提供了一种电流检测及保护电路及方法。
通过上面描述的MOSFET导通电阻检测电路或方法检测到的放电MOSFET的导通电阻之后，根据导通电阻RD与目标电阻(预设)的比值，阈值生成单元250根据来自数字处理单元240的信息来调整放电电流基准阈值，从而根据之后的检测的放电电流与调整后的放电电流基准阈值之间的比较(通过比较器260)，根据之后的检测的充电电流与调整后的充电电流基准阈值之间的比较(通过比较器270)，来判断系统是否处于放电过流状态，从而实现高精度的电流检测和保护功能。
此外，可以分时检测放电MOSFET30的导通电阻，自适应地调整放电电流基准阈值，从而可以补偿开关导通的温度特性，实现全温度范围内的高精度电流检测与保护。
在上面的放电MOSFET实施方式中，均是通过单端检测来得到放电MOSFET30的电压，例如相对于GNDA的源漏电压差值差。但是根据本公开的进一步的优选放电MOSFET实施方式，可以通过差分检测来得到放电MOSFET30的电压，即分别测量放电MOSFET30的源端与漏端的电压从而得到放电MOSFET30的源漏电压差值差。
例如图8所示(与图3对应的放电MOSFET实施方式)，通过电源管理芯片20的DSGP端和DSGN端来分别检测放电MOSFET30的源端电压和漏端电压，这样可以得到精确的放电MOSFET30的源漏电压差值差。
对于放电MOSFET30的导通电阻的测量方式与第一至第五放电MOSFET实施方式相同，在此不再赘述。对于图4至图7所示的放电MOSFET实施方式，同样可以采用差分检测的方式。相较于单端检测，差分检测的方式更加准确。
在图3至图8中示出了三端口应用的示例，三端口分别为图中所示的PACK+/CHG+端、PACK-端、和CHG-端。
在图9所示的两端口的示例中，同样也适用于上述原理。两端口分别为PACK+/CHG+端、和PACK-/CHG-端。
图9中示出了根据本公开第一放电MOSFET实施方式的电池管理系统的示意图。下面将参照图9来进行说明。但是本领域的技术人员应当理解，对于该MOSFET导通电阻的检测装置和方法并不限定于电池管理系统。例如，虽然下面以电池管理芯片为例进行说明，并不限于于下面描述的电池管理芯片，也可以为其他处理器或控制器等，并且也不限定于线面所描述的电池组，也可以为单个电池等。其他放电MOSFET实施方式中也为上述情况。
图9所示的MOSFET导通电阻检测装置可以包括：电池组10、电池管理芯片20、放电MOSFET30、充电MOSFET40、控制MOSFET50和基准电阻60。
控制MOSFET50与基准电阻60形成串联电路，并且该串联电路的两端分别连接电池组10的正端与负端。放电MOSFET30和充电MOSFET40可以连接至电池组10的正端线路或负端线路。下面将以充电MOSFET30和充电MOSFET40连接至电池组10的负端线路为例进行说明，并且放电MOSFET30和充电MOSFET40位于电池组10和串联电路之间，这样当放电MOSFET30和充电MOSFET40导通、控制MOSFET50导通时，电池组10、放电MOSFET30、充电MOSFET40、控制MOSFET50和基准电阻60将形成闭合回路。
如图9所示，电池管理芯片20用于检测电池组的电压(包括各个电池单元的电压和/或总电压)，并且用于对控制MOSFET50的导通与关断进行控制。电池管理芯片20还用于对放电MOSFET30和充电MOSFET40的导通与关断进行控制，以及检测放电MOSFET30的源漏电压差值差，并且用于计算放电MOSFET30的导通电阻等。
在图9中，以放电MOSFET30的导通电阻的检测为例进行说明。这里，放电MOSFET30、充电MOSFET40与控制MOSFET50使用相同类型的MOSFET，这样放电MOSFET30、充电MOSFET40与控制MOSFET50的导通电阻相同或近似相同。
基准电阻60可以选择高精度电阻，并且其电阻值通常可以为10欧姆，电阻值的选择可以根据系统的应用与MOSFET的导通电阻来进行确定。
在对放电MOSFET30的导通电阻进行检测时，可以通过电池管理芯片20输出高电平使得控制MOSFET50导通(TEST pin)、放电MOSFET30导通(DSG pin)、充电MOSFET40导通(CHGpin)。这样通过电池组10、基准电阻60、控制MOSFET50、充电MOSFET40和放电MOSFET30形成的回路进行放电。
此时，流过放电MOSFET30的放电电流ID的电流值为：ID＝VB/(RF+RD+RC+RT)，其中VB为电池组10的总电压，RF为基准电阻60的电阻值，RD为放电MOSFET30的导通电阻，RC为充电MOSFET40的导通电阻，RT为控制MOSFET50的导通电阻。
在该放电过程中，通过电池管理芯片20来测得电池组10的电压VB，例如可以经由电平转换电路210及多路选择器220，通过模数转换器230得到电压VB。
经由电池管理芯片20的DSGN端口得到放电MOSFET30的源漏电压差值差VD，在图3中，VD为放电MOSFET30的漏端对地电压，放电MOSFET30的源端接地(GNDA)，并且GNDA接至整个电池组10的负极。可以经由多路选择器220，通过模数转换器230得到电压VD。其中VD＝ID*RD。
因为ID＝VB/(RF+RD+RC+RT)，及VB＝ID*(RF+RD+RC+RT)＝ID*RF+ID*(RD+RC+RT)。由于放电MOSFET30、充电MOSFET40与控制MOSFET50为相同类型的MOSFET并且三者的导通电阻相同或近似相同(RD＝RT＝RC)，那么VB＝ID*(RF+RD+RC+RT)＝ID*RF+ID*(RD+RC+RT)＝ID*RF+3*ID*RD。
由于ID*RD为放电MOSFET30的源漏电压差值差VD，其已经被电池管理芯片20测得，并且电池组电压VB也被电池管理芯片20测得，而且基准电阻60的电阻值RF已知。这样VB＝ID*RF+3*ID*RD＝ID*RF+3*VD。那么ID＝(VB-3*VD)/RF。
因为VD＝ID*RD，所以RD＝VD/ID＝RF*VD/(VB-3*VD)。
由于RF、VD、RC和VB已知或已经被测得，因此可以通过上述公式计算得到放电MOSFET30的导通电阻RD。
在上面的描述中，将放电MOSFET30、充电MOSFET40与控制MOSFET50选择为相同类型的MOSFET并且三者的导通电阻相同或近似相同。在实际的情况中，虽然采用了相同类型的MOSFET，但是开启阈值电压和沟道的宽长比尺寸的失配，会导致相同类型的MOSFET的导通电阻产生0.1％～1％左右的误差。
此时RT＝(1+/-m)*RD，其中m＝0.1％～1％，那么上述方式得到的RD可能与实际值偏离0.1％～1％，虽然这个误差在大多数应用中可以被接受，但是为了消除这个误差，也可以对其进行增益校准以便补偿该误差，例如可以将测得的RD乘以1/(1+/-m)作为放电MOSFET30的导通电阻RD的补偿失配后的测试值。
虽然图9所示的放电MOSFET实施方式为参照图3所示的放电MOSFET实施方式进行说明，但是应当理解，对于其他附图相关的放电MOSFET实施方式，两端口的测量原理同样适用，在此不再赘述。
充电MOSFET的导通电阻相关实施方式
图10中示出了根据本公开第一充电MOSFET实施方式的电池管理系统的示意图。下面将参照图10来进行说明。但是本领域的技术人员应当理解，对于该MOSFET导通电阻的检测装置和方法并不限定于电池管理系统。例如，虽然下面以电池管理芯片为例进行说明，并不限于于下面描述的电池管理芯片，也可以为其他处理器或控制器等，并且也不限定于线面所描述的电池组，也可以为单个电池等。其他实施方式中也为上述情况。
图10所示的MOSFET导通电阻检测装置可以包括：电池组10、电池管理芯片20、放电MOSFET30、充电MOSFET40、控制MOSFET50和基准电阻60。
控制MOSFET50与基准电阻60形成串联电路，并且该串联电路的两端分别连接电池组10的正端与负端。放电MOSFET30和充电MOSFET40可以连接至电池组10的正端线路或负端线路。下面将以充电MOSFET30和充电MOSFET40连接至电池组10的负端线路为例进行说明，并且放电MOSFET30和充电MOSFET40位于电池组10和串联电路之间，这样当放电MOSFET30导通、控制MOSFET50导通时，电池组10、放电MOSFET30、充电MOSFET40、控制MOSFET50和基准电阻60将形成闭合回路。
如图10所示，电池管理芯片20用于检测电池组的电压(包括各个电池单元的电压和/或总电压)，并且用于对控制MOSFET50的导通与关断进行控制。电池管理芯片20还用于对放电MOSFET30、充电MOSFET40的导通与关断进行控制，以及检测充电MOSFET40的源漏电压差值差，并且用于计算充电MOSFET40的导通电阻等。
在图10中，以充电MOSFET40的导通电阻的检测为例进行说明。这里，放电MOSFET30、充电MOSFET40与控制MOSFET50使用相同类型的MOSFET，这样放电MOSFET30、充电MOSFET40与控制MOSFET50的导通电阻相同或近似相同。
基准电阻60可以选择高精度电阻，并且其电阻值通常可以为10欧姆，电阻值的选择可以根据系统的应用与MOSFET的导通电阻来进行确定。
在对充电MOSFET40的导通电阻进行检测时，可以通过电池管理芯片20输出高电平使得控制MOSFET50导通(TEST pin)、放电MOSFET30导通(DSG pin)、充电MOSFET40导通(CHGpin)。这样通过电池组10、基准电阻60、控制MOSFET50和放电MOSFET30、充电MOSFET40形成的回路进行放电。
此时，流过充电MOSFET40的放电电流ID的电流值为：ID＝VB/(RF+RD+RC+RT)，其中VB为电池组10的总电压，RF为基准电阻60的电阻值，RD为放电MOSFET30的导通电阻，RT为控制MOSFET50的导通电阻，RC为充电MOSFET40的导通电阻。
在该放电过程中，通过电池管理芯片20来测得电池组10的电压VB，例如可以经由电平转换电路210及多路选择器220，通过模数转换器230得到电压VB。
经由电池管理芯片20的DSGN端口和CHGN端口得到充电MOSFET40的源漏电压差值差VC，在图10中，VC为充电MOSFET40的源漏电压差值。可以经由多路选择器220，通过模数转换器230得到电压VC。其中VC＝ID*RC。
因为ID＝VB/(RF+RD+RC+RT)，及VB＝ID*(RF+RD+RC+RT)＝ID*RF+ID*(RD+RC+RT)。由于放电MOSFET30、充电MOSFET40与控制MOSFET50为相同类型的MOSFET并且三者的导通电阻相同或近似相同(RD＝RT＝RC)，那么VB＝ID*(RF+RD+RC+RT)＝ID*RF+ID*(RD+RC+RT)＝ID*RF+3*ID*RD。
由于ID*RC为充电MOSFET40的源漏电压差值差VC，其已经被电池管理芯片20测得，并且电池组电压VB也被电池管理芯片20测得，而且基准电阻60的电阻值RF已知。这样VB＝ID*RF+3*ID*RC＝ID*RF+3*VC。那么ID＝(VB-3*VC)/RF。
因为VC＝ID*RC，所以RC＝VC/ID＝RF*VC/(VB-3*VC)。
由于RF、VC、和VB已知或已经被测得，因此可以通过上述公式计算得到充电MOSFET40的导通电阻RC。
在上面的描述中，将放电MOSFET30、充电MOSFET40与控制MOSFET50选择为相同类型的MOSFET并且三者的导通电阻相同或近似相同。在实际的情况中，虽然采用了相同类型的MOSFET，但是开启阈值电压和沟道的宽长比尺寸的失配，会导致相同类型的MOSFET的导通电阻产生0.1％～1％左右的误差。
此时RT＝(1+/-m)*RC，其中m＝0.1％～1％，那么上述方式得到的RC可能与实际值偏离0.1％～1％，虽然这个误差在大多数应用中可以被接受，但是为了消除这个误差，也可以对其进行增益校准以便补偿该误差，例如可以将测得的RC乘以1/(1+/-m)作为放电MOSFET40的导通电阻RC的补偿失配后的测试值。
根据本公开的第一充电MOSFET实施方式的一个实施例，还提供了一种电流检测电路及方法。
通过上面描述的MOSFET导通电阻检测电路或方法检测到的放电MOSFET的导通电阻之后，可以将控制MOSFET50断开，并且通过侧得的充电MOSFET40的导通电阻来作为放电电流的检测电阻。对于RC的检测可以根据实际情况来进行检测，例如可以周期性地检测，以便及时或实时地得到充电MOSFET40的导通电阻RC。
根据本公开的第一充电MOSFET40实施方式的一个实施例，还提供了一种电流检测及保护电路及方法。
通过上面描述的MOSFET导通电阻检测电路或方法检测到的充电MOSFET40的导通电阻之后，根据导通电阻RC与目标电阻(预设)的比值，阈值生成单元250根据来自数字处理单元240的信息来调整放电电流基准阈值，从而根据之后的检测的放电电流与调整后的放电电流基准阈值之间的比较(通过比较器260)，根据之后的检测的充电电流与调整后的充电电流基准阈值之间的比较(通过比较器270)，来判断系统是否处于放电过流状态，从而实现高精度的电流检测和保护功能。
此外，可以分时检测充电MOSFET40的导通电阻，自适应地调整放电电流基准阈值，从而可以补偿开关导通的温度特性，实现全温度范围内的高精度电流检测与保护。
对于放电MOSFET的其他实施方式的原理，同样适用于检测充电MOSFET40的导通电阻的情况。例如包括负载、充电器、或负载或充电器的情况，以及检测基准电阻和控制MOSFET之间的电压的情况，单端检测及差分检测的情况等。
在上面的实施方式中，示出了通过测量放电MOSFET的源端和漏端的电压差来得到其源漏电压差值的方法。也可以通过测得的放电MOSFET与充电MOSFET总电压然后减去测得的放电MOSFET的源漏电压差值，来得到放电MOSFET的源漏电压差值。
放电MOSFET和充电MOSFET的导通电阻相关实施方式
在上述的实施方式中，示出了与放电MOSFET或充电MOSFET的导通电阻的相关实施方式，但是根据其原理，也可以采用检测放电MOSFET和充电MOSFET的导通电阻的方式。
图11示出了与图3对应的实施方式。在图11所示的实施方式中，通过电池管理芯片的CHGN端口来检测放电MOSFET和充电MOSFET相对于GNDA的放电MOSFET和充电MOSFET的总源漏电压差值。
根据得到的总源漏电压差值，根据上面各个实施方式的原理，同样能够得到放电MOSFET和充电MOSFET的总导通电阻。
对于放电MOSFET或放电MOSFET的其他实施方式的原理，同样适用于检测放电MOSFET和充电MOSFET的导通电阻的情况。例如包括负载、充电器、或负载或充电器的情况，以及检测基准电阻和控制MOSFET之间的电压的情况，单端检测及差分检测的情况等。
根据上述实施方式，可以省略检测电阻，通过精确检测导通电阻，来实现电流的准确控制，并且在全温度范围内分时检测导通电阻，实现了高精度的电流检测和保护。在省略检测电阻的情况下，也可以极大地降低系统功耗以及系统成本等。
本公开还提供了一种如上的MOSFET导通电阻的检测电路的检测方法，使得被测MOSFET导通并且控制MOSFET导通时，通过测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET和/或控制MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
本公开还提供了一种如上的MOSFET导通电阻的检测电路的检测方法，首先断开控制MOSFET，得到在负载或充电器、电池/电池组、被测MOSFET所形成回路中被测MOSFET的源漏电压第一差值，然后得到被测MOSFET导通并且控制MOSFET导通时的被测MOSFET的源漏电压第二差值，基于测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET的源漏电压第一差值和第二差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
本公开还提供了一种芯片，用于控制如上的检测电路，其中，芯片用于对被测MOSFET和控制MOSFET的导通与断开进行控制，并且通过测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET和/或控制MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
本公开还提供了一种电池管理系统，包括：如上的检测电路；以及如上的芯片。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例/方式”、“一些实施例/方式”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例/方式或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本申请的至少一个实施例/方式或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例/方式或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例/方式或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例/方式或示例以及不同实施例/方式或示例的特征进行结合和组合。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本申请的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
本领域的技术人员应当理解，上述实施方式仅仅是为了清楚地说明本公开，而并非是对本公开的范围进行限定。对于所属领域的技术人员而言，在上述公开的基础上还可以做出其它变化或变型，并且这些变化或变型仍处于本公开的范围内。

Claims (12)

1.一种MOSFET导通电阻的检测电路，其特征在于，包括：
被测MOSFET，所述被测MOSFET的一端连接至电池/电池组的正端或负端；以及
串联电路，所述串联电路为基准电阻与控制MOSFET的串联电路，其中所述串联电路的一端与所述被测MOSFET的另一端连接，并且所述串联电路的另一端与电池/电池组的负端或正端，
其中，所述被测MOSFET导通并且所述控制MOSFET导通时，电池/电池组、被测MOSFET、基准电阻、控制MOSFET形成检测回路，在所述检测回路中，通过测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET和/或控制MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
2.如权利要求1所述的检测电路，其特征在于，所述被测MOSFET与所述控制MOSFET为导通电阻相同或基本相同的MOSFET，则通过所述检测回路中的测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
3.如权利要求2所述的检测电路，其特征在于，基于所述被测MOSFET与所述控制MOSFET之间的失配误差来校准被测MOSFET的导通电阻。
4.如权利要求1所述的检测电路，其特征在于，所述被测MOSFET与所述控制MOSFET为导通电阻不相同的MOSFET，则通过所述检测回路中的测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET的测得的源漏电压差值、控制MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
5.如权利要求1至4中任一项所述的检测电路，其特征在于，所述被测MOSFET为充电MOSFET、或者放电MOSFET、或者充电MOSFET与放电MOSFET，并且所述MOSFET的导通电阻为充电MOSFET的导通电阻、或者放电MOSFET的导通电阻、或者充电MOSFET与放电MOSFET的导通电阻。
6.一种MOSFET导通电阻的检测电路，其特征在于，包括：
被测MOSFET，所述被测MOSFET的一端连接至电池/电池组的正端或负端；以及
串联电路，所述串联电路为基准电阻与控制MOSFET的串联电路，其中所述串联电路的一端与所述被测MOSFET的另一端连接，并且所述串联电路的另一端与电池/电池组的负端或正端，
当所述电池/电池组接有负载或充电器的情况下，控制MOSFET被断开时，得到在负载或充电器、电池/电池组、被测MOSFET所形成回路中所述被测MOSFET的源漏电压第一差值，得到所述被测MOSFET导通并且所述控制MOSFET导通时的被测MOSFET的源漏电压第二差值，基于测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET的源漏电压第一差值和第二差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻，
其中所述被测MOSFET为充电MOSFET、或者放电MOSFET、或者充电MOSFET与放电MOSFET，并且所述MOSFET的导通电阻为充电MOSFET的导通电阻、或者放电MOSFET的导通电阻、或者充电MOSFET与放电MOSFET的导通电阻。
7.如权利要求6所述的检测电路，其特征在于，所述被测MOSFET与所述控制MOSFET为导通电阻相同或基本相同的MOSFET，则通过所述回路中的测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
8.如权利要求7所述的检测电路，其特征在于，基于所述被测MOSFET与所述控制MOSFET之间的失配误差来校准被测MOSFET的导通电阻。
9.一种如权利要求1至5中任一项所述的MOSFET导通电阻的检测电路的检测方法，其特征在于，
使得所述被测MOSFET导通并且所述控制MOSFET导通时，通过测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET和/或控制MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
10.一种如权利要求6至8中任一项所述的MOSFET导通电阻的检测电路的检测方法，其特征在于，
首先断开控制MOSFET，得到在负载或充电器、电池/电池组、被测MOSFET所形成回路中所述被测MOSFET的源漏电压第一差值，
然后得到所述被测MOSFET导通并且所述控制MOSFET导通时的被测MOSFET的源漏电压第二差值，
基于测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET的源漏电压第一差值和第二差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
11.一种芯片，其特征在于，用于控制如权利要求1至8中任一项所述的检测电路，
其中，所述芯片用于对所述被测MOSFET和所述控制MOSFET的导通与断开进行控制，并且通过测得的电池/电池组的电压、被测MOSFET和/或控制MOSFET的测得的源漏电压差值、以及基准电阻的电阻值来得到被测MOSFET的导通电阻。
12.一种电池管理系统，其特征在于，包括：
如权利要求1至8中任一项所述的检测电路；以及
如权利要求11所述的芯片。
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