CN1117315A - 短脉冲单音测距处理系统和方法 - Google Patents

Abstract

用于确定测距站和信号再发射目标设备(11)之间距离的短脉冲单音测距处理系统(15)，该系统(15)产生有限宽度的短脉冲单音信号并沿着从测距站到目标的延迟传输通路和沿着在测距站(5)内的基准传输通路发射该信号。从基准和延迟通路接收发射信号并给发射信号指定时间标志。然后关联接收信号并比较指定给关联接收信号的时间标志(9)。

Description

短脉冲单音测距处理系统和方法

本发明涉及测距(range)处理系统和方法，特别涉及用于确定例如通信卫星这样的信号再发射目标设备的距离的系统和方法。

能够接收和再发射测距信号的通信卫星和其它目标设备的控制要求目标的位置是已知的。测距台天线和目标之间的距离或斜距确定目标位置的一个因素。用来确定这一距离的通常测距系统不是脉冲类型系统就是连续波类型系统。

脉冲类型系统通过测量短脉冲信号发射到目标和再发射回到发射站所需的时间来直接确定目标设备的距离。在一般的脉冲系统中，在脉冲信号传送到目标设备的时刻启动基准时钟计数器。当该脉冲信号返回到发射站时关闭计数器。存储在该计数器中的被乘以该基准时钟每一周期的持续时间的计数值就是延迟的度量。

已有更精密的脉冲类型系统，在这些系统中，频率在脉冲宽度内变化。这样的系统使用在脉冲宽度内宽带宽脉冲的频率被上扫频或下扫频的线性调频脉冲。系统的接收机与发射脉冲的频率扫描相适应，因此根据在频率转换点处发射和接收脉冲的相关性来关闭计数器。另一类脉冲系统使用(伪)随机序列，例如随机二进制码来调制脉冲的相位。根据代码的复制品来关联从目标返回的相位编码脉冲。当发射二进制代码序列的复制品与接收信号的二进制代码序列相关时，就停止计数器。因为再发射有限带宽脉冲的衰落导致不良的测距测量准确度，所以具有信号带宽限制的目标设备的通常脉冲类型系统的使用通常是不令人满意的。

当前连续波(CW)或测距单音系统在延长的时段内发射连续信号给目标设备。从目标设备再发射给测距站的信号与发射的CW信号进行相位比较。在确定目标距离时利用发射和接收信号之间的相位差。

由于在利用相位来确定目标距离时产生了多个波长的模糊，所以单一频率CW信号的使用不适用长距离的测距。已经开发了各种技术来改善用于测距目的的连续波系统的适用性。一种这样的技术是发射不同频率的多个单音来解决这一模糊。

仔细选择顺序较高的频率将能够在保持模糊分辨率的同时改善测距准确度。但是，CW系统必须具有在最低的频率单音的模糊分辨率内的预测目标距离的先验知识，以便利用这一先验知识。此外，使用多个单音的CW系统需要增加时间用于距离确定，因此对于快速运动的目标设备会提供不良的测距准确度。

通常的脉冲类型系统和CW系统都要求对于信号延迟预先校正沿测距信号的发射和接收通路的所有测距站部件，因此在校正时刻和实际距离测量时刻之间部件的任何退化或变化都将影响测量的准确度。

因此，本发明的目的是提供精确地确定具有显著的信号带宽限制的信号再发射目标设备的距离的系统和方法。本发明的另一个目的是提供不需要估计的目标距离的先验知识的测距系统和方法。本发明的再一个目的是提供准确地确定快速运动目标设备的距离的系统和方法。本发明的再一个目的是提供将由测距站部件的预先校正引起的测距误差减至最小的系统和方法。

虽然以下相对于对地球同步通信卫星进行测距的最佳实施例描述了本发明，但应当理解本发明不限于此。阅读了本说明书的本领域的普通技术人员将会认识到在本发明范围之内的在此已公开的要求保护的其它应用、改进和具体化以及本发明将具有重大的应用的其它领域。

在本发明的一实施例中，用于确定测距站和信号再发射目标设备之间距离的测距处理系统包括：产生有限宽度的短脉冲单音信号的信号发生器、利用载波沿着从测距站到目标设备的延迟传输通路和沿着在测距站内的基准传输通路发射产生的信号的发射机、从目标设备和从基准传输通路接收发射信号并给接收信号指定时间标志的接收机、以及关联接收信号并比较指定给各个关联信号的时间标志的时间比较器。

在该最佳实施例中，该系统还具有例如个人计算机这样的处理器，用来根据时间标志比较计算测距站和目标设备之间的距离。最好同时发射基准和延迟信号，该测距系统最好还包括位于基准传输通路中的具有已知的延迟特性的变换器，将基准信号载波变换为接收机的频率。

产生的短脉冲单音信号最好是正弦波并且由前同步信号和测距单音组成。前同步信号通常应当有至少两个被多次交错的频率。测距单音最好是等于前同步信号频率之一的单一频率信号。在该最佳实施例中，前同步信号内的交错频率在正弦波的零交叉处转换。测距单音紧跟在前同步信号之后并在正弦波的零交叉处从前同步信号转换出来。接收的正弦信号的每一零交叉被加上时间标志。

最好根据各个接收的前同步信号的相应周期之间的均方根差之和来确定接收的基准信号和延迟通路信号之间的相关性。最好利用指定给各个关联测距单音信号的每一零交叉的相应时间标志之间的平均差来确定测距站和目标设备之间的距离。该最佳的测距系统具有其带宽约等于脉冲单音信号前同步信号的频谱功率容置的滤波器。

在本发明的第二实施例中，用于确定测距站和信号再发射目标设备之间距离的测距系统包括：产生两个相同的有限宽度的短脉冲单音信号的信号发生器，沿着从测距站到目标的延迟传输通路和沿着在测距站内的基准传输通路发射这两个短脉冲单音信号中的一个以及在不短于测距站和目标设备之间最大距离的两倍被光速除所得时间的时延之后沿着延迟传输通路和沿着基准传输通路传送这两个短脉冲单音信号中的另一个的发射机，从目标设备和基准传输通路接收发射信号并给接收信号指定时间标志的接收机，数据存储装置、例如随机存取存储器，存储至少一部分指定给从目标接收的最先信号和从基准通路接收的最后信号、或者最好是从目标接收的最后信号和从基准通路接收的最先信号的时间标志，以及关联从目标接收的最先信号和从基准通路接收的最后信号、或者关联从目标接收的最后信号和从基准通路接收的最先信号并比较指定给关联信号的相应被存储的时间标志的时间比较器。

该测距系统最好还包括例如个人计算机这样的处理器，用来根据时间标志比较计算测距站和目标设备之间的距离。

本发明的另一个方面是用于确定测距站和信号再发射目标设备之间距离的方法，该方法包括以下步骤：产生有限宽度的短脉冲单音信号，利用载波沿着从测距站到目标设备的延迟传输通路和沿着在测距站内的基准传输通路发射该信号，从目标设备和基准传输通路接收发射信号并给其指定时间标志，关联接收信号，然后比较各个关联信号的相应时间标志。

该测距方法最好还包括根据时间标志比较计算测距站和目标设备之间距离的步骤。最好同时传送基准和延迟信号，最好以这样的方式将沿基准通路传送的信号载波变换为接收机的频率，即该变换产生了已知的信号延迟。

最好的短脉冲单音信号是正弦波并由前同步信号和测距单音组成。前同步信号由在该前同步信号内被多次交错的至少两个频率组成。测距单音由等于前同步信号频率之一的单一频率信号组成。在前同步信号内的交错频率最好在正弦波的零交叉处转换。测距单音紧跟在前同步信号之后并类似地在正弦波的零交叉处从前同步信号转换出来。接收的正弦信号的每一零交叉被加一时间标记。

最好根据各个接收的前同步信号的相应周期之间的均方根差之和来确定接收的基准信号和延迟通路信号之间的相关性。利用指定给各个关联测距单音信号的每一零交叉的相应时间标志之间的平均差来最好地确定测距站和目标设备之间的距离。最好利用带宽约等于脉冲单音信号前同步信号的频谱功率容量的滤波器来滤波接收信号。

本发明的另一个方面是用于确定测距站和信号再发射目标设备之间的距离的方法，该方法包括以下步骤：产生两个相同的有限宽度的短脉冲单音信号，沿着从测距站到目标的延迟传输通路和沿着在测距站内的基准传输通路传送的这两个短脉冲单音信号中的一个，在产生了不短于测距站和目标设备之间最大距离的两倍被光速除所得时间的时延之后，沿着延迟传输通路和沿着基准传输通路传送这两个短脉冲单音信号中的另一个，存储至少一部分指定给从目标接收的最先信号和从基准通路接收的最后信号，或者最好是从目标接收的最后信号和从基准通路接收的最先信号的时间标志，以及关联从目标接收的最先信号和从基准通路接收的最后信号，或者关联从目标接收的最后信号和从基准通路接收的最先信号并比较指定给关联信号的相应被存储的时间标志。该测距方法最好还包括根据时间标记比较计算测距站和目标设备之间距离的步骤。

图1是本发明实施例的方框图；

图2是本发明的短脉冲单音信号的图示；

图3是本发明的接收处理器的方框图；

图4是本发明的说明dc(直流)偏压对信号零交叉点的影响的图形；

图5是根据本发明一实施例提供了短脉冲单音信号延迟测量的示范性说明的图形；

图6是根据本发明另一实施例提供了短脉冲单音信号延迟测量的示范性说明的图形。

图1表示本发明的短脉冲测距处理系统。发射处理器1产生短脉冲单音信号，将其调制到载波上并沿着测距站传送通路3将其发射。该发射信号被分离，在基准通路内经过测距站变换器5被传送到测距站接收通路7并被测距站接收处理器9接收。分离信号还在延迟通路内经由测距站天线13传送到目标11。信号沿基准通路和延迟通路的传送最好同时进行，但只要各个信号的传送之间的时间间隔是已知的，就可以在不同时刻进行。

在从目标的再发射之后，延迟信号被测距站天线13接收并通过测距站接收通路7传送到接收处理器9。目标11是例如通信卫星这样的主动转发器，它能够接收和再发射延迟的短脉冲单音信号。目标11一般能够在将信号再发射回到测距站之前对信号进行放大并改变信号的频率。测距站变换器5就位于测距站天线13的前面。它的功能是将传送的基准短脉冲单音信号变换为适合于测距站接收处理器9的频率。

在被变换器5变换之后，基准短脉冲单音信号的载频一般将不同于从目标再发射的延迟短脉冲单音信号的载频，以便在接收通路7中保持基准和延迟短脉冲单音信号之间的频率分离。产生的短脉冲单音信号可被接收处理器9用作基准信号，不必经过测距站发射和接收通路3和7来传送，这样就不需要变换器5。但是，在这一方案中，将需要对测距站的部件进行额外的校正。

接收处理器9恢复并确定基准和延迟短脉冲单音信号之间的时间间隔。能够以通常的方式、最好在个人计算机的协助下用这一时间间隔来计算到目标的距离。由于基准和延迟信号都经过测距站来传送，所以由该站造成的大部分时间延迟就自动地被校正了。这消除了通常由在测距站传送和接收通路(分别为3和7)中的信号延迟变化造成的大部分不确定性。对于在目标中，在变换器5和测距站天线13之间的测距站部件中以及在变换器5本身中出现的延迟，仍然需要从测距计算中消除固定的延迟常数。

图2表示由图1的发射处理器1产生的短脉冲单音信号的一般格式。短脉冲单音信号由被称为前同步信号和测距单音的两个部分组成前同步信号的组成使得不依赖短脉冲单音信号的启动(上升沿)就能够确定延迟信号中的时间延迟。通过利用前同步信号，由于在目标11和图1接收处理器9中的带宽限制而在短脉冲启动时产生的失真实际上对距离确定没有影响。

虽然在延迟信号被目标处理的时候可以只对其进行其它选择性滤波处理，但在图1的接收处理器9中进行最有效的滤波保证了基准和延迟短脉冲单音信号的信号波形基本上相同。传送的前同步信号包含被多次交错的至少两个截然不同的频率(f_L和f_H)。从一个频率到另一个频率的转换最好出现在零交叉点处，这样两频率之间就有相对平滑的相位过渡。

本领域的技术人员懂得，如果需要的话，前同步信号的频率可只交错一次，频率转换也可不在零交叉点处出现。接收处理器带通滤波器的带宽与前同步信号的频谱功率容量一致(即滤波器带宽约等于f_H减f_L)。通过利用这样的滤波器带宽，在出现于转换时刻的前同步信号中只有少量的信号功率在接收处理器的通带之外。因此前同步信号的包络没有由于被滤波而过分失真或过分被衰减。由于前同步信号频率之间实际上平滑的过渡，所以测距处理器中的滤波器确实对相移有一些影响。

两个前同步信号频率之间的转换将在基本上正比于滤波器带宽的倒置的时间段内出现。因此，在出现频率转换的零交叉时间间隔内，由于频率从f_L到f_H的来回变化，就在基准和延迟信号的前同步信号中产生了扫频效应。如果需要的话，这一扫频效应可以由对图1的发射处理器扫描的频率而不是通过滤波来产生。频率转换给零交叉点提供了唯一的时间依赖特性，这一时间依赖特性使图1的接收处理器9能够比较基准和延迟信号的前同步信号并给全部零交叉点加上时间印记或标志，然后关联或对齐这些零交叉点。

对齐反映了在基准和延迟前同步信号中的相应的加上时间标志的零交叉点之间的最佳一致。当基准和延迟信号的前同步信号被对齐时，延迟信号中的每一零交叉点就可以与基准信号中的相应零交叉点相对应。对齐可以通过利用差分析的均方根重复计算基准和延迟前同步信号正向和负向被加上时间标志的零交叉点之间相应时间间隔的最佳一致来获得。

测距距离的精确确定取决于短脉冲单音信号第二部分的单一频率的测距单音的使用。较高频率的前同步信号和测距单音的优点在于在同样的短脉冲单音信号的持续期内有较多的零交叉。延迟和基准信号测距单音的零交叉被图1的接收处理器9准确地加上时间印记，因此，相应零交叉之间的时间差就可用来准确地计算短脉冲单音信号从测距站到目标的往返延迟，从而准确地计算目标的距离。由于能够将经过测距站的传送损失保持相当小，所以通常能够以相当大的信噪比来接收基准信号。相反地，延迟信号通常被以相当小的信噪比来接收，因此延迟信号的零交叉受到噪声的严重干扰。这样一来，利用仅一对相对应的零交叉点之间的时间差得到的信号时间延迟和目标距离的计算就不是非常准确的。

因此，本申请的测距处理系统利用了接收信号的多个零交叉。基准和延迟信号的测距单音部分中的每对相应的零交叉之间的差提供了延迟的概算值。对所有这些概算值进行平均就提供了与在确定信号时间延迟或距离时使用的独立的零交叉点的数目成正比的改善了的准确度。在统计的基础上，根据统计上独立的各个概算值的个数的不同，这一平均就提供了准确度方面的改善。

在本申请的测距处理系统中，接收处理器中滤波的使用限制了零交叉处的噪声干扰量，但也以相邻的零交叉中间引入了一些统计关联。这一关联是由滤波器的响应时间造成的。从分析的角度来看，滤波器的自相关函数在多个单音周期中具有非零值。实际上，这意味着在滤波器输入处的任何噪声干扰都将产生一些短脉冲单音信号的零交叉点，因此，这一跳动在相邻的零交叉中间不是独立的。减少接收处理器滤波器的带宽就减少了噪声给单个零交叉点造成的跳动。但是，由于独立的零交叉点数目的相应减少，所以对于任何给定的短脉冲单音信号宽度，这样做并没有改善测量的准确度。通过在滤波之后对接收信号测距单音部分中的多对相应零交叉点之间的时间差进行平均，就能够与被平均的相应零交叉点对的数目成正比地减少跳动的影响。

在测距站和目标之间的信号时间延迟的计算中必须包括在目标中、在位于变换器和测距站天线(分别为图1的5和13)之间的测距站部件中以及在变换器5本身中的传送延迟的影响。单一频率的测距单音比多个频率的测距单音能够更准确地确定传送延迟的这些作用因素。

图3是利用数字信号处理技术来实现的图1接收处理器9的图示，用于全部基带处理。该接收处理器还可以用模拟处理技术来实现以便适合于记录零交叉数据。该接收处理器从图1测距系统的接收通路7接收基准和延迟信号。信号被解调器21和22解调(如果合适的话)并分别被模-数转换器25和27取样。模-数转换的取样速率不必和谐地与接收信号的频率相关，接收信号被进行处理，以便避免在信号延迟确定方面的偏差，如果对每一个信号周期都在同一点处获得取样数据，则就会出现这种偏差。模-数转换器25和27的取样时钟应当准确到能足以避免给距离确定造成不可接受的误差。

在转换之后，信号在滤波器29和31中分别被滤波，这两个滤波器的每一个都具有约等于可用接收信号前同步信号的频谱功率容量的滤波器带宽。滤波限制了接收信号的带宽并减少了不希望有的噪声和例如遥测副载波这样的其它信号的干扰。为了避免对信号进行不必要的处理，功率阈值检测器33和35被用来检测各个接收信号的所估计的开始。在进一步的处理之前，前同步信号检测器37和39核实各个信号的开始。

在核实之后，在模-数转换器25和27进行的信号取样期间从各个信号零交叉点两侧采集的数据由可用的零交叉数据记录器41或43来记录。直到这一数据记录的全部处理最好实时地进行。在对于接收的基准和延迟信号已记录了数据之后，余下的信号处理可以非实时地进行。

因为记录数据不必提供接收信号准确的零交叉点，所以零交叉处理器49和51就用在标称零交叉点任一测数据的内插来计算并存储各个接收的基准和延迟信号零交叉点的时间标志。至少几倍于信号频率的取样速率有助于用线性内插来提供零交叉时刻的准确数值。

图1接收处理器9内的模拟电路可能在接收信号中产生将引起零交叉点相应的时间偏移的dc(直流)偏压。为解决这一问题，在确定信号时延时使用接收信号正向和负向零交叉转换的零交叉时间。如图4所示，由于dc偏压，正向和负向转换具有相等的但相反的时间误差。通过对零交叉时间进行平均，正向和负向转换中的偏移误差将相互抵消。

再参看图3，通过利用零交叉时间标志之差使各个前同步信号的周期一致，就可以用存储的前同步信号时间标志来关联或对齐在前同步信号处理器45中的基准和延迟信号。一旦已对齐，单音处理器47通过将在接收的延迟信号的测距单音部分中的每一零交叉时间标志与在接收的基准信号的测距单音部分中的相应零交叉时间标志进行比较，就准确地确定了到达目标的信号往返延迟。在相应的测距单音零交叉时间标志中的时间差被单音处理器平均，以便确定在传送的目标的信号中的延迟。

图5表示本发明的传送和接收短脉冲单音信号的一些可能格式中的一种。短脉冲单音信号的宽度最好小于到达目标设备和从目标设备返回的往返信号延迟。例如，在地球同步卫星的测距中，240毫秒的信号宽度是最合适的。如果往返信号延迟小于短脉冲单音信号的宽度并使用一个短脉冲，则接收处理器就必须同时地对接收的基准和延迟信号并行地进行全部的实时处理。

图6表示两个同样的短脉冲单音信号的使用，第一和第二信号的传送之间的时间间隔Tc是已知的。选择Tc使其大于测距站和目标之间信号的最大可能的往返延迟。接收处理器给最先接收的基准信号和最后接收的延迟信号加上时间标志，或者给最先接收的延迟信号和最后接收的基准信号加上时间标记。这就使接收处理器能够每次只对一个接收信号进行实时处理。第一基准信号和第二延迟信号之间延迟的计算将时间间隔Tc考虑了进去。

熟悉测距系统的人们将懂得与测距距离和测距误差的确定有关的以下演算。这些演算假定已经利用前同步信号实现了基准和延迟信号的关联或对齐。根据本发明对地球同步通信卫星距离的实际测定结果可与利用以下公式的结果相比。

基准短脉冲单音信号的测距单音部分可被定义为： $r\left(t\right)=\mathrm{rect}\left(\frac{t-T/2}{T}\right)A_c\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_{c}t\right),-------\left(1\right)$ 这里T是该测距单音的宽度。与延迟短脉冲单音相比，假定r(t)在高SNR(信号-噪声比)条件下被接收，因此假定在r(t)上的任何噪声都是微小的。

延迟测距单音将是：

d(t)＝r(t－2τ)＋n(t)，    (2)这里τ是到达目标的传送延迟。由于通过目标的延迟是容易地被减去的已知常数，所以没有被包括在这一方程中。因此到达目标的距离如下：

r＝ντ米    (3)这里ν是自由空间中的光速。n(t)是接收处理器的滤波器输出端处的噪声，假定由在滤波器输入端处的叠加自高斯噪声(AWGN)NO引起。

在经历了零交叉检测之后，每一正向和负向边缘事件被测量(加一时间标志)。基准测距离单音的这种事件可被表示为：

这里m指第m个零交叉事件，而m₊和m_-分别指与正向和负向边缘相关的事件。区分正和负的理由与实际的实施需求有关，在实际的实施需求中不可能完全消除在零交叉检测器输入端处的任何dc(直流)偏置电压。因此方程(4)中的零交叉事件就考虑了偏压。

正和负零交叉事件可分别被表示为：

和

这里τ_r(m₊)和τ_r(m_-)是正确的零交叉点，而

和 是由dc偏压引起的时间偏离误差。正和负正弦波的零交叉点具有相反的斜率，因此 和 的值相等但相反。正如将指出的那样，由于距离的计算利用了零交叉事件的平均，所以正和负偏压误差就相互抵消了。因此dc偏压误差将没有任何净作用，可被忽略。

因此，在延迟测距单音上的相应零交叉可被定义为：

τ_d(m)＝τ_r(m)＋2τ＋τ_s(m)，    (7)这里τ_e(m)是在存在噪声的条件下测量在延迟测距单音中的相应零交叉事件时的时间误差。正如对于基准测距单音那样，由于正向和负向边缘取样的平均，所以消除了dc偏压对延迟测距单音的零交叉的影响。

在基准和延迟单音中的每对相应的零交叉时间标记提供了到达目标的延迟数值。如果在每一基准和延迟测距单音信号中有M个零交叉事件，则可如下地计算到达目标的延迟： $\mathrm{\τ}=\underset{m-1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\τ}}_d\left(m\right)-{\mathrm{\τ}}_r\left(m\right))/\left(2M\right),-----\left(8\right)$ 分母中的因子2提供了往返数据的单向延迟。

根据方程(7)来代替τ_d(m)，方程(8)就简化为： $\mathrm{\τ}=\mathrm{\τ}+\underset{m-1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{\τ}}_{e\left(m\right)}}{2M}.-----\left(9\right)$ 方程(9)中的第二项给到目标的延迟τ的计算引入了误差，即给距离的计算引入了误差。以下计算由该第二项引入的误差的大小。

考虑如在方程(7)中给出的噪声减弱的延迟测距单音的一个零交叉事件的出现。

在零交叉点处或靠近零交叉处(不失一般性，可令t=0)，正弦波可用线性函数来近似：

A_csin(2πf_ct)|_c-o≈A_c2πf_ct，    (10)

因此在零交叉附近的噪声减弱的正弦波的形式可被近似为：

z(t)＝A_c2πf_ct＋n(t).    (11)

在零交叉点处，方程(11)简化为：

O＝A_c2πf_ct＋n(t)，    (12)或者 $t=\frac{-n\left(t\right)}{A_{c}2\mathrm{\π}{f}_c},-----\left(13\right)$ 这里t是相应于零交叉事件中的不确度性或误差的时间，这就是方程(7)和(9)中的τ_e(m)。

因此(13)可被重新定义为：

项n(t)是零平均高斯噪声，其功率由其统计方差来定义：

等式(14)表示项τ_e(m)通过乘法常数与n(t)相关。

由于n(t)是高斯随机变量，所以τ_e(m)也将是具有以下方差的高斯随机变量(J.M.Wozencraft和I.M.Jacobs的《通信工程原理》John Wiley&Sons出版社1965年，第60-61页。)： ${\mathrm{\σ}}_{{\mathrm{\τ}}_e}^2=\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{{\left(A_{c}2\mathrm{\π}{f}_c\right)}^2}.-----\left(16\right)$

注意，在接收处理器滤波器输出端处，延迟单音的信号功率是：

因此在接收处理器滤波器输出端处的延迟信号测距单音的SNR是： $\mathrm{SNR}=\frac{A_c^2}{2{\mathrm{\σ}}_n^2\mathrm{}}.-----\left(18\right)$

将方程(18)代入(16)就给出时间取样值相对于在滤波器的输出端处的SNR的方差： ${\mathrm{\σ}}_{{\mathrm{\τ}}_e}^2=\frac{1}{8\left(\mathrm{SNR}\right){\left(\mathrm{\π}{f}_c\right)}^2}-----\left(19\right)$

当目标是通信卫星时，卫星测距的下行链路一般对测距信号进行调相(PM)。因此时间取样值的方差可通过利用以下关系式用被测距天线接收的RF(射频)载波的C/N_o来表示： $\mathrm{SNR}=\frac{C{A}_c^2}{2N_{o}B}-----\left(20\right)$ 这里B是接收机处理器的等效噪声带宽。

SNR和C/No之间的关系式来源于在接收处理器之前的PM调制器的性能。该导出取决于是测距副载波的PM调制系数的Ac。利用方程(19)和(20)，每一时间取样值的方差可被定义为： ${\mathrm{\σ}}_{{\mathrm{\τ}}_e}^2=\frac{N_o}{C}\×\frac{B}{{\left(A_{c}2\mathrm{\π}{f}_c\right)}^2}.-----\left(21\right)$

参看方程(8)和(9)，这两个方程实际上指出通过对M个零交叉事件的重复测量求平均值来计算τ。如果全部零交叉事件都是统计独立的，则与单个事件的方差相比，对M个样值求平均值后，方差将被减少到M分之一。但是，由于在接收处理器中有滤波器，所以并非如此。方程(9)指出到达目标的单向延迟是通过对在每一基准和延迟单音中测量的M个相应零交叉求平均值而得到的。该结果包括了由产生了零交叉误差的噪声扰乱的所需值τ，值τ是常量，因此单向时延由第二项来确定：

该方差可被表示为(W.B Davenport，Jr和W.L Root的《随机信号和噪声理论导论》，McGraw-Hill出版社1958年，第77-79页。)： ${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\τ}}^2=\frac{1}{{4M}^2}\[\underset{q=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{r=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}E\[{\mathrm{\τ}}_e\left(q\right){\mathrm{\τ}}_e\left(r\right)\],-----\left(23\right)$ 这里可以合理地假定τ_e(m)具有零平均值。

利用测距接收机滤波，扰乱延迟单音零交叉点的噪声将在几个相邻的零交叉点之中被关联。为了求这一关联的程度的近似值，假定接收处理器滤波器的响应时间具有1/B秒宽的有效输出，这里

B＝测距接收机滤波器的等效噪声带宽            (24)

在实用的系统中

B＜f_c                                        (25)以便减少接收处理器输入端处的噪声总量，因此，假定对正和负零交叉进行测量，则被假定为强相关的相邻零交叉的个数是： $\frac{{2f}_c}{B}.-----\left(26\right)$ 参看方程(23)，对于强相关的零交叉点：E[τ_e(q)τ_e(r)]＝E[τ_e ²]， $|q-r|\≤\frac{{2f}_c}{B},-----\left(27\right)$ 而对于不相关的零交叉点(在滤波器响应时间之外)：

E[τ_e(q)τ_e(r)]＝O， $|q-r|>\frac{{2f}_c}{B}.-----\left(28\right)$

不考虑在零交叉样值序列每一末尾处关联的滚降(roll off)效应，则方程(23)简化为： ${\mathrm{\σ}}_{{\mathrm{\τ}}_c}^2=\frac{1}{{4M}^2}\frac{{2f}_{c}M}{B}E\[{\mathrm{\τ}}_e^2\].-----\left(29\right)$ $E\[{\mathrm{\τ}}_e^2\]={\mathrm{\σ}}_{{\mathrm{\τ}}_e}^2,-----\left(30\right)$

注意，可以利用以下等式使样值均值的方差与各个零交叉点的方差相关： ${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\τ}}^2=\frac{f_c{\mathrm{\σ}}_{{\mathrm{\τ}}_e}^2}{2\mathrm{BM}}.-----\left(31\right)$

将方程(21)代入(31)，则： ${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\τ}}^2=\frac{N_o}{C}\×\frac{1}{{8\mathrm{MA}}_c^2{\mathrm{\π}}^2{f}_c}.-----\left(32\right)$ 从等式(32)得出的结论是从样值得到的时间误差的统计方差与接收处理器的带宽无关。

因此，可以如下地给出在确定到达目标的单向传送延迟时的rms(均方根)测量不确定性： ${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{rms}}=\sqrt{{\mathrm{\σ}}_{{\mathrm{\τ}}_e}^2}=\sqrt{\frac{N_o}{C}\×\frac{1}{{8\mathrm{MA}}_c^2{\mathrm{\π}}^2{f}_c}}.-----\left(33\right)$

或者，可以通过利用方程(3)和(33)以测距距离来描述这—rms不确定性： $r_{\mathrm{rms}}=\mathrm{\ν}\×\sqrt{\frac{N_o}{C}\×\frac{1}{{8\mathrm{MA}}_c^2{\mathrm{\π}}^2{f}_c}}\mathrm{metres}.-----\left(34\right)$

方程(34)提供的值已被在实际通信卫星中的短脉冲单音系统的测试所证实，例如，利用一般的卫星链路和短脉冲单音参数C/No＝65dB、fc＝21kHz、Ac＝1和M＝10080(约240毫秒的往返延迟)，方程(34)就给出rms的1.3米的测距误差结果。

如上所述，即使当用户没有大约的目标距离的先验知识时，本发明也可被用来准确地确定具有有效信号带宽限制的信号再发射目标设备的距离。公开的发明还被用来准确地确定快速运动目标设备的距离。此外，所描述的发明还使由测距站部件的预校正造成的距离确定误差减至最小。

通过运用背景知识，本领域的技术人员可以容易地使公开的发明适应于各种用途而不偏离在此要求保护的公开的发明。这样的修正被所附权利要求的等同物的意义和范围所覆盖。

Claims (30)

1.用于确定测距站和信号再发射目标设备之间距离的短脉冲单音测距处理系统，该系统包括：

信号发生装置，产生有限宽度的短脉冲单音信号；

发射装置，沿着从所述测距站到目标设备的延迟传输通路将所述信号作为第一发射信号来发射，和沿着在所述测距站内的基准传输通路将所述信号作为第二发射信号来发射；

接收装置，从所述目标设备接收所述第一发射信号，和从所述基准传输通路接收所述第二发射信号，并给所述接收信号指定时间标志；

时间比较装置，关联所述接收的第一和接收的第二发射信号并比较指定给所述关联信号的时间标志。

2.权利要求1的测距处理系统还包括根据所述时间标志比较计算测距站和目标设备之间距离的处理装置。

3.权利要求1的测距处理系统，其中所述目标设备具有有效信号带宽限制。

4.权利要求3的测距处理系统，其中所述目标设备是通信卫星。

5.权利要求1的测距处理系统，其中所述第一和第二发射信号被同时发射，所述测距系统还包括位于基准传输通路中的变换器装置，对所述第二发射信号进行变换，以便于被所述接收装置接收，所述变换器装置具有已知的信号延迟特性。

6.权利要求1的测距处理系统，其中所述短脉冲单音信号由单个短脉冲组成，该短脉冲具有小于测距站和目标设备之间距离的两倍被光速除所得时间的宽度。

7.权利要求6的测距处理系统，其中所述短脉冲单音信号是正弦波，由前同步信号和测距单音组成。

8.权利要求7的测距处理系统，其中所述前同步信号由在所述前同步信号内被多次交错的至少两个频率组成，其中所述测距单音由等于前同步信号频率之一的单一频率组成。

9.权利要求8的测距处理系统，其中，前同步信号内的交错频率在正弦波短脉冲单音信号的零交叉处转换，测距单音紧跟在前同步信号之后并在正弦波的零交叉处从前同步信号转换出来。

10.权利要求9的测距处理系统，其中，所述正弦波信号的每一零交叉都被加上时间标志。

11.权利要求10的测距处理系统，其中，接收的第一发射信号和接收的第二发射信号之间的相关性是根据接收的第一发射信号的加上时间标志的前同步信号正弦波和接收的第二发射信号的加上时间标志的前同步信号正弦波的相应信号周期之间均方根差之和来确定的。

12.权利要求11的测距处理系统，其中，测距站和目标设备之间的距离是利用指定给关联的第一发射信号测距单音的每一零交叉的时间标志和指定给关联的第二发射信号测距单音的相应零交叉的时间标志之间的平均差来确定的。

13.权利要求10的测距处理系统，其中，根据在标称零交叉的任一侧以至少8倍于信号频率的速率取样的取样值的线性内插来指定每一个时间标志。

14.权利要求7的测距处理系统还包括具有约等于短脉冲单音信号前同步信号的频谱功率容量的带宽的滤波器。

15.用于确定测距站和信号再发射目标设备之间距离的短脉冲单音测距处理系统，该系统包括：

信号发生装置，产生有限宽度的第一短脉冲单音信号和相同的第二短脉冲单音信号；

发射装置，首先沿着从所述测距站到所述目标设备的延迟传输通路将所述第一短脉冲单音信号作为第一发射信号来发射，和沿着在所述测距站内的基准传输通路将所述第一短脉冲单音信号作为第二发射信号来发射，然后沿着所述延迟传输通路将所述第二脉冲单音信号作为第三发射信号来发射，和沿着所述基准传输通路将所述第二脉冲单音信号作为第四发射信号来发射，在所述第一短脉冲单音信号的发射和所述第二短脉冲单音信号的发射之间引入了不短于测距站和目标设备之间最大距离的两倍被光速除所得时间的时延；

接收装置，从所述目标设备接收所述第一和第三发射信号，和从所述基准传输通路接收第二和第四发射信号，以及给所述接收信号指定时间标志；

数据存储装置，存储至少一部分指定给第一和第四或者第二和第三发射信号的时间标志；

时间比较器装置，关联所述接收的第一发射信号和接收的第四发射信号，或者关联所述接收的第二发射信号和接收的第三发射信号，并比较指定给所述第一和第四、或者第二和第三关联信号的被存储的时间标志。

16.权利要求15的测距处理系统还包括根据所述时间标志比较计算测距站和目标设备之间距离的处理装置。

17.确定测距站和信号再发射目标设备之间距离的测距方法，包括以下步骤：

产生有限宽度的短脉冲单音信号；

沿着从所述测距站到所述目标设备的延迟传输通路将所述信号作为第一发射信号来发射，和沿着在所述测距站内的基准传输通路将所述信号作为第二发射信号来发射；

从所述目标设备接收所述第一发射信号，和从所述基准传输通路接收所述第二发射信号，并给所述接收信号指定时间标志；

关联所述接收的第一和接收的第二发射信号并比较指定给所述关联信号的时间标志。

18.权利要求17的测距方法还包括根据所述时间标志比较计算测距站和目标设备之间距离的步骤。

19.权利要求17的测距方法，其中所述第一和第二发射信号的发射同时进行，所述测距方法还包括对所述第二发射信号进行变换，以便于接收的步骤，所述变换步骤产生了已知的信号延迟。

20.权利要求17的测距方法，其中所述短脉冲单音信号由单个短脉冲组成，该短脉冲具有小于被光速除的测距站和目标设备之间距离的两倍的宽度。

21.权利要求20的测距方法，其中所述短脉冲单音信号是正弦波，由前同步信号和测距单音组成。

22.权利要求21的测距方法，其中所述前同步信号由在所述前同步信号内被多次交错的至少两个频率组成，其中所述测距单音由等于前同步信号频率之一的单一频率组成。

23.权利要求22的测距方法，其中，前同步信号内的交错频率在正弦波短脉冲单音信号的零交叉处转换，测距单音紧跟在前同步信号之后并在正弦波的零交叉处从前同步信号转换出来。

24.权利要求23的测距方法，其中，接收的正弦波信号的每一零交叉都加上时间标志。

25.权利要求24的测距方法，其中，接收的第一发射信号和接收的第二发射信号之间的相关性是根据接收的第一发射信号的加上时间标志的前同步正弦波和接收的第二发射信号的加上时间标志的前同步正弦波的相应信号周期之间均方根差之和来确定的。

26.权利要求25的测距方法，其中，测距站和目标设备之间的距离是利用指定给关联的第一发射信号测距单音的每一零交叉的时间标志和指定给关联的第二发射信号测距单音的相应零交叉的时间标志之间的平均差来确定的。

27.权利要求24的测距方法，其中，根据在标称零交叉的任一侧以至少8倍于信号频率的速率取样的取样值的线性内插来指定每一个时间标志。

28.权利要求21的测距方法还包括用具有约等于短脉冲单音信号前同步信号的频谱功率容量的带宽的滤波器来对接收信号进行滤波的步骤。

29.确定测距站和信号再发射目标设备之间距离的测距方法，包括以下步骤：

产生有限宽度的第一短脉冲单音信号和相同的第二短脉冲单音信号；

首先沿着从所述测距站到所述目标设备的延迟传输通路将所述第一短脉冲单音信号作为第一发射信号来发射，和沿着在所述测距站内的基准传输通路将所述第一短脉冲单音信号作为第二发射信号来发射，然后沿着所述延迟传输通路将所述第二短脉冲单音信号作为第三发射信号来发射，和沿着所述基准传输通路将所述第二短脉冲单音信号作为第四发射信号来发射，在所述第一短脉冲单音信号的发射和所述第二短脉冲单音信号的发射之间引入了不短于测距站和目标设备之间最大距离的两倍被光速除所得时间的时延；

从所述目标设备接收所述第一和第三发射信号，和从所述基准传输通路接收第二和第四发射信号，以及给所述接收信号指定时间标志；

存储至少一部分指定给第一和第四或者第二和第三发射信号的时间标志；

关联所述接收的第一发射信号和接收的第四发射信号，或者关联所述接收的第二发射信号和接收的第三发射信号，并比较指定给所述第一和第四、或者第二和第三关联信号的被存储的时间标志。

30.权利要求29的测距方法还包括根据所述时间标志比较计算测距站和目标设备之间距离的步骤。

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