CN111697981B - 放大设备以及包括该放大设备的放大系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种放大设备以及包括该放大设备的放大系统。本发明提出了一种由四个放大单元组成的放大器列阵，该放大器阵列可工作于Doherty模式和异相模式。通过在放大单元中使用的匹配网络中集成Chireix补偿元件，可以获得带宽改善。

Description

放大设备以及包括该放大设备的放大系统
技术领域
本发明涉及一种放大设备，以及一种包括该放大设备的放大系统。
背景技术
在下一代蜂窝通信系统中，基站需要更加灵活并且能够在多个频带和不同标准下工作。该任务要求功率放大器级以高的平均效率在较宽的带宽上工作。
到目前为止，大多数高效率的放大器的实现主要集中在处理中等峰均功率比(peak-to-average power ratio’s，PAPR)，而在较宽的频率范围内保持高的平均效率仍然是一个挑战。
Doherty功率放大器(DPA)以其在高功率工作下的出色性能而著称，同时在功率回退时提供了效率改进。然而，当放大具有高PAPR(>9dB)的信号时，这些放大器的性能可能仅被认为是中等的。另一方面，异相放大器以其在大功率退回电平下的高效率而著称。
在Qureshi等人所著的论文“112W GaN双输入Doherty-异相功率放大器”(“A 112WGaN Dual Input Doherty-Outphasing Power amplifier”)中，该论文发表在《IEEE MTT-S国际微波研讨会(IMS)会刊》，IEEE，(第1-4页，2016年)中，提出了Doherty放大器和异相放大器的组合。更具体地，其中公开了一种用于向负载提供放大信号的放大设备，该放大设备包括：第一输入和第二输入；以及多个封装放大单元，每个封装放大单元包括相应的放大器，其中，所述多个封装放大单元中的第一封装放大单元和第二封装放大单元中的每一个具有与第一输入相连接的输入，并且其中，所述多个封装放大单元中的第三放大单元和第四放大单元中的每一个都具有与第二输入相连接的输入。
在本发明的上下文中，应该理解封装放大单元包括具有专用输入端子和输出端子的封装。例如，封装可以包括封装基板和封装引线。在封装基板上可以布置有一个或多个半导体管芯。可以在半导体管芯上形成射频(RF)功率晶体管。引线和功率晶体管之间的电连接可以使用一条或多条键合线来实现。
应该理解，术语封装放大单元不限于特定的封装技术。模制封装、陶瓷封装、多管芯模块等都被认为是封装放大单元的示例。通常，至少在放大设备的部分制造过程中，将封装放大单元作为单个部件来处理。
本发明所公开的放大设备还包括多个阻抗匹配网络，每个阻抗匹配网络被耦合至相应的放大器。放大设备被配置为可在异相模式下工作，在异相模式中，第二放大单元和第三放大单元的放大器为工作状态，而第一放大单元和第四放大单元的放大器为断开状态，并且其中，第二放大单元的和第三放大单元的放大器协作以形成异相放大器。该放大设备还可以在Doherty模式下工作，在所述Doherty模式中，第一放大单元和第二放大单元的放大器协作以形成第一Doherty放大器，并且第三放大单元和第四放大单元的放大器协作以形成第二Doherty放大器。由多个封装放大单元放大的信号将在组合节点中组合。通常，负载可以通过一个或多个匹配网络被电连接至组合节点。
为了能够作为异相放大器工作，第二放大器和第三放大器应看到不同的负载。可以实现此目的的一个示例是使用所谓的希莱克(Chireix)组合器。这在Hakala等人所著的论文“2.14GHz Chireix异相发射机”(“A 2.14–GHz Chireix Outphasing Transmitter”)中有更详细的说明，该论文发表在《IEEE微波理论与技术会刊》(第2129-2138页，第53卷，第6期，2005年6月)中。
Chireix组合器包括Chireix补偿元件。更特别地，放大设备应该包括第一Chireix补偿元件和第二Chireix补偿元件，用于当工作于异相模式下时，分别对第二放大单元和第三放大单元的放大器所看到的负载的电抗部分补偿预定的异相角。
对于理论上的Doherty操作，应当将主放大器通过四分之一波长传输线连接至组合节点，而峰值放大器应当直接被连接至组合节点。除此之外，主放大器和峰值放大器内部都不应存在内部相位旋转。以这种方式，实现了所需的负载调制，从而在低功率下当峰值放大器被关闭时，主放大器呈现出比在高功率下当峰值放大器开启时更大的负载。由于四分之一波长传输线旋转了90度，因此获得了所需的负载调制。
在用于主放大器或峰值放大器的功率场效应晶体管的内部漏极与该放大器的输出之间存在内部旋转。非零内部旋转可归因于器件寄生效应，例如输出电容和封装寄生效应。因此，实际上，内部旋转是非零的。此外，功率场效应晶体管的典型输出阻抗相对较低。为了解决这些问题，大多数Doherty放大器使用相位偏移线和阻抗匹配网络。
在上文所述的由Qureshi等人公开的已知设备中，在封装放大单元外部的印刷电路板上所实现的传输线用于将每个放大单元的输出阻抗与预定阻抗进行匹配。这些传输线被耦合至偏移线。与第一放大单元和第四放大单元串联的偏移线分别直接被耦合至设备的组合节点，而与第二放大单元和第三放大单元串联的偏移线利用四分之一波长传输线被耦合至组合节点。
在Qureshi等人的设备中，第二放大单元和第三放大单元的放大器均均作为处于Doherty模式的主放大器，并且第一放大单元和第四放大单元的放大器均作为峰值放大器。为了使得能够适当的作为Doherty放大器工作，重要的是，第一放大单元和第四放大单元的放大器中的功率场效应晶体管的本征输出(即漏极)与组合节点之间的相位旋转大致等于n×180°，其中n为大于0的整数。类似地，第二放大单元和第三放大单元的放大器中的功率场效应晶体管的本征输出(即漏极)与阻抗逆变器之间的相位旋转也应该基本等于n×180°，其中n为大于0的整数。
在Qureshi等人的设备中，使用了匹配传输线，所述匹配传输线被连接至封装放大器以确保适当的阻抗变换，从而使得每个封装放大器都能看到所需的阻抗。该匹配线引入了相位旋转。而封装放大器其本身会引入进一步的相位旋转。为了确保组合的相位旋转满足上述要求，使用了相位偏移线。实际上，这意味着放大器本身、匹配线和偏移线的组合相位旋转大约等于180度。
在已知的设备中，Chireix补偿元件是在匹配线上实现的。更具体地，用于第二放大单元和第三放大单元的匹配线具有不同的长度，并且这些匹配线的相位延迟可以分别被表示为θm+dθ和θm-dθ，其中θm对应于用于第一放大单元和第四放大单元的匹配线的相位延迟。而相位偏移dθ确保了两个主放大器都可以看到如上文所述的不同的电抗部分。
申请人发现，上述提及的将Doherty放大器和异相放大器被组合在一起的已知设备的带宽并不是总令人满意，尤其是在异相模式下工作时。导致该问题的原因与确保适当的Doherty操作所需的180度组合的内部旋转有关。
发明内容
本发明的目的是提供一种放大设备，在该放大设备中，异相放大器与Doherty放大器被组合在一起，由此可以提高放大设备的带宽。
该目的是使用如权利要求1所限定的放大设备来实现的，其特征在于，阻抗匹配网络的被耦合至第一封装放大单元和第四封装放大单元的放大器的输出通过相应的阻抗逆变器被耦合至组合节点。此外，每个相应的匹配网络均被并入与其所连接的放大器相同的封装放大单元中，并且第一Chireix补偿元件和第二Chireix补偿元件分别被吸收在第二封装放大单元和第三封装放大单元的放大器的匹配网络中。
根据本发明，每个匹配网络构成E类匹配网络，并且每个E类匹配网络包括：相应的串联电感器，具有被耦合至相应的放大器的输出的第一端子，以及第二端子；和相应的并联电容器(C)，其被耦合至第二端子和地之间。第一Chireix补偿元件和第二Chireix补偿元件通过第二封装放大单元和第三封装放大单元的相应的串联电感器的电感差来实现。
申请人已经意识到，在封装放大单元内使用具有串联电感器和并联电容器的E类匹配网络可以实现在本征漏极和E类匹配网络的输出之间的大约为90度的内部旋转。申请人进一步认识到，这种内部旋转有助于反向Doherty类型的操作，而无需依赖会损害整个设备带宽的长传输线。更特别地，作为在Doherty模式的峰值放大器的第一封装放大单元和第四封装放大单元的放大器均通过各自的阻抗逆变器被连接至组合节点，并且在作为在Doherty模式的主放大器的第二和第三放大单元的放大器被直接连接至组合节点。通过这种方式，可以避免Qureshi等人的设备中相对较长的180度传输线，从而提高带宽，同时在以Doherty模式工作时仍然允许适当的负载调制。
因此，根据本发明，传输线的数目相对于上述已知设备减少了。该效果是通过使用吸收了Chireix补偿元件的匹配网络实现的。由于这些匹配网络引入通常约为90度的相移，因此可以省略第二封装放大单元和第三封装放大单元的阻抗逆变器，从而改善回退情况下的带宽。
被耦合至第二封装放大单元和第三封装放大单元的放大器的阻抗匹配网络的输出可以被直接耦合至组合节点。在本发明的上下文中，直接连接应被理解为在工作频率范围内具有明显小于90度，优选地，小于20度的绝对相位延迟的连接。
可以使用一个或多个键合线来实现用于第二封装放大单元和第三封装放大单元的E类匹配网络的串联电感器。在这种情况下，第一Chireix补偿元件和第二Chireix补偿元件可以通过使用不同长度、高度和/或形状的、形成串联电感器的一个或多个键合线来实现。以这种方式，就无需额外的组件来实现Chireix补偿元件。
可以在一个或多个半导体管芯上实现第二封装放大单元和第三封装放大单元的放大器，并且可以使用被布置于一个或多个半导体管芯上的金属轨道来实现用于第二封装放大单元和第三封装放大单元的E类匹配网络的串联电感器。例如，金属轨道的形式可以为键合线、重布线层(RDL)顶部的铜沉积线，也可以为其他形式，其中第一Chireix补偿元件和第二Chireix补偿元件是通过使用不同长度、高度、宽度和/或形状的金属轨道来实现的。
第一封装放大单元和第四封装放大单元的放大器可以为相同的放大器，并且，第一封装放大单元和第四封装放大单元的匹配网络的串联电感器的电感值等于L1。在本发明的上下文中，当放大器包括基本上相同的功率晶体管时，它们被认为是相同的。作为特定示例，相同的放大器可以具有相同的输出电容。
L1的值可以由公式q＝1/(ω(L1Cd)^0.5)所得到，其中Cd为第一放大器的输出电容，q为介于1.2和1.4之间的常数，更优选地介于1.25和1.35之间，甚至更优选地等于1.3，并且ω为放大设备的工作频率。而用于第一放大单元和第四放大单元的并联电容器C的值也可以被找到，使得这些放大单元的放大器所看到的基波和谐波导纳对应于所谓的准负载不敏感E类配置。此配置在本领域中是众所周知的，例如在Qureshi等人的论文“利用封装集成的高效率和宽带准负载不敏感E类操作”(“High Efficiency and Wide BandwidthQuasi-Load Insensitive Class-E Operation Utilizing Package Integration”，发表于(《IEEE MTT-S国际微波研讨会(IMS)会刊》第1-12页，)中进行了描述，并且通过引用将其并入本文之中。
第二封装放大单元和第三封装放大单元的放大器可以与第一封装放大单元和第四封装放大单元的放大器相同，并且第二封装放大单元和第三封装放大单元的匹配网络的串联电感器的电感值可以分别等于L1+dL和L1-dL，其中，+dL和–dL分别对应于用于实现第一Chireix补偿元件和第二Chireix补偿元件的串联电感器的电感值的增加量和减少量。例如，如果如上文所述使用一条或多条键合线来实现串联电感器，键合线的形状、高度和/或长度与对应于第一封装放大单元和第四封装放大单元的键合线所使用的标称值相比有所不同，则可以实现电感值的增加或减小。
第二封装放大单元和第三封装放大单元的第二端子可以彼此连接。例如，这些端子可以对应于相同的导电结构。附加地或可替选地，第二封装放大单元和第三封装放大单元的并联电容器可以被组合成单个的并联电容器。
可以使用单个第一封装件来实现第二封装放大单元和第三封装放大单元，其中可以使用单个第二封装件来实现第一封装放大单元的放大器和匹配网络，并且其中，可以使用单个第三封装件来实现第四封装放大单元的放大器和匹配网络。可替选地，使用相应的封装件来实现第二封装放大单元和第三封装放大单元。
第一封装件、第二封装件和第三封装件中的每一个可以包括封装基板、以及一个或多个第一半导体管芯，在半导体管芯上集成了由相应的封装件所包括的放大单元的放大器，其中，一个或多个第一半导体管芯被安装在封装基板上。第一封装件、第二封装件和第三封装件中的每一个还可以包括一条或多条输入引线、以及一条或多条输出引线。
第一封装放大单元的放大器的输出与组合节点之间的电长度、以及第四封装放大单元的放大器的输出与组合节点之间的电长度中的每一个电长度都基本上等于：m×180°，其中m为大于0的整数。此外，第二封装放大单元的放大器的输出与组合节点之间的电长度基本上等于：(2n-1)×90°-第一预设值，并且第三封装放大单元的放大器的输出与组合节点之间的电长度基本上等于：(2n-1)×90°+所述第一预设值，其中n为大于0的整数。这里，需要注意的是，这些相位延迟是相对于给定工作频带内的工作频率的，例如对应于限定的移动电信频带之一的频率。另外，第一预定值对应于第一Chireix补偿元件和第二Chireix补偿元件。
第二封装放大单元和第三封装放大单元的放大器被偏置成B类或AB类，并且第一封装放大单元和第四封装放大单元的放大器被偏置成C类。当在Doherty模式下工作并且当输入驱动增加时，放大器最终将进入电压饱和状态，从而可以实现类似于E类的高效率数。在异相模式下，第二和第三放大单元工作以形成异相放大器。同样在这种模式下，特别是当使用E类或准负载不敏感的E类匹配网络时，可以实现高效率数。
放大设备还包括可以印刷电路板，在该印刷电路板上安装有封装放大单元，其中，与第一封装放大单元和第四封装放大单元相关联的阻抗逆变器于印刷电路板上实现，例如，作为四分之一波长传输线。
放大设备还可以包括第一分离器，其被布置于第一输入与第一封装放大单元和第二封装放大单元的输入之间。第二分离器可以被布置于第二输入与第三封装放大单元和第四封装放大单元的输入之间。第一分离器可以被配置为在被输入至第一封装放大单元的输入的信号与被输入至第二封装放大单元的输入的信号之间引起相位差，优选地，在预定工作频率下该相位差等于90度。第二分离器被配置为在被输入至第三封装放大单元的输入的信号与被输入至第四封装放大单元的输入的信号之间引起相位差，优选地，在预定工作频率下该相位差等于90度。这些相位差被选择成使得在Doherty模式下工作时，所有信号在组合节点处按相位相加。
根据本发明的第二方面，本发明提供一种放大系统，其被配置用于生成预定调制信号。这种预定调制信号例如可以是将在移动电信中使用的16QAM或QPSK调制信号。所生成的调制信号通常对应于RF载波信号，该RF载波信号的振幅和/或相位根据数据(例如待传输的数据流)来调制。
放大系统可以包括信号单元，用于向放大设备的第一输入提供第一信号，以及向放大设备的第二输入提供第二信号。此外，放大系统可以包括控制器，用于控制信号单元以便设置放大设备的工作模式。
信号单元可以被配置为，当放大设备被控制为工作于异相模式时，控制使第一信号和第二信号的振幅相等且恒定，并且使第一信号和第二信号的相位相差2φ，其中φ为异相角，所述异相角的瞬时值被选择成使放大设备输出的信号的振幅的瞬时值对应于预定调制信号的瞬时振幅。
附加地或可替选地，信号单元可以被配置为：当放大设备被控制为工作于Doherty模式时，控制使第一信号和第二信号的相位相等，并且使第一信号和第二信号的振幅相等，其中，所述振幅被控制成使使放大设备输出的信号的振幅的瞬时值对应于预定调制信号的瞬时振幅。
放大设备被配置为工作于线性模式，在线性模式中，第二放大单元和第三放大单元的放大器为工作状态，而第一放大单元和第四放大单元的放大器为断开状态。在这种模式下，第二放大单元和第三放大单元工作于基本线性的区域之中。更特别地，信号单元可以被配置为：当放大设备被控制为工作于线性模式时，控制第一信号和第二信号的相位相差2φ，其中φ为时间常数的异相角，并控制第一信号和第二信号的振幅，以使放大设备输出的信号的振幅的瞬时值对应于预定调制信号的瞬时振幅。线性模式和异相模式通常被共同称为混合模式的异相模式。
控制器可以被配置为根据预定调制信号的理想功率电平或期望功率电平确定放大设备的预期工作模式，放大系统优选地还包括存储有查找表的存储器，该查找表根据预定调制信号的理想功率电平或期望功率电平指示使用放大设备的哪种模式。所述查找表可以通过针对使用不同工作模式获得的预定调制信号的不同功率电平对性能参数(例如功率添加效率或所述放大设备的效率)进行测量来构建。
理想功率电平可以偏离期望功率电平，因为期望功率电平可以包括公知的在放大系统的输出处的不匹配的影响。这种不匹配可以通过测量放大系统的输出处的反射功率和发射功率来确定。
附图说明
接下来，结合附图，本发明将更清楚地被描述，其中：
图1示出了根据本发明的放大设备的实施例；
图2示出了图1中的设备的等效电路；
图3示出了图1中的设备的示例性布局；
图4示出了根据本发明的放大系统；以及
图5示出了图4中的系统的回退性能。
具体实施方式
图1示出了根据本发明的放大设备1的实施例。设备1包括四个封装放大单元2A-2D，其中每个放大单元包括相应的放大器3A-3D。每个放大单元还包括相应的匹配网络4A-4D。
设备1的示例性布局如图3所示，其示出了放大单元2A包括导电封装基板11A，在该封装基板上布置有第一半导体管芯14A和第二半导体管芯15A。在第一半导体管芯14A上，布置有RF功率晶体管，例如，硅基横向扩散金属氧化物半导体(LDMOS)晶体管或氮化镓基场效应晶体管(FET)。
第二半导体管芯15A在不包括有源元件时可以为无源管芯。更特别地，诸如金属氧化物半导体(MOS)电容器或金属绝缘体金属(MIM)电容器之类的电容器可以被布置于半导体管芯15A上。
第二放大单元2A包括将输入引线13A连接至第一半导体管芯14A上的晶体管的输入端子的第一多条键合线16A。该连接可以为如图3所示的直接连接，也可以是在输入引线13A与晶体管的输入端子之间串联布置有匹配网络的间接连接。第二多条键合线17A用于将RF功率晶体管连接至第二半导体管芯15A。更特别地，键合线17A将RF功率晶体管的输出端子连接至被布置在第二半导体管芯15A上的电容器的第一端子。该电容器的第二端子可以接地并且可以通过导电基板11A来实现。
电容器的第一端子经由第三多条键合线18A被连接至输出引线12A。
在图2所示的设备1的等效电路中，放大单元2A的放大器被称为晶体管3A。另外，第二多条键合线17A由电感为L1的电感器L表示，第二半导体管芯15A上的电容器由电容为C1的电容器C表示。
应当注意，本发明并不限于图3所示的布局。例如，在不同的布局中，键合线17A可以在RF功率晶体管的输出引和输出引线12A之间延伸，并且第三键合线18A可以在输出引线12A和第二半导体管芯15A上的电容器的第一端子之间延伸。
图3还示出了第四封装放大单元3D以与第一封装放大单元相似的方式进行配置。更特别地，第四放大单元2D包括将输入引线13D连接到第一半导体管芯14D上的晶体管的输入端子的第一多条键合线16D。该连接可以为如图3所示的直接连接，也可以是在输入引线13D与晶体管的输入端子之间串联布置有匹配网络的间接连接。第二多条键合线17D用于将RF功率晶体管连接至第二半导体管芯15C。更特别地，键合线17D将RF功率晶体管的输出端子连接至被布置在第二半导体管芯15C上的电容器的第一端子。该电容器的第二端子可以接地并且可以通过导电基板11C实现。
电容器的第一端子经由第三多条键合线18D被连接至输出引线12C。
在图2所示的设备1的等效电路中，放大单元2D的放大器被称为晶体管3D。另外，第二多条键合线17D由电感为L1的电感器L来表示，第二半导体管芯15C上的电容器由电容为C1的电容器C来表示。
应当注意的是，本发明并不限于图3所示的布局。例如，在不同的布局中，键合线17D可以在RF功率晶体管的输出和输出引线12C之间延伸，并且第三键合线18D可以在输出引线12C和第二半导体管芯15C上的电容器的第一端子之间延伸。
在图2和3的实施例中，第一放大器3A和第四放大器3D基本相同。例如，相同或基本相同的晶体管布局可以用于实现放大器3A、3D。
第二放大单元2B和第三放大单元2C在单个封装件中实现。该封装件包括两个平行的路径，其布置类似于放大单元3A、3D。每条路径包括单独的第一半导体管芯，称为第一半导体管芯14B或14C，但是两条路径共享相同的第二半导体管芯15B。
第一多条键合线16B将输入引线13B连接至第二半导体管芯14B上的晶体管的输入端子。该连接可以为如图3所示的直接连接，也可以为在输入引线13B与晶体管的输入端子之间串联布置有匹配网络的间接连接。第二多条键合线17B用于将RF功率晶体管连接至第二半导体管芯15B。更特别地，键合线17B将RF功率晶体管的输出端子连接至被布置在第二半导体管芯15B上的电容器的第一端子。该电容器的第二端子可以接地，并且可以通过导电基板11B来实现。
此外，第一多条键合线16C将输入引线13C连接至第二半导体管芯14C上的晶体管的输入端子。该连接可以为如图3所示的直接连接，也可以是在输入引线13C与晶体管的输入端子之间串联布置有匹配网络的间接连接。第二多条键合线17C用于将RF功率晶体管连接至第二半导体管芯15B。更特别地，键合线17C将RF功率晶体管的输出端子连接至被布置在第二半导体管芯15B上的电容器的第一端子。该电容器的第二端子可以接地，并且可以通过导电基板11B来实现。
电容器的第一端子经由第三多条键合线18B、18C被连接至输出引线12B。
在图2所示的设备1的等效电路中，放大单元2B、2C的放大器分别被称为晶体管3B、3C。此外，第二多条键合线17B由电感等于L1+dL的电感器L+来表示，第三多条键合线17C由电感等于L1-dL的电感器L-dL来表示。另外，第二半导体管芯15B上的电容器由电容等于2C1的电容器2C来表示。
应当注意的是，本发明并不限于图3所示的布局。例如，在不同的布局中，键合线17B、17C可以分别在第一半导体管芯14B、14C上的RF功率晶体管的输出和输出引线12B之间延伸，并且第三键合线18B、18C可以在输出引线12B和第二半导体管芯15B上的电容器的第一端子之间延伸。
在图2和图3的实施例中，第二放大器3B和第三放大器3C基本相同。例如，可以使用相同或基本相同的晶体管布局来实现放大器3B、3C。并且，第二放大器3A-3D都可以基本相同。
如图2-3所示，设备1包括被布置在第一输入(“输入1”)和放大器3A、3B的输入端子之间的输入分离器10A，以及被布置在第二输入(“输入2”)和放大器3C、3D的输入端子之间的输入分离器10B。输入分离器10A在被馈送至放大器3B的信号中相对于被馈送至放大器3A的信号引入了90度的相位延迟。类似地，输入分离器10B在被馈送至放大器3C的信号中相对于被馈送至放大器3D的信号引入90度的相位延迟。
在图1中，图2和3所示的输入分离器10A、10B由理想分离器来表示，所述理想分离器的一个输出分支包括90度移相器7A、7B。
此外，放大单元3A和3D的输出通过相应的阻抗逆变器5A、5B被连接至组合节点C。该组合节点还通过可选的阻抗逆变器6被连接至放大单元3B、3C的输出和负载8。
可以使用例如在印刷电路板上实现的四分之一波长传输线来实现阻抗逆变器6、5A、5B。
由匹配网络4A-4D所引入的相位延迟基本上等于90度。然后可以证实的是，不管所遵循的路径如何，第一输入和组合节点C之间的相位延迟都是相同的。对第二输入与组合节点C之间的相位延迟而言也是如此。
电感L1的值可以由公式q＝1/(ω(L1Cd)^0.5)所得到，其中Cd为每个放大器3A-3D的输出电容，q是等于1.3的常数，并且其中ω为放大设备的工作频率。C1的值被选择成使得放大器3A-3D所看到的基波导纳和谐波导纳对应于所谓的准负载不敏感的E类配置。此类型的匹配网络引入了基本为90度的相移。
设备1可工作于两种模式。在异相模式下，第一放大器3A和第四放大器3D为断开状态，而第二放大器3B和第三放大器3C协作以形成异相放大器。在这种模式下，在两个输入端处馈送的信号的振幅基本相同，但是相位不同。例如，可以基于待放大的信号使用专用信号单元来生成这些信号。
在异相模式中，待馈送至第一输入和第二输入的信号为相位恒定的包络信号，其相位差等于2φ，其中φ被称为异相角。通过改变该异相角，可以控制传递到负载的功率。
为了提高回退功率电平的效率，采用了Chireix补偿元件。更特别地，Chireix补偿元件被配置为补偿由第二放大器3B和第三放大器3C所看到的电抗性阻抗。应该注意的是，电抗性阻抗通常会随异相角而变化。因此，补偿元件通常是通过优化一定的回退功率范围内的性能(例如，效率)来设计。Chireix补偿元件的实际设计在本领域中是众所周知的，例如，参见Qureshi等人的博士论文“高效RF功率放大器架构”(“High Efficiency RF PowerAmplifier Architectures”，ISBN 978-94-6203-071-8,TU Delft，2012)。
根据本发明，在异相模式中，使用放大器3B、3C和匹配网络4B、4C形成异相放大器。此外，匹配网络4B、4C各自优选地对应于包括串联电感器和并联电容器的QLI E类匹配网络，其中对于每个匹配网络，通过改变串联电感器的电感来集成相应的Chireix补偿元件。更特别地，通过改变键合线的形状、高度和长度中的至少之一来改变电感值。通过这种方式，与使用更多带宽敏感组件的其他拓扑相比，可以获得低复杂度的匹配网络以及通过该匹配网络获得高带宽。
匹配网络4B、4C的电感值可以分别由L+＝L1+dL和L-＝L1-dL来表示，其中L1为标称值，dL是与Chireix补偿元件相关的贡献值。类似地，并联电容器的电容可以用C1表示。如图3所示，第二放大器3B和第三放大器3C在同一封装内。这使得并联电容器可以被组合在单个半导体管芯15B上，从而产生电容等于2C1的电容器。应当注意的是，本发明并不排除放大器3B、3C被集成在同一半导体管芯上的实施例。
因为放大器3A-3D基本相同，所以相同的电感和电容值(即L1和C1)可被用于匹配网络4A和匹配网络4D。然而，本发明不排除放大器3A、3D与3B、3C为不同放大器的实施例。例如，放大器3A、3D可以被配置为输出比放大器3B、3C更高的功率。然而，优选的为使放大器3A和3D的尺寸相同，以及使放大器3B和3C的尺寸相同。
当设备工作于Doherty模式下时，所有放大器3A-3D均被打开。在这种模式下，放大器3A和3B协作以形成第一Doherty放大器(DPA)。放大器3C和3D协作以形成第二DPA。当放大器3A、3D的尺寸大于放大器3B、3C时，DPA是不对称的。当所有放大器3A-3D均具有相同尺寸时，形成对称的DPA。
阻抗逆变器5A、5B引入了DPA中所需的阻抗调制。逆变器5A、5B被布置于放大器3A、3D(在Doherty模式下用作DPA的峰值放大器)和组合节点C之间。在这方面，该配置可以被称为反向DPA。此外，结合设备1的输入部分中的相位延迟元件，确保由放大器3A-3D所放大的信号在组合节点C处全部同相相加。
为了实现上述模式，优选地将放大器3A、3D偏置成C类。这将确保放大器3A、3D仅在相对较高的输入功率下工作。而优选地将放大器3B、3C偏置成AB类或B类。
图4示出了根据本发明的放大系统100。系统100包括如图1至图4所示的放大设备1，以及用于生成待馈送至第一输入和第二输入的信号的信号单元40。信号单元40由被连接至存储器42的控制器41所控制。
待馈送至放大设备1的第一输入的第一信号和待馈送至放大设备1的第二输入的第二信号通常具有随时间而变化的振幅和相位偏移。
在信号单元40中生成什么类型的信号取决于预期工作模式和所需调制。通常，在放大设备1的输出处采用载波频率ω进行载波信号的振幅和相位调制的信号Sout可以表示为Sout＝A(t)·cos(ωt+θ(t))，其中A(t)为随时间变化的振幅，ωt+θ(t)为相位，其中的θ(t)表示相位调制。
当工作在异相模式时，基于S1(t)＝Amax/(2G2)·cos(ωt+θ(t)+φ(t))以及S2(t)＝Amax/(2G3)·cos(ωt+θ(t)-φ(t))生成第一信号S1和第二信号S2，其中G2和G3分别为第二放大单元和第三放大单元的相同的信号增益，Amax为最大振幅，φ(t)＝cos-1(A(t)/Amax)为异相角。
当工作在Doherty模式时，基于S1(t)＝S2(t)＝Amax/(2G)·cos(ωt+θ(t))生成第一信号S1和第二信号S2，其中，G为由第一放大单元和第二放大单元形成的第一Doherty放大器的增益，该增益等于由第三放大单元和第四放大单元形成的第二Doherty放大器的信号增益。
当工作在线性模式时，基于S1(t)＝A*(t)/(2G2)·cos(ωt+θ(t)+φth)和S2(t)＝A*(t)/(2G3)·cos(ωt+θ(t)-φth)生成第一信号S1和第二信号S2。其中，φth等于预定且恒定的异相角，并且其中A*(t)cos(φth)＝A(t)。
当预定调制信号仅包括振幅调制时，θ(t)可以被设置为恒定值，例如0。
放大系统100可以包括查找表，该查找表针对所生成的调制信号的每个理想功率电平或期望功率电平列出最佳使用模式和相应参数。该表被存储在存储器42中，并且通常是预先编程的。该表的示例性条目可以为Pout＝50dBm，异相模式，A1＝100V，A2＝100V，φ＝10度。在此，A1＝100V表示将要用于第一信号的振幅，其对应于Amax/(2G2)。此外，φ＝10度为将要使用的异相相位，当放大设备工作于异相模式下时，该异相相位与将用于第一信号和第二信号的振幅一起，在输出端生成所需的50dBm调制信号。
对于其他模式和其他输出功率，可以进行类似的输入。在此，输出功率是指与调制载波相关的瞬时输出功率。实际上，可以根据调制信号的振幅的理想瞬时值来选择不同的工作模式。
还应当注意的是，信号单元40可以数字化地实现。在其他实施方式中，信号单元40接收非调制载波信号，并且从中导出用于放大设备1的第一输入和第二输入的信号。
图5示出了放大系统100作为输出功率函数的效率的概述。此处显示，对于低于-14dB回退的输出功率，使用线性模式；对于介于-14dB和-6dB回退之间的输出功率，使用输出相位模式；而对于大于-6dB回退的输出功率，使用Doherty模式。
如上文所述，本发明的放大设备和系统使得能够在大功率回退的情况下达到高效率。这是通过有效集成Chireix补偿元件和QLI E类匹配网络，并在允许多种工作模式的放大器阵列中实施这些技术而实现的。
尽管已经使用本发明的详细实施例对本发明进行了说明，但是本领域技术人员将理解到，本发明并不限于这些实施例，并且在不偏离由所附权利要求所限定的本发明的范围的情况下，可以对这些实施例进行各种修改。

Claims (23)

1.一种放大设备(1)，用于向负载(8)提供放大信号，所述放大设备包括：
第一输入和第二输入；
多个封装放大单元(2A-2D)，每个封装放大单元包括相应的放大器(3A-3D)，其中，所述多个封装放大单元中的第一封装放大单元(2A)和第二封装放大单元(2B)中的每一个封装放大单元均具有被连接至所述第一输入的输入，并且其中，所述多个封装放大单元中的第三封装放大单元(2C)和第四封装放大单元(2D)中的每一个封装放大单元均具有被连接至所述第二输入的输入；
多个阻抗匹配网络(4A-4D)，每个阻抗匹配网络被耦合至相应的放大器；
其中，所述放大设备被配置为工作于如下模式：
异相模式，在所述异相模式中，所述第二封装放大单元和所述第三封装放大单元的放大器为工作状态，而所述第一封装放大单元和所述第四封装放大单元的放大器为断开状态，并且其中所述第二封装放大单元的和所述第三封装放大单元的放大器协作以形成异相放大器；
Doherty模式，在所述Doherty模式中，所述第一封装放大单元和所述第二封装放大单元的放大器协作以形成第一Doherty放大器，并且所述第三封装放大单元和所述第四封装放大单元的放大器协作以形成第二Doherty放大器；所述放大设备还包括第一Chireix补偿元件(30A)和第二Chireix补偿元件(30B)，用于当工作于异相模式时，分别对所述第二封装放大单元和所述第三封装放大单元的放大器所看到的负载的电抗部分补偿预定的异相角；
其中，由所述多个封装放大单元放大的信号在组合节点中组合；
其特征在于，被耦合至所述第一封装放大单元和所述第四封装放大单元的放大器的阻抗匹配网络的输出通过相应的阻抗逆变器(5A，5B)被耦合至所述组合节点；
每个相应的匹配网络被并入与其连接的放大器相同的封装放大单元中，并且所述第一Chireix补偿元件和所述第二Chireix补偿元件分别被吸收在所述第二封装放大单元和所述第三封装放大单元的放大器的匹配网络中；
其中，每个匹配网络构成E类匹配网络，并且其中每个E类匹配网络包括：
相应的串联电感器(L)，具有被耦合至相应的放大器的输出的第一端子，以及第二端子；以及
相应的并联电容器(C)，被耦合至所述第二端子和地之间；其中，所述第一Chireix补偿元件和所述第二Chireix补偿元件通过所述第二封装放大单元的串联电感和所述第三封装放大单元的串联电感的电感差来实现。
2.根据权利要求1所述的放大设备，其中，被耦合至所述第二封装放大单元和所述第三封装放大单元的放大器的阻抗匹配网络的输出被直接耦合至所述组合节点。
3.根据权利要求1或2所述的放大设备，其中，用于所述第二封装放大单元和所述第三封装放大单元的相应的E类匹配网络的串联电感器利用一条或多条键合线来实现，并且其中所述第一Chireix补偿元件和所述第二Chireix补偿元件通过利用不同长度、高度和/或形状的、形成所述串联电感器的一条或多条键合线来实现；和/或
其中，所述第二封装放大单元和所述第三封装放大单元的放大器在一个或多个半导体管芯上实现，并且其中，用于所述第二封装放大单元和所述第三封装放大单元的相应的E类匹配网络的串联电感器利用金属轨道来实现，所述金属轨道被布置在所述一个或多个半导体管芯上，其中，所述第一Chireix补偿元件和所述第二Chireix补偿元件通过利用不同长度、高度、宽度和/或形状的金属轨道来实现。
4.根据权利要求1或2所述的放大设备，其中，所述第一封装放大单元和所述第四封装放大单元的放大器为相同的放大器，并且其中，所述第一封装放大单元和所述第四封装放大单元的匹配网络的串联电感器的电感值等于L1；
其中，L1的值由公式q＝1/(ω(L1Cd)^0.5)得到，其中Cd为所述第一封装放大单元的放大器的输出电容，q为介于1.2和1.4之间的常数，并且ω为所述放大设备的工作频率。
5.根据权利要求4所述的放大设备，其中，所述第二封装放大单元和所述第三封装放大单元的相应的放大器与所述第一封装放大单元和所述第四封装放大单元的相应的放大器相同，并且其中，所述第二封装放大单元和所述第三封装放大单元的相应匹配网络的串联电感器的电感值分别等于L1+dL和L1-dL，其中，+dL和–dL分别对应于用于实现所述第一Chireix补偿元件和所述第二Chireix补偿元件的相应串联电感器的电感值的增加量和减少量。
6.根据权利要求1或2所述的放大设备，其中，所述第二封装放大单元和所述第三封装放大单元的第二端子相互连接。
7.根据权利要求1或2所述的放大设备，其中，所述第二封装放大单元和所述第三封装放大单元的并联电容器被组合为单个并联电容器。
8.根据权利要求1或2所述的放大设备，其中，所述第二封装放大单元和所述第三封装放大单元利用单个第一封装件来实现，其中，所述第一封装放大单元的放大器和匹配网络利用单个第二封装件来实现，并且其中，所述第四封装放大单元的放大器和匹配网络利用单个第三封装件来实现。
9.根据权利要求8所述的放大设备，其中，所述第一封装件、所述第二封装件和所述第三封装件中的每一个封装件包括：
封装基板；
一个或多个第一半导体管芯，在所述一个或多个第一半导体管芯上集成有相应的封装件所包括的放大单元的放大器，其中，所述一个或多个第一半导体管芯被安装于所述封装基板上；
一条或多条输入引线；以及
一条或多条输出引线。
10.根据权利要求1或2所述的放大设备，其中，所述第一封装放大单元的放大器的输出与所述组合节点之间的电长度，以及所述第四封装放大单元的放大器的输出与所述组合节点之间的电长度中的每一个电长度基本上等于：m×180°，其中m为大于0的整数；
其中，所述第二封装放大单元的放大器的输出与所述组合节点之间的电长度基本上等于：(2n-1)×90°-第一预设值，并且其中，所述第三封装放大单元的放大器的输出与所述组合节点之间的电长度基本上等于：(2n-1)×90°+第一预设值，其中n为大于0的整数。
11.根据权利要求1或2所述的放大设备，其中，所述第二封装放大单元和所述第三封装放大单元的放大器被偏置成B类或AB类，并且其中，所述第一封装放大单元和所述第四封装放大单元的放大器被偏置在C类。
12.根据权利要求1或2所述的放大设备，还包括：印刷电路板，在所述印刷电路板上安装有所述多个封装放大单元，其中，与所述第一封装放大单元和所述第四封装放大单元相关联的阻抗逆变器在所述印刷电路板上实现。
13.根据权利要求1或2所述的放大设备，还包括：
第一分离器，被布置于所述第一输入与所述第一封装放大单元的输入和所述第二封装放大单元的输入之间；
第二分离器，被布置于所述第二输入与所述第三封装放大单元的输入和所述第四封装放大单元的输入之间。
14.根据权利要求3所述的放大设备，其中，所述金属轨道为键合线或重布线层顶部的铜线的形式。
15.根据权利要求4所述的放大设备，其中，q为介于1.25和1.35之间的常数。
16.根据权利要求12所述的放大设备，其中，与所述第一封装放大单元和所述第四封装放大单元相关联的阻抗逆变器在所述印刷电路板上实现为四分之一波长传输线。
17.根据权利要求13所述的放大设备，其中，所述第一分离器被配置为在被输入至所述第一封装放大单元的输入的信号与被输入至所述第二封装放大单元的输入的信号之间引起相位差，并且其中，所述第二分离器被配置为在被输入至所述第三封装放大单元的输入的信号与被输入至所述第四封装放大单元的输入的信号之间引起相位差。
18.根据权利要求17所述的放大设备，其中，在预定工作频率下所述相位差等于90度。
19.一种放大系统，被配置为生成预定调制信号，包括：
根据权利要求1至18中任一项所述的放大设备；
信号单元(40)，用于向所述放大设备的第一输入提供第一信号，以及向所述放大设备的第二输入提供第二信号；以及
控制器(41)，用于控制所述信号单元以设置所述放大设备的工作模式；
其中，所述信号单元被配置为：
当所述放大设备被控制为工作于异相模式时，控制使所述第一信号和所述第二信号的振幅相等且恒定并且使所述第一信号和所述第二信号的相位相差2φ，其中φ为异相角，该异相角的瞬时值被选择成使所述放大设备输出的信号的振幅的瞬时值对应于所述预定调制信号的瞬时振幅；以及
当所述放大设备被控制为工作于Doherty模式时，控制使所述第一信号和所述第二信号的相位相等并且使所述第一信号和所述第二信号的振幅相等，所述振幅被控制成使所述放大设备输出的信号的振幅的瞬时值对应于所述预定调制信号的瞬时振幅。
20.根据权利要求19所述的放大系统，其中，所述放大设备被配置为工作于线性模式，在所述线性模式中，第二封装放大单元和第三封装放大单元的放大器为工作状态，并且第一封装放大单元和第四封装放大单元的放大器为断开状态；
其中，所述信号单元被配置为：当所述放大设备被控制为工作于所述线性模式时，控制使所述第一信号和所述第二信号的相位相差2φ，其中φ为时间常数的异相角，并控制所述第一信号和所述第二信号的振幅，以使所述放大设备输出的信号的振幅的瞬时值对应于所述预定调制信号的瞬时振幅；
和/或
其中，所述控制器被配置为根据所述预定调制信号的理想或期望功率电平确定所述放大设备的预期工作模式。
21.根据权利要求20所述的放大系统，其中，所述放大系统还包括存储有查找表的存储器(42)，所述查找表指示根据所述预定调制信号的理想或期望功率电平所述放大设备使用哪种模式。
22.根据权利要求21所述的放大系统，其中，所述查找表通过针对使用不同工作模式获得的所述预定调制信号的不同功率电平对性能参数进行测量来构建。
23.根据权利要求22所述的放大系统，其中，所述性能参数为功率添加效率或所述放大设备的效率。
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