CN111669068A - 一种基于电流滞环原理的模块化多电平变换器控制方法 - Google Patents

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刘罗
陈才学
陈智勇
邓成
范朝冬
胡毕华
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Abstract

本发明公开了一种基于电流滞环原理的模块化多电平变换器控制方法。当MMC的上下桥臂同时增减一个子模块SM时，其输出电压幅值不会改变；据此将电流滞环控制引入MMC的最近电平逼近调制策略中，通过电流滞环控制器，实现对最近电平逼近调制所计算出的子模块数进行快速调整，从而实现对参考电流的快速跟踪，实现对输出波形质量的优化。与传统的模块化多电平变换器的控制方法相比，本发明的控制方法无需PI控制器，减少了控制器数量，其控制简单有效，减少了控制器成本，适合在实际工程中应用；另外能够在控制子模块电容电压均衡的前提下，显著降低输出电压谐波和电流畸变率。

Description

一种基于电流滞环原理的模块化多电平变换器控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，具体涉及到一种基于电流滞环原理的模块化多电平变换器控制方法。
背景技术
随着柔性直流输电、大规模的新能源发电等电力电子技术在电力系统领域的应用，其对功率变换器的电压等级、输电容量等提出了更高的要求。级联型器件和多电平变换器结构的出现，有效地解决了上述的需求。但是这些多电平拓扑结构大多都有电容电压不均衡、静态和动态均压效果差、装置体积大等缺点，在较大程度上限制了其应用范围。为了有效的解决这些多电平拓扑结构中出现的问题，2002年模块化多电平变换器(modularmultilevel converter，MMC)被提出。
近年来，MMC由于其易扩容、低谐波含量等优点，发展迅速，在直流输电、固态变压器、可再生能源集成等领域有着广阔的应用前景。调制方法对MMC的开关损耗、电容器电压平衡、电压谐波含量等性能有重要影响。目前，MMC常用的调制方法有两种：最近电平调制(NLM)和载波相移PWM(CPS-PWM)。对于具有数百个串联模块的高压直流输电系统，MMC在NLM调制的阶梯电压下可获得理想的正弦电流。然而，对于中压直流配电网的应用，由于模块数较少，阶梯逼近调制的误差和电压步长会有较大的增加。导致出现明显的低阶电压谐波和电流畸变，使电能质量下降，难以满足配电网的要求。虽然采用CPS-PWM可以降低电压谐波和电流失真，但由于每个子模块都是独立调制的，电压平衡和电流平均控制变得更加复杂。
发明内容
针对目前模块化多电平变换器在上述中存在的技术问题，本发明公开了一种基于电流滞环原理的模块化多电平变换器控制方法，将滞环电流控制原理引入MMC的最近电平逼近调制策略中，降低了电压谐波和电流畸变率，减少了控制器数量。
为了实现上述目的，主要包括以下步骤：
模块化多电平变换器采用三相逆变器拓扑结构，每相分为上、下两个桥臂，每个桥臂由N子模块SM以及一个串联电感L组成，三相每个上下桥臂的连接点分别接入电网的三相，接入稳定的直流电源；
逆变器中的子模块采用半桥型结构，其结构为：两个IGBT管T1、T2上下串联，T1、T2两边分别再反向并联二极管D1、D2，T1的集电极与T2的发射极之间接入一个电容C，逆变器的脉冲触发信号分别由每个IGBT的门极引入；
逆变器的三相中每相桥臂由2N个子模块SM和两个桥臂电感L组成，其中上桥臂由SM1···SMN串联，SM1的集电极与直流源的正极相连，SMN的发射极串联一个桥臂电感L1，L1与下桥臂电感L2相连，L2的另一端与下桥臂的子模块SMN+1的集电极相连，下桥臂由SMN+1···SM2N串联组成，N＝1，2···N；SM2N的发射极和直流母线的负极相连；
一种基于电流滞环原理的模块化多电平变换器控制方法，采用上述所述的MMC逆变器结构，调制方法包括输出电流对参考电流的跟踪，以及对输出电压量进行修正，通过对所计算出的子模块数进行快速调整，从而实现对参考电流的精确跟踪。
(1)对于逆变器三相中的任一相，检测该相上下桥臂每个子模块的电容电压值，得到上下桥臂电压各自的算术和，上桥臂电压和记为
Figure BDA0002552495740000021
下桥臂电压的平均值记为
Figure BDA0002552495740000022
i＝1，2，3，···N；
(2)计算出Ts控制周期时上桥臂的电压量:ΔUp＝Ucp/Uc，下桥臂的电压量ΔUn＝Ucn/Uc，Uc为电容电压参考值；
(3)根据以下公式计算出Ts控制周期下该相的输出电压usj:
Figure BDA0002552495740000031
其中，
Figure BDA0002552495740000032
为桥臂电压参考值，uc为电容电压参考值；
(4)根据以下公式得到该相输出电流误差值
Figure BDA0002552495740000033
Figure BDA0002552495740000034
其中，
Figure BDA0002552495740000035
为每相的调制电压，L为桥臂电感值；
(5)设置滞环环宽:δ＝±1，根据以下规则输出调压调整量ΔU:
①若
Figure BDA0002552495740000036
电流滞环环节电压调整量ΔU＝+0.5；
②若
Figure BDA0002552495740000037
电流滞环环节电压调整量ΔU＝-0.5；
③若
Figure BDA0002552495740000038
电流滞环环节电压调整量保持不变；
(6)根据步骤(5)中的电压调整规则得到上下桥臂投入子模块数的修正计算式：
npj＝round(ΔUp-δ)
nnj＝round(ΔUn+δ)
(7)将得到修正后的子模块数经过电容电压均压算法即可得到每个子模块数的脉冲触发信号。
本发明的有益效果是：1)与传统的模块化多电平变换器的控制方法相比，无需PI控制器，其控制简单有效，减少了控制器成本，适合在实际工程中应用；2)通过简单的滞环控制，对基于最近电平逼近调制得到的子模块数进行实时修正，可以显著降低输出电流电压波形的谐波。
附图说明
图1为本发明中模块化多电平变换器拓扑结构图。
图2为本发明中基于电流滞环原理控制框图。
图3为本发明中输出电压波形图。
图4为本发明中输出电流谐波频谱分析图。
图5为本发明中A相上桥臂电容电压波形图。
具体实施方式
为了更加具体详细的说明本发明，下面结合附图以及具体的实施方案，对本发明作进一步的详细说明。
本发明涉及的是一种基于电流滞环原理的模块化多电平变换器控制方法，所采用的MMC主电路拓扑结构如图1所示。由三相六个桥臂组成，每个桥臂的子模块采用半桥结构，每相桥臂由一个换流电感和2N个半桥结构的子模块构成，其中每个子模块包括两个IGBT、一个储能电容和一个续流二极管，通过控制子模块的导通和截止，可以实现在输出端输出稳定的波形。
图2是电流滞环原理控制框图，以三相中的A相为例进行说明。
参数设置：控制周期Ts＝0.0001s，直流电压8000V，滞环环宽σ＝±1，桥臂电感取值L1＝L2＝0.01H，子模块数N＝10，电容电压参考值Uc＝800V，调制电压为3500V，负载R＝14Ω，工频f＝50Hz。
检测A相上下桥臂每个子模块的电容电压值，得到上下桥臂电压各自的算术和，上桥臂电压和记为
Figure BDA0002552495740000041
下桥臂电压的平均值记为
Figure BDA0002552495740000042
计算出Ts控制周期时上桥臂的电压量：ΔUp＝Ucp/Uc，下桥臂的电压量ΔUn＝Ucn/Uc。
根据以下公式计算出Ts控制周期下该相的输出电压usj：
Figure BDA0002552495740000051
其中，
Figure BDA0002552495740000052
为桥臂电压参考值，uc为电容电压参考值；
根据以下公式得到该相输出电流误差值
Figure BDA0002552495740000053
Figure BDA0002552495740000054
其中，
Figure BDA0002552495740000055
为每相的调制电压；
设置滞环环宽：δ＝±1，根据以下规则输出调压调整量ΔU:
若
Figure BDA0002552495740000056
电流滞环环节电压调整量ΔU＝+0.5；若
Figure BDA0002552495740000057
电流滞环环节电压调整量ΔU＝-0.5；若
Figure BDA0002552495740000058
电流滞环环节电压调整量保持不变；
根据上述电压调整规则得到上下桥臂投入子模块数的修正计算式：
npj＝round(ΔUp-δ)
nnj＝round(ΔUn+δ)
将得到修正后的子模块数经过电容电压均压算法即可得到每个子模块数的脉冲触发信号。
图3为A相输出电压波形，其基波幅值为3502.1V，与A相的调制波参考值3500V非常相近，相对误差仅为0.06％。
图4为输出电流谐波频谱分析图，输出电流总谐波畸变率为1.06％，满足电能质量要求。
图5为上桥臂电容电压波形图，电压波动范围为798-872V，电压纹波为4.6％，满足实际工程的要求。

Claims (2)

1.一种基于电流滞环原理的模块化多电平变换器控制方法，其特征在于，模块化多电平变换器采用三相逆变器拓扑结构，每相分为上、下两个桥臂，每个桥臂由N子模块SM以及一个串联电感L组成，三相每个上下桥臂的连接点分别接入电网的三相，接入稳定的直流电源；
逆变器中的子模块采用半桥型结构，其结构为：两个IGBT管T1、T2上下串联，T1、T2两边分别再反向并联二极管D1、D2，T1的集电极与T2的发射极之间接入一个电容C，逆变器的脉冲触发信号分别由每个IGBT的门极引入；
逆变器的三相中每相桥臂由2N个子模块SM和两个桥臂电感L组成，其中上桥臂由SM1···SMN串联，SM1的集电极与直流源的正极相连，SMN的发射极串联一个桥臂电感L1，L1与下桥臂电感L2相连，L2的另一端与下桥臂的子模块SMN+1的集电极相连，下桥臂由SMN+1···SM2N串联组成，N＝1，2···N；SM2N的发射极和直流母线的负极相连；
所述电流滞环控制控制方法包括输出电流对参考电流的跟踪，以及通过电流滞环控制器，实现对最近电平逼近调制所计算出的子模块数进行快速调整；
对于逆变器三相中的任一相，所述电流滞环控制控制方法为：
(1)对于逆变器三相中的任一相，检测该相上下桥臂每个子模块的电容电压值，得到上下桥臂电压各自的算术和，上桥臂电压和记为
Figure FDA0002552495730000011
下桥臂电压的平均值记为
Figure FDA0002552495730000012
i＝1，2，3，···N；
(2)计算出Ts控制周期时上桥臂的电压量：ΔUp＝Ucp/Uc，下桥臂的电压量ΔUn＝Ucn/Uc，Uc为电容电压参考值，经过积分器后得到电流滞环修正量δ；
(3)根据电流滞环修正量δ，对上下桥臂投入子模块数的进行实时修正，其计算式为：
npj＝round(ΔUp-δ)
nnj＝round(ΔUn+δ)
(4)将得到修正后的子模块数经过电容电压均压算法即可得到每个子模块数的脉冲触发信号。
2.根据权利要求书1所述的基于电流滞环原理的模块化多电平变换器控制方法，其特征在于，所述步骤(2)中电流滞环修正量δ具体为：
(1)根据以下公式计算出Ts控制周期下该相的输出电压usj：
Figure FDA0002552495730000021
其中，
Figure FDA0002552495730000022
为桥臂电压参考值，uc为电容电压参考值；
(2)根据以下公式得到该相输出电流误差值
Figure FDA0002552495730000023
Figure FDA0002552495730000024
其中，
Figure FDA0002552495730000025
为每相的调制电压，L为桥臂电感值；
设置滞环环宽:δ＝±1，根据以下规则输出调压调整量ΔU：
①若
Figure FDA0002552495730000026
电流滞环环节电压调整量ΔU＝+0.5；
②若
Figure FDA0002552495730000027
电流滞环环节电压调整量ΔU＝-0.5；
③若
Figure FDA0002552495730000028
电流滞环环节电压调整量保持不变。
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Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105356778A (zh) * 2015-12-10 2016-02-24 湖南大学 一种模块化多电平逆变器及其无差拍控制方法

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易灵芝: "模块化多电平变换器输出电流谐波优化调制策略对比与分析" *

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