CN111641345B - 开关电源控制电路及方法、开关电源电路 - Google Patents

开关电源控制电路及方法、开关电源电路 Download PDF

Info

Publication number
CN111641345B
CN111641345B CN202010498367.6A CN202010498367A CN111641345B CN 111641345 B CN111641345 B CN 111641345B CN 202010498367 A CN202010498367 A CN 202010498367A CN 111641345 B CN111641345 B CN 111641345B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
switching
inductor
bridge arm
power supply
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010498367.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111641345A (zh
Inventor
张军明
张桢
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Zhejiang University ZJU
Original Assignee
Zhejiang University ZJU
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Zhejiang University ZJU filed Critical Zhejiang University ZJU
Priority to CN202010498367.6A priority Critical patent/CN111641345B/zh
Publication of CN111641345A publication Critical patent/CN111641345A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111641345B publication Critical patent/CN111641345B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明公开了一种开关电源电路。所述开关电源电路包括：第一电压端、开关网络和第二电压端；其中，开关网络为T型三电平全桥结构，在一个开关周期内，所述开关网络包括三种或者三种以上模态，其中，第一模态：第一电压端电压和第二电压端电压之差耦合到电感两端；第二模态：第一电压端电压的一半与第二电压端电压之差耦合到电感两端；第三模态：第二电压端电压耦合到电感两端。本发明的开关电源电路实现了电感电流工作波形为梯形波方式，相比于三角波，可有效解决开关管峰值电流大，开关频率高等问题。本发明还公开了一种开关电源控制电路及方法。

Description

开关电源控制电路及方法、开关电源电路
技术领域
本发明涉及一种电子电路，更具体地说，本发明涉及一种开关电源控制电路及方法、开关电源电路。
背景技术
电流临界导通模式是电力电子变换器中一种重要的电流波形控制策略，在中小功率变换器中具有广泛应用，如直流直流变换器(DC-DC变换器)，功率因素校正器(PFC)、逆变器等场合。通过将电路中的电感电流在每个开关周期下降到零，或者一个设定的反向阈值，可以用于实现电路中开关的软开关，无需添加辅助电路，从而降低开关损耗，提高变换器效率。
图1a所示为一个传统的全桥逆变器或者功率整流器(PFC)的电路结构图。其中，开关管S1和开关管S2组成高频桥臂，开关管S5和开关管S6组成低频桥臂，以交流输出或者输入的频率工作。以逆变器工作为例，V1是直流输入电源，V2是交流输出电压。传统控制策略下，在交流输出的正半周期，开关管S6一直导通，开关管S5一直关断，开关管S1和开关管S2则进行高频开关动作，用于控制电感电流大小。当S1导通时，将V1-V2施加到电感两端，电感电流上升，电感电流达到设定值时，S1关断，S2开通，进入第2模态，此时V2施加到电感两端，电流下降，电感电流到零、再达到反向设定值时，S2关断，S1再次开通进入下一个开关周期。此时电感电流呈现为三角形，其工作波形如图1b所示。在交流输出的负半周期，开关管S5一直导通，开关管S6一直关断，开关管S1和开关管S2则进行高频开关动作，电感电流也呈现为三角形，工作波形如图1c所示。
在逆变器应用中，V1是直流输入电压，V2是交流输出电压，负载接在V2所在位置。在并网逆变器应用中，V2就是电网的交流电源。在PFC应用中，V1是直流输出电压，V2是交流输入电压，负载接在V1位置。逆变器和PFC应用中，工作原理基本上是一致的。参照图1a中的电感电流和交流电源的参考方向，在PFC应用中，电感电流的平均值为正弦，电压为正的时候，电流为负，两者相位正好错开180度，交流电源V2提供功率。在逆变器应用中，电压为正的时候，电流也为正，交流电源V2端吸收功率，直流电源V1提供功率。
电流临界导通模式存在的问题是，开关频率会随着负载以及加在电感上的电压值的变化而变化，属于变频工作模式。在电路轻载时或者加在电感上的电压较大时，开关频率都会很高，这样既影响转换效率也不利于电路设计。
发明内容
因此本发明的目的在于解决现有技术的上述技术问题，提出一种改进的开关电源控制电路及方法、开关电源电路。
根据本发明的实施例，提出了一种开关电源电路，包括：第一电压端、开关网络和第二电压端；其中，
开关网络为三电平全桥结构，包括第一桥臂、第二桥臂和电感，第一桥臂为高频桥臂，第二桥臂为低频桥臂；
在一个开关周期内，所述开关网络包括三种或者三种以上模态，其中，
第一模态：第一电压端电压和第二电压端电压之差耦合到电感两端；
第二模态：第一电压端电压的一半与第二电压端电压之差耦合到电感两端；
第三模态：第二电压端电压耦合到电感两端。
根据本发明的实施例，还提出了一种开关电源控制方法，用于控制一开关电源电路，开关电源电路包括：第一电压端、开关网络和第二电压端；其中，所述开关网络为三电平全桥结构，包括第一桥臂、第二桥臂和电感，第一桥臂为高频桥臂，第二桥臂为低频桥臂；包括以下步骤：
在一个开关周期内，所述开关网络包括三种或者三种以上模态；其中，
第一模态：第一电压端电压和第二电压端电压之差耦合到电感两端；
第二模态：第一电压端电压的一半与第二电压端电压之差耦合到电感两端；
第三模态：第二电压端电压耦合到电感两端。
根据本发明的实施例，还提出了一种开关电源控制电路，用于控制一开关电源电路，开关电源电路包括：第一电压端、开关网络和第二电压端；其中，所述开关网络为三电平全桥结构，包括第一桥臂、第二桥臂和电感，第一桥臂为高频桥臂，第二桥臂为低频桥臂；所述控制电路控制第一桥臂和第二桥臂中开关管的导通或者关断，使得在一个开关周期内，所述开关网络至少包括三种模态；其中，
第一模态：第一电压端电压和第二电压端电压之差耦合到电感两端；
第二模态：第一电压端电压的一半与第二电压端电压之差耦合到电感两端；
第三模态：第二电压端电压耦合到电感两端。
根据本发明各方面的上述开关电源控制电路及方法、开关电源电路，电感电流工作波形为梯形波方式，相比于三角波，可有效解决开关管峰值电流大，开关频率高等问题。
附图说明
图1a为一个传统的全桥逆变器或者功率整流器(PFC)的电路结构示意图；
图1b为一个传统的全桥逆变器的交流输出正半周期电感电流波形示意图；
图1c为一个传统的全桥逆变器的交流输出负半周期电感电流波形示意图；
图2为根据本发明实施例的开关电源电路的电路结构示意图；
图3a为根据本发明实施例的开关电源电路的第I阶段简化电路结构示意图；
图3b为根据本发明实施例的开关电源电路的第II阶段简化电路结构示意图；
图3c为根据本发明实施例的开关电源电路的第III阶段简化电路结构示意图；
图3d为根据本发明实施例的开关电源电路的电感电流波形示意图；
图4为根据本发明实施例的开关电源电路的电路结构示意图；
图5为根据本发明实施例的开关电源电路的电感电流波形示意图。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和/或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称元件“耦接到”或“连接到”另一元件时，它可以是直接耦接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
图2示出根据本发明实施例的开关电源电路的电路结构示意图。
在图2所示实施例中，开关电源电路，包括：第一电压端、开关网络和第二电压端。在逆变器应用中，第一电压端电压V1是直流输入电压，第二电压端电压V2是交流输出电压，负载接在第二电压端所在位置。在并网逆变器应用中，第二电压端电压V2是电网的交流电压。在PFC应用中，第一电压端电压V1是直流输出电压，第二电压端电压V2是交流输入电压，负载接在第一电压端位置。
在图2所示实施例中，开关网络为T型三电平全桥结构，包括第一桥臂、第二桥臂和电感，第一桥臂为高频桥臂，第二桥臂为低频桥臂。在图2所示实施例中，第一桥臂包括第一开关管S1、第二开关管S2和第三开关管S3，第一开关管S1、第二开关管S2和第三开关管S3为T型结构，第一开关管S1的第一端耦接至第一电压端电压V1正极p，第二开关管S2的第二端耦接至第一电压端电压V1负极n，第三开关管S3的第一端耦接至V1/2，第一开关管S1的第二端、第二开关管S2的第一端、第三开关管S3的第二端共同耦接至电感L的第一端，电感L的第二端耦接至第二电压端电压V2第一极。第二桥臂包括第四开关管S5和第五开关管S6，第四开关管S5第一端耦接至第一电压端电压V1正极p，第五开关管S6第二端耦接至第一电压端电压V1负极n，第四开关管S5第二端和第五开关管S6第一端共同耦接至至第二电压端V2电压第二极。图2所示实施例中，第一电压端电压V1通过两个电容分压，第三开关管S3的第一端耦接至两个电容的公共点O，该处电压即V1/2。当然，本领域技术人员还可以采用其他方式对第一电压端电压V1进行分压，第三开关管S3的第一端耦接至V1/2处。图2中，第二电压端电压V2第一极标记为正极，第二电压端电压V2第二极标记为负极，上述标记仅为示意性的，第二电压端电压V2为交变电压。
在图2所示实施例中，在一个开关周期内，开关网络包括三种或者三种以上模态，其中，第一模态：第一电压端电压V1和第二电压端电压V2之差耦合到电感两端；第二模态：第一电压端电压的一半(即V1/2)与第二电压端电压V2之差耦合到电感两端；第三模态：第二电压端电压V2耦合到电感两端。采用上述三种模态，电感电流工作波形为梯形波方式，相比于三角波，可有效解决开关管峰值电流大，开关频率高等问题。
确定电感电流波形采用梯形波的工作模式后，需要计算开关管的导通时间，以使得梯形波的平均值是可控的。
在一个实施例中，第一模态持续时间T1(即第一开关管S1导通时间)、第二模态持续时间T2(即第三开关管S3导通时间)、第三模态持续时间T3(即第二开关管S2导通时间)存在如下约束关系：
T1·k1+T2·k2+T3·k3＝0 (1)
k1为第一模态电感电流斜率，k2为第二模态电感电流斜率，k3为第三模态电感电流斜率。其中，
Figure BDA0002523802690000071
Figure BDA0002523802690000072
Figure BDA0002523802690000073
电感电流波形采用梯形波的工作模式，电感电流平均值Iav满足如下关系：
Figure BDA0002523802690000074
其中，IB为设定阈值，为一个预设数值。
为确定梯形波的平均值，通过确定T1和T2两个自由度，使得平均值与设定值相等。为简化控制，将T1和T2保持一个确定的比例关系，则只需要T1一个自由度就可以确定梯形波的平均值。因此，将第一模态持续时间T1、第二模态持续时间T2保持一个设定的比例关系：
T2＝m·T1 (3)
将式(1)、式(3)代入式(2)，得到
Figure BDA0002523802690000075
其中，V1为第一电压端电压，V2为第二电压端电压，m为预设数值，L为电感值。
采用上述实施例，只要预先设定T2和T1的比值m，式(4)就可以化简为非常简洁的公式，便于在控制器中进行数字运算。
下面以逆变器应用为例，说明本发明开关电源电路的工作原理。结合附图2所示实施例电路图，以V2为正的正半周期为例。在逆变器工作模式下，电感电流为正(图2中所示iL的参考方向)，简化电路及电感电流波形如图3a-图3d所示。
在V2为正的正半周期内，S5一直关断，S6一直导通，施加在电感上的电压等于三电平桥臂中点A点电压VA减去V2，即VA-V2。在第I阶段(即第一模态持续时间T1)，S1导通，S2和S3关断，这样施加在电感上的电压为V1-V2，电感电流上升。在第II阶段(即第二模态持续时间T2)，S1和S2关断，S3导通，施加在电感上的电压为V1/2-V2，此时根据V1/2和V2的大小，电感电流可能上升、平行或者下降，且斜率相对平缓。第III阶段(即第三模态持续时间T3)，S1和S3关闭，S2导通，加在电感上的电压为-V2，此时电感电流下降到零或者一个设定的负阈值IB(如图3d所示的IB)，然后再次开始下一个开关周期。V2为负的正半周期与正半周期类似，只是S5一直开通，S6一直关闭。逆变器工作中，电感电流平均值与V2均为负，这里不再赘述。
在传统的控制方式中，例如图1所示的全桥电路，施加在电感两端的电压仅为两个阶段，即第I阶段和第III阶段，因此，电感电流呈现三角形。在传统的三电平电路中，施加在电感上的电压也仅为两个阶段，即第II阶段和第III阶段，或者第I阶段和第II阶段，因此在传统的控制方式中，电感电流为三角形。上述实施例中，本发明的开关电源电路的电感电流工作波形为梯形波方式，在相同的平均电流下，可以有效解决开关管峰值电流大，开关频率高等问题。
根据图3d所示波形，第一模态持续时间T1(即第一开关管S1导通时间)、第二模态持续时间T2(即第三开关管S3导通时间)、第三模态持续时间T3(即第二开关管S2导通时间)存在如下约束关系：
T1·k1+T2·k2+T3·k3＝0 (1)
k1为第一模态电感电流斜率，k2为第二模态电感电流斜率，k3为第三模态电感电流斜率。其中，
Figure BDA0002523802690000091
Figure BDA0002523802690000092
Figure BDA0002523802690000093
根据图3d所示波形，电感电流平均值Iav满足如下关系：
Figure BDA0002523802690000094
其中，IB为设定阈值。
将第一模态持续时间T1、第二模态持续时间T2保持一个设定的比例关系：
T2＝m·T1 (3)
将式(1)、式(3)代入式(2)，得到
Figure BDA0002523802690000095
其中，V1为第一电压端电压，V2为第二电压端电压，m为预设数值，L为电感值。
在一个实施例中，上述第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4和第五开关管S5采用MOSFET晶体管。
在一个实施例中，如图4所示，第三开关管采用两个MOSFET晶体管背靠背串联组成。
在一个实施例中，上述第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4和第五开关管S5采用IGBT晶体管。
在PFC应用中，V2为交流输入电压，V1为直流输出电压提供给负载。以V2为正的正半周期为例。在PFC应用中，V2输出功率，因此电感电流为负。PFC应用是逆变器应用的对偶，电感电流波形如图5所示。在第III阶段，S1和S3关闭，S2导通，施加在电感上的电压为-V2，电感电流反向增长。第III阶段结束后，开始第II阶段，S1和S2关断，S3导通，施加在电感上的电压为V1/2-V2，此时根据V1/2和V2的大小，电感电流可能上升、平行或者下降，且斜率相对平缓。最后是第I阶段，S1导通，S2和S3关断，这样施加在电感上的电压为V1-V2，电感电流上升，直到零或者一个设定的阈值IB。
在另一些实施例中，上述开关网络在包括上述三种模态基础上，还可以包括更多模态，本领域技术人员根据本发明的教导，可以控制开关网络工作在更多模态。
本发明还提出了一种开关电源控制方法，用于控制一开关电源电路，开关电源电路包括：第一电压端、开关网络和第二电压端；其中，开关网络为三电平全桥结构，包括第一桥臂、第二桥臂和电感，第一桥臂为高频桥臂，第二桥臂为低频桥臂；包括以下步骤：在一个开关周期内，开关网络包括三种或者三种以上模态；其中，第一模态：第一电压端电压和第二电压端电压之差耦合到电感两端；第二模态：第一电压端电压的一半与第二电压端电压之差耦合到电感两端；第三模态：第二电压端电压耦合到电感两端。
该控制方法的步骤已在上述开关电源电路的工作原理中进行详述，这里不再赘述。
本发明还提出了一种开关电源控制电路，用于控制一开关电源电路，开关电源电路包括：第一电压端、开关网络和第二电压端；其中，开关网络为三电平全桥结构，包括第一桥臂、第二桥臂和电感，第一桥臂为高频桥臂，第二桥臂为低频桥臂；控制电路控制第一桥臂和第二桥臂中开关管的导通或者关断，使得在一个开关周期内，开关网络至少包括三种模态；其中，第一模态：第一电压端电压和第二电压端电压之差耦合到电感两端；第二模态：第一电压端电压的一半与第二电压端电压之差耦合到电感两端；第三模态：第二电压端电压耦合到电感两端。
该控制电路的控制流程已在上述开关电源电路的工作原理中进行详述，这里不再赘述。
虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (10)

1.一种开关电源电路，其特征在于，包括：第一电压端、开关网络和第二电压端；其中，
开关网络为三电平全桥结构，包括第一桥臂、第二桥臂和电感，第一桥臂为高频桥臂，第二桥臂为低频桥臂；
在一个开关周期内，所述开关网络包括三种或者三种以上模态，其中，
第一模态：第一电压端电压和第二电压端电压之差耦合到电感两端；
第二模态：第一电压端电压的一半与第二电压端电压之差耦合到电感两端；
第三模态：第二电压端电压耦合到电感两端。
2.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，
第一模态持续时间T1、第二模态持续时间T2、第三模态持续时间T3满足如下关系：
T1·k1+T2·k2+T3·k3＝0 (1)
k1为第一模态电感电流斜率，
Figure FDA0002523802680000011
k2为第二模态电感电流斜率，
Figure FDA0002523802680000012
k3为第三模态电感电流斜率，
Figure FDA0002523802680000013
电感电流平均值Iav满足如下关系：
Figure FDA0002523802680000014
其中，IB为设定阈值；
将第一模态持续时间T1、第二模态持续时间T2保持一个设定的比例关系：
T2＝m·T1 (3)
将式(1)、式(3)代入式(2)，得到
Figure FDA0002523802680000021
其中，V1为第一电压端电压，V2为第二电压端电压，m为预设数值，L为电感值。
3.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，
在逆变器应用中，第一电压端电压是直流输入电压，第二电压端电压是交流输出电压，负载接在第二电压端位置。
4.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，
在PFC应用中，第一电压端电压是直流输出电压，第二电压端电压是交流输入电压，负载接在第一电压端位置。
5.如权利要求1所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第一桥臂包括第一开关管、第二开关管和第三开关管，第一开关管的第一端耦接至第一电压端电压正极，第二开关管的第二端耦接至第一电压端电压负极，第三开关管的第一端耦接至第一电压端电压的一半，第一开关管的第二端、第二开关管的第一端、第三开关管的第二端共同耦接至所述电感的第一端，所述电感的第二端耦接至第二电压端电压第一极；
所述第二桥臂包括第四开关管和第五开关管，第四开关管第一端耦接至第一电压端电压正极，第五开关管第二端耦接至第一电压端电压负极，第四开关管第二端和第五开关管第一端共同耦接至至第二电压端电压第二极。
6.如权利要求5所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管和第五开关管采用MOSFET晶体管。
7.如权利要求6所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第三开关管采用两个MOSFET晶体管背靠背串联组成。
8.如权利要求5所述的开关电源电路，其特征在于，
所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管和第五开关管采用IGBT晶体管。
9.一种开关电源控制方法，其特征在于，用于控制一开关电源电路，开关电源电路包括：第一电压端、开关网络和第二电压端；其中，所述开关网络为三电平全桥结构，包括第一桥臂、第二桥臂和电感，第一桥臂为高频桥臂，第二桥臂为低频桥臂；包括以下步骤：
在一个开关周期内，所述开关网络包括三种或者三种以上模态；其中，
第一模态：第一电压端电压和第二电压端电压之差耦合到电感两端；
第二模态：第一电压端电压的一半与第二电压端电压之差耦合到电感两端；
第三模态：第二电压端电压耦合到电感两端。
10.一种开关电源控制电路，其特征在于，用于控制一开关电源电路，开关电源电路包括：第一电压端、开关网络和第二电压端；其中，所述开关网络为三电平全桥结构，包括第一桥臂、第二桥臂和电感，第一桥臂为高频桥臂，第二桥臂为低频桥臂；所述控制电路控制第一桥臂和第二桥臂中开关管的导通或者关断，使得在一个开关周期内，所述开关网络至少包括三种模态；其中，
第一模态：第一电压端电压和第二电压端电压之差耦合到电感两端；
第二模态：第一电压端电压的一半与第二电压端电压之差耦合到电感两端；
第三模态：第二电压端电压耦合到电感两端。
CN202010498367.6A 2020-06-04 2020-06-04 开关电源控制电路及方法、开关电源电路 Active CN111641345B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010498367.6A CN111641345B (zh) 2020-06-04 2020-06-04 开关电源控制电路及方法、开关电源电路

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010498367.6A CN111641345B (zh) 2020-06-04 2020-06-04 开关电源控制电路及方法、开关电源电路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111641345A CN111641345A (zh) 2020-09-08
CN111641345B true CN111641345B (zh) 2022-03-04

Family

ID=72332492

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010498367.6A Active CN111641345B (zh) 2020-06-04 2020-06-04 开关电源控制电路及方法、开关电源电路

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111641345B (zh)

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103051233B (zh) * 2012-12-12 2015-02-18 东南大学 一种非隔离型单相光伏并网逆变器及其开关控制时序
CN103746591B (zh) * 2013-12-20 2015-12-02 北京交通大学 一种h6单相非隔离光伏并网逆变器及其调制方法
AU2016269543B1 (en) * 2016-05-18 2017-04-27 Rectifier Technologies Pacific Pty Ltd Three-phase power-factor correcting AC-DC self-balancing rectifier without neutral connection
CN107800321A (zh) * 2017-10-26 2018-03-13 南京理工大学 一种高频隔离式三电平逆变器

Also Published As

Publication number Publication date
CN111641345A (zh) 2020-09-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9979310B2 (en) Resonant DC/DC converter
US8723487B2 (en) Zero voltage switching interleaved boost AC/DC converter
CN101860192B (zh) 一种三态三电平pfc电路及多态三电平pfc电路
EP2731252B1 (en) Inverter circuit and control method therefor
US8644035B2 (en) Load adaptive variable frequency phase-shift full-bridge DC/DC converter
TWI552502B (zh) 逆變電路之控制方法
CN109921653B (zh) 一种单相电力电子变压器拓扑结构及其控制方法
CN108880268B (zh) 电压源型半有源桥dc-dc变换器的多模式控制方法
CN110649821B (zh) 双向scc型llc谐振变换器及其中的电路、控制方法
CN103618336A (zh) 整流式高频链并网逆变器的输出数字调制电路及控制系统
McHugh et al. A high power density single-phase inverter using stacked switched capacitor energy buffer
CN112688569B (zh) Po模式增强型cllc谐振双向dc/dc变换器拓扑
CN107612335B (zh) 一种三电平llc谐振变换器的交错并联控制方法
CN111641345B (zh) 开关电源控制电路及方法、开关电源电路
WO2021082220A1 (zh) 一种三相并网逆变器的控制方法、系统及三相并网逆变器
JP2018186669A (ja) 電力変換装置の制御装置
El-Nakeeb et al. A high frequency modular resonant converter for the induction heating
CN112953288B (zh) 用于谐振直流环节软开关逆变器的调制方法
JP2015154525A (ja) 双方向フライバックコンバータ
Guo et al. Design Considerations for PPS Controlled Current-Fed DAB Converter to Achieve Full Load Range ZVS with Low Inductor RMS Current
CN103269160A (zh) 一种三态直/直变换器及其控制方法
CN112865508A (zh) 一种非对称新型t型桥的单相三电平功率因数校正电路
CN1393987A (zh) 开关电源电路
Reddivari et al. Differential mode gamma source inverter with reduced switching stresses
CN214412604U (zh) 辅助谐振换流极变换器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant