CN111628950A - 基于差分星座轨迹图的oqpsk信号盲频偏估计方法 - Google Patents

基于差分星座轨迹图的oqpsk信号盲频偏估计方法 Download PDF

Info

Publication number
CN111628950A
CN111628950A CN202010495846.2A CN202010495846A CN111628950A CN 111628950 A CN111628950 A CN 111628950A CN 202010495846 A CN202010495846 A CN 202010495846A CN 111628950 A CN111628950 A CN 111628950A
Authority
CN
China
Prior art keywords
differential
frequency offset
oqpsk
receiving end
offset estimation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202010495846.2A
Other languages
English (en)
Inventor
过烽
梅沁
李达
华梁
王佳瑜
丁罕
徐晓伟
莫静泱
虎啸
沈超
刘科可
李双龙
方昊
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing Dongke Youxin Network Security Technology Research Institute Co ltd
Wuxi Power Supply Co of State Grid Jiangsu Electric Power Co Ltd
Original Assignee
Nanjing Dongke Youxin Network Security Technology Research Institute Co ltd
Wuxi Power Supply Co of State Grid Jiangsu Electric Power Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing Dongke Youxin Network Security Technology Research Institute Co ltd, Wuxi Power Supply Co of State Grid Jiangsu Electric Power Co Ltd filed Critical Nanjing Dongke Youxin Network Security Technology Research Institute Co ltd
Priority to CN202010495846.2A priority Critical patent/CN111628950A/zh
Publication of CN111628950A publication Critical patent/CN111628950A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
    • H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本发明公开了一种基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法。该方法包括了差分星座轨迹图生成、对称轴估计和频偏估计三个部分。接收端已知信号的符号速率，进行偶数倍过采样，不需要训练序列等信息进行同步处理。接收端将接收的信号进行特定的非线性处理，然后按一定的差分间隔进行差分处理，投影到复平面上生成若干差分星座轨迹图。接着，接收端对每个差分星座轨迹图进行对称轴估计和对称性度量，选择对称性最好的差分星座轨迹图的对称轴作为最终的对称轴估计结果。最终，接收端基于对称轴和频偏、差分区间和采样率的特定关系，得到盲估计的频偏值。该发明可以被用于IEEE 802.15.4等采用OQPSK调制方式的系统的频率偏差估计。

Description

基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法
技术领域
本申请涉及通信领域，尤其涉及OQPSK调制方式通信系统的频率偏差的获取方法。此外，本申请也可以用在需要获得OQPSK通信系统射频指纹特征的目标识别系统中。
背景技术
OQPSK调制是在QPSK基础上发展起来的一种恒包络数字调制技术。它将同相和正交两支路的码流在时间上错开了半个码元周期。由于两支路码元半周期的偏移，每次只有一路可能发生极性翻转，不会发生两支路码元极性同时翻转的现象。因此，OQPSK信号相位只能跳变0°、±90°，不会出现QPSK调制中存在的180°相位跳变。
IEEE 802.15.4标准即Zigbee描述了低速率无线个人局域网的物理层和媒体接入控制协议，适用于在短距离范围内的低功耗、低速率无线覆盖。其中，IEEE 802.15.4标准在2.4GHz和868/915MHz频段使用的调制方式是直接序列扩频的OQPSK调制，采用了半正弦成型滤波器。由于IEEE 802.15.4标准面向的是低成本、低耗电的应用，因此基于其标准设计的接收端采用的是非相干解调方式，其硬件设计的电路一般也选用经济性较好的元器件，其元器件本身的偏差较大，发射机和接收机会产生一定的频偏。
载波频偏不仅是射频指纹的一个重要特征，要获取其他射频指纹特征也需要对频偏进行精确的估计和补偿。传统的频偏估计算法通常通过前导或者训练序列来实现，在频偏较大时还需要进行频偏搜索和预补偿，复杂度较高，实时性相对较差。然而，被动射频指纹识别系统有时需要工作在盲的场景下，即对于发射机只知道很少一部分参数细节，且目标设备的频偏范围大，实时性要求高，因此，需要纯盲的高实时性方法来估计载波频偏。本发明基于差分星座轨迹图的对称性，提出了一种通过估计差分星座轨迹图对称轴角度来盲估计频偏的方法，大大提高了频偏估计的范围和实时性。
发明内容
本申请的主要目的在于提供一种基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法，由于OQPSK信号的部分差分星座轨迹图具有对称性，且对称轴和信号频偏存在特定的关系。因此，通过估计特定差分星座轨迹图的对称轴可以有效估计信号的频偏，不需要同步序列，也不需要进行频率搜索，将可以提高系统的频偏估计速度和范围。
本申请提出了一种基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法，包括了如下的步骤：
步骤A具体为，接收端下变频接收得到基带OQPSK信号
Figure 644680DEST_PATH_IMAGE001
，其中，
Figure 561821DEST_PATH_IMAGE002
代表发送的OQPSK符号样点，A代表OQPSK符号的恒定相位，
Figure 279241DEST_PATH_IMAGE003
代表传输符号对应的相位，其中
Figure 623852DEST_PATH_IMAGE004
满足
Figure 375907DEST_PATH_IMAGE005
代表相邻符号之间没有
Figure 198370DEST_PATH_IMAGE006
的相位突变，
Figure 403086DEST_PATH_IMAGE007
为非零整数，代表接收端采样率
Figure 601986DEST_PATH_IMAGE008
为目标信号符号速率
Figure 208548DEST_PATH_IMAGE009
的
Figure 139595DEST_PATH_IMAGE010
倍，
Figure 893925DEST_PATH_IMAGE011
代表发射端和接收端之间待估计的频偏，
Figure 568619DEST_PATH_IMAGE012
代表接收端采样时间间隔，
Figure 29688DEST_PATH_IMAGE013
代表发射端和接收端之间的相偏，
Figure 459532DEST_PATH_IMAGE014
代表信道噪声。
步骤B具体为，接收端对接收的基带OQPSK信号
Figure 638841DEST_PATH_IMAGE015
进行相位乘以4的非线性处理来消除部分OQPSK调制，
Figure 851647DEST_PATH_IMAGE016
，其中，
Figure 495118DEST_PATH_IMAGE017
和
Figure 767968DEST_PATH_IMAGE018
分别代表接收基带信号的幅度和相位。
步骤C具体为，接收端对非线性处理后的信号
Figure 434573DEST_PATH_IMAGE019
进行差分间隔为
Figure 513387DEST_PATH_IMAGE020
的差分处理生成
Figure 949048DEST_PATH_IMAGE007
个差分信号
Figure 658378DEST_PATH_IMAGE021
，其中，差分间隔
Figure 609016DEST_PATH_IMAGE020
为
Figure 429204DEST_PATH_IMAGE007
的非零整数倍。接收端将这
Figure 781688DEST_PATH_IMAGE007
个差分信号
Figure 661920DEST_PATH_IMAGE022
投影到复平面上生成对应的
Figure 37537DEST_PATH_IMAGE007
张差分星座轨迹图
Figure 458154DEST_PATH_IMAGE023
。
步骤D具体为，接收端通过迭代算法对每张差分星座轨迹图
Figure 868407DEST_PATH_IMAGE023
进行通过原点的对称轴估计。迭代算法具体为，初始化对称轴角度
Figure 919540DEST_PATH_IMAGE024
，迭代次数
Figure 844770DEST_PATH_IMAGE025
；迭代更新规则为
Figure 6762DEST_PATH_IMAGE026
，其中
Figure 68258DEST_PATH_IMAGE027
代表取相位操作，
Figure 290292DEST_PATH_IMAGE028
代表将任意角映射到
Figure 702819DEST_PATH_IMAGE029
的区间上；当迭代次数超过最大迭代次数
Figure 668501DEST_PATH_IMAGE030
或者对称角更新值小于设定的阈值
Figure 787767DEST_PATH_IMAGE031
时停止迭代，得到估计的对称轴角度
Figure 977440DEST_PATH_IMAGE032
。
步骤E具体为，接收端根据估计的对称轴角度
Figure 814946DEST_PATH_IMAGE032
对每张差分星座轨迹图
Figure 318739DEST_PATH_IMAGE023
进行对称性度量，得到对称分散度
Figure 620408DEST_PATH_IMAGE033
，其中
Figure 918665DEST_PATH_IMAGE034
代表取方差操作。
步骤F具体为，接收端选择对称分散度最小的差分星座轨迹图的对称轴角度作为最终的对称轴角度
Figure 305784DEST_PATH_IMAGE035
。
步骤G具体为，接收端根据对称轴角度和频偏、差分间隔以及采样间隔之间的关系
Figure 613269DEST_PATH_IMAGE036
，利用估计的对称轴角度
Figure 441547DEST_PATH_IMAGE037
可以估计出OQPSK信号的频偏为
Figure 238602DEST_PATH_IMAGE038
。
本发明具有以下有益效果：
本发明使用无数据辅助的盲频偏估计方式对OQPSK信号进行频偏估计，不需要知道同步序列和成型滤波器的具体参数。
本发明先通过非线性处理去除部分调制信息后，利用特定差分间隔生成的差分星座轨迹图具有良好的对称性，通过估计对称轴角度来估计频偏，频偏估计范围为
Figure 785121DEST_PATH_IMAGE039
。
此外，本发明的频偏估计过程使用全数字的实现方式，不需要使用频偏步进搜索和预补偿，在实际系统中可以快速实现。通过在AWGN信道下的Matlab仿真可以得到，本发明的基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法在中高信噪比下性能优异。
附图说明
图1为系统实现的整体框图；
图2为20dB信噪比下生成的其中一张差分星座轨迹图及对称轴；
图3为仿真的在AWGN信道下的本发明方法性能比较。
具体实施方式
本发明提出的基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法的总体框图如说明书附图1所示。其处理主要包括基带信号采集、非线性处理去除部分调制、差分星座轨迹图生成、对称性度量和对称轴估计以及基于对称轴的频偏估计。下面，将基于Ti的CC2530模块的OQPSK扩频信号调制，针对每一个部分阐述具体的实施方式：
（1）基带信号采集
在本具体实施方案中，基带信号
Figure 896297DEST_PATH_IMAGE040
是接收端收到的CC2530模块在2.4GHz频段发送的OQPSK调制信号的基带扩频码片信号，服从IEEE 802.15.4标准，即
Figure 906978DEST_PATH_IMAGE041
其中，
Figure 812617DEST_PATH_IMAGE002
代表发送的OQPSK符号样点，A代表OQPSK符号的恒定相位，
Figure 846432DEST_PATH_IMAGE003
代表传输符号对应的相位，其中
Figure 558036DEST_PATH_IMAGE004
满足
Figure 360907DEST_PATH_IMAGE005
代表相邻符号之间没有
Figure 425729DEST_PATH_IMAGE006
的相位突变。
在本具体实施方案中，ZigBee模块的符号速率
Figure 9157DEST_PATH_IMAGE042
，接收端采样率
Figure 196556DEST_PATH_IMAGE043
，因此，接收端采样率为目标信号符号速率的
Figure 181829DEST_PATH_IMAGE044
倍，即
Figure 429271DEST_PATH_IMAGE007
=5。
Figure 437678DEST_PATH_IMAGE011
代表发射端和接收端之间待估计的频偏，
Figure 491085DEST_PATH_IMAGE045
代表接收端采样时间间隔，
Figure 268548DEST_PATH_IMAGE013
代表发射端和接收端之间的相偏。
Figure 686891DEST_PATH_IMAGE014
代表信道噪声，在本具体实施方案中，只考虑了高斯白噪声，即
Figure 979332DEST_PATH_IMAGE014
是和
Figure 774113DEST_PATH_IMAGE046
独立的白高斯复噪声序列，均值为零，方差为
Figure 406082DEST_PATH_IMAGE047
。
（2）非线性处理去除部分调制
在本具体实施方案中，接收端对接收的基带OQPSK信号
Figure 57644DEST_PATH_IMAGE015
进行相位乘以4的非线性处理来消除部分OQPSK调制，幅度部分保持不变，得到：
Figure 40643DEST_PATH_IMAGE048
其中，
Figure 373535DEST_PATH_IMAGE017
和
Figure 922328DEST_PATH_IMAGE018
分别代表接收基带信号的幅度和相位。
（3）差分星座轨迹图生成
在本具体实施方案中，接收端对非线性处理后的信号
Figure 948053DEST_PATH_IMAGE019
进行差分间隔为
Figure 215087DEST_PATH_IMAGE049
的差分处理生成
Figure 289353DEST_PATH_IMAGE050
个差分信号：
Figure 630336DEST_PATH_IMAGE051
其中，差分间隔
Figure 889279DEST_PATH_IMAGE020
要求为
Figure 581291DEST_PATH_IMAGE007
的非零整数倍，在本具体实施方案中，
Figure 318303DEST_PATH_IMAGE052
。接收端将这5个差分信号
Figure 779371DEST_PATH_IMAGE053
投影到复平面上生成对应的
Figure 146899DEST_PATH_IMAGE050
张差分星座轨迹图
Figure 122945DEST_PATH_IMAGE054
，典型的差分星座轨迹图如说明书附图2所示。
（4）差分星座轨迹图对称轴估计
在本具体实施方案中，接收端通过迭代算法对每张差分星座轨迹图
Figure 601331DEST_PATH_IMAGE023
进行通过原点的对称轴估计。迭代算法具体如下：
（4-1）首先初始化对称轴角度
Figure 182485DEST_PATH_IMAGE024
，迭代次数
Figure 517651DEST_PATH_IMAGE025
；
（4-2）根据如下迭代更新规则进行不停迭代：
Figure 184256DEST_PATH_IMAGE055
其中
Figure 263070DEST_PATH_IMAGE027
代表取相位操作，
Figure 698731DEST_PATH_IMAGE028
代表将任意角映射到
Figure 142482DEST_PATH_IMAGE029
的区间上；
（4-3）当迭代次数超过最大迭代次数
Figure 358699DEST_PATH_IMAGE056
或者对称角更新值小于设定的阈值
Figure 178888DEST_PATH_IMAGE057
时停止迭代，得到估计的对称轴角度
Figure 469055DEST_PATH_IMAGE032
。
（5）差分星座轨迹图对称性度量
在本具体实施方案中，接收端根据估计的对称轴角度
Figure 411603DEST_PATH_IMAGE032
选用对称分散度对每张差分星座轨迹图
Figure 787221DEST_PATH_IMAGE023
进行对称性度量，对称分散度的计算方式为：
Figure 207838DEST_PATH_IMAGE058
其中
Figure 618091DEST_PATH_IMAGE034
代表取方差操作。
（6）对称轴角度选择
在本具体实施方案中，接收端选择对称分散度最小的差分星座轨迹图的对称轴角度作为最终的对称轴角度
Figure 403644DEST_PATH_IMAGE037
，即
Figure 328875DEST_PATH_IMAGE059
（7）频偏估计
在本具体实施方案中，接收端根据对称轴角度和频偏、差分间隔以及采样间隔之间的关系
Figure 490866DEST_PATH_IMAGE060
，利用估计的对称轴角度
Figure 755625DEST_PATH_IMAGE037
可以估计出OQPSK信号的频偏为
Figure 39976DEST_PATH_IMAGE061
通过在AWGN信道下的Matlab仿真，使用本方法对接收的信号进行频偏估计的性能如说明书附图3所示。在使用本方法对接收的信号进行频偏估计时，仿真系统中加入了100KHz的频偏，采样点数N=100，由仿真结果可以看到，本发明的频偏估计方法在中高信噪比（大于13dB）时，频偏估计的归一化均方误差与文献“On the use of Cramer-Rao-like boundsin the presence of random nuisanceparameters”中推导的修正的克拉美罗界
Figure 390186DEST_PATH_IMAGE062
相比高了两倍左右。在低信噪比时，本发明方法的归一化均方误差结果存在一个阈值，当信噪比低到一定程度时，噪声模糊了差分星座轨迹图，以至于对称性不足或对称分散度过大导致对称轴估计不准确。
综上所述，采用OQPSK调制方式的通信系统的接收端通过估计对称性最佳的差分星座轨迹图的过原点对称轴角度来盲估计频偏，可以在中高信噪比下，不具备训练序列、成型滤波器等先验知识的场景中，对OQPSK系统的频率偏差进行准确的估计，从而可以在系统有很大频偏的情况下通过准确的频偏估计及补偿获得和无频偏情况下接近的系统性能或者为获得OQPSK调制通信系统的射频指纹特征提供条件。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法，其特征在于：包括以下步骤：步骤A，接收端以采样率
Figure DEST_PATH_IMAGE001
采样得到基带OQPSK信号
Figure 209563DEST_PATH_IMAGE002
；步骤B，接收端对接收的基带OQPSK信号
Figure 638139DEST_PATH_IMAGE002
进行相位乘以4的非线性处理来消除部分OQPSK调制得到
Figure DEST_PATH_IMAGE003
；步骤C，接收端对非线性处理后的信号
Figure 539361DEST_PATH_IMAGE003
进行差分间隔为
Figure 120515DEST_PATH_IMAGE004
的差分处理生成
Figure DEST_PATH_IMAGE005
个差分信号
Figure 642632DEST_PATH_IMAGE006
和对应的差分星座轨迹图
Figure DEST_PATH_IMAGE007
；步骤D，接收端估计每张差分星座轨迹图
Figure 985934DEST_PATH_IMAGE007
通过原点的对称轴角度
Figure 64748DEST_PATH_IMAGE008
；步骤E，接收端根据估计的对称轴角度
Figure 500409DEST_PATH_IMAGE008
对每张差分星座轨迹图
Figure 459006DEST_PATH_IMAGE007
进行对称性度量；步骤F，接收端选择对称性最好的差分星座轨迹图的对称轴角度作为最终的对称轴角度
Figure DEST_PATH_IMAGE009
；步骤G，接收端根据估计的对称轴角度
Figure 347328DEST_PATH_IMAGE009
、差分间隔
Figure 229833DEST_PATH_IMAGE004
以及采样率
Figure 270733DEST_PATH_IMAGE001
进行频偏估计，得到OQPSK信号的频偏估计结果
Figure 150964DEST_PATH_IMAGE010
。
2.根据权利要求1所述的基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法，其特征在于，步骤A所述的采样率
Figure 588898DEST_PATH_IMAGE001
为OQPSK符号速率的偶数倍，包括直接设置接收机偶数倍采样以及非偶数倍采样后重采样到偶数。
3.根据权利要求1所述的基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法，其特征在于，步骤C所述的差分信号为
Figure DEST_PATH_IMAGE011
，且差分间隔
Figure 196466DEST_PATH_IMAGE004
要求是
Figure 606719DEST_PATH_IMAGE005
的非零整数倍。
4.根据权利要求1所述的基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法，其特征在于，步骤C所述的差分星座轨迹图
Figure 720168DEST_PATH_IMAGE007
是通过将差分信号
Figure 333815DEST_PATH_IMAGE006
投影到复平面上生成的。
5.根据权利要求1所述的基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法，其特征在于，步骤D所述的对称轴估计算法包括迭代估计法、最小非对称能量项法。
6.根据权利要求1所述的基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法，其特征在于，步骤E所述的对称性度量方法包括对称分散度
Figure 495806DEST_PATH_IMAGE012
，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE013
代表取方差操作，
Figure 744253DEST_PATH_IMAGE014
代表取相位操作。
7.根据权利要求1所述的基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法，其特征在于，步骤F所述的最终对称轴角度选取包括选取对称分散度最小的差分星座轨迹图的对称轴角度
Figure DEST_PATH_IMAGE015
。
8.根据权利要求1所述的基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法，其特征在于，步骤G所述的频偏估计公式为
Figure 966287DEST_PATH_IMAGE016
。
9.根据权利要求1所述的基于差分星座轨迹图的OQPSK信号盲频偏估计方法，其特征在于，所述方法可用于兼容IEEE 802.15.4标准的通信系统以及其他采用OQPSK调制方式的通信系统。
CN202010495846.2A 2020-06-03 2020-06-03 基于差分星座轨迹图的oqpsk信号盲频偏估计方法 Pending CN111628950A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010495846.2A CN111628950A (zh) 2020-06-03 2020-06-03 基于差分星座轨迹图的oqpsk信号盲频偏估计方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010495846.2A CN111628950A (zh) 2020-06-03 2020-06-03 基于差分星座轨迹图的oqpsk信号盲频偏估计方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN111628950A true CN111628950A (zh) 2020-09-04

Family

ID=72260072

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010495846.2A Pending CN111628950A (zh) 2020-06-03 2020-06-03 基于差分星座轨迹图的oqpsk信号盲频偏估计方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111628950A (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113609982A (zh) * 2021-08-05 2021-11-05 东南大学 一种基于智能载波同步的高区分度射频指纹学习与提取方法
CN114070685A (zh) * 2021-11-01 2022-02-18 泰凌微电子(上海)股份有限公司 频偏估计方法和装置
CN116599810A (zh) * 2023-06-15 2023-08-15 北京交通大学 基于多径衰落补偿的无线设备射频指纹提取方法

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113609982A (zh) * 2021-08-05 2021-11-05 东南大学 一种基于智能载波同步的高区分度射频指纹学习与提取方法
CN113609982B (zh) * 2021-08-05 2024-03-19 东南大学 一种基于智能载波同步的高区分度射频指纹学习与提取方法
CN114070685A (zh) * 2021-11-01 2022-02-18 泰凌微电子(上海)股份有限公司 频偏估计方法和装置
CN114070685B (zh) * 2021-11-01 2023-12-08 泰凌微电子(上海)股份有限公司 频偏估计方法和装置
CN116599810A (zh) * 2023-06-15 2023-08-15 北京交通大学 基于多径衰落补偿的无线设备射频指纹提取方法
CN116599810B (zh) * 2023-06-15 2024-02-23 北京交通大学 基于多径衰落补偿的无线设备射频指纹提取方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN111628950A (zh) 基于差分星座轨迹图的oqpsk信号盲频偏估计方法
Shi et al. Automatic modulation identification based on the probability density function of signal phase
Yao et al. Experimental wireless communication using chaotic baseband waveform
US9729195B2 (en) Configurable correlator for joint timing and frequency synchronization and demodulation
Headley et al. Asynchronous classification of digital amplitude-phase modulated signals in flat-fading channels
US9729364B1 (en) Frequency shift keying (FSK) demodulator and method therefor
CN111711589A (zh) 一种基于椭圆球面波信号的连续相位调制解调方法
CN104022981A (zh) 一种正交幅度调制信号的盲载波频偏估计方法
CN109039966A (zh) 一种基于判决反馈、低复杂度的gfsk信号的解调方法
CN111901269B (zh) 可变调制指数的高斯频移键控调制方法、装置及系统
Mohammadi et al. Optimal energy efficiency link adaptation in IEEE 802.15. 6 IR-UWB body area networks
US20080063102A1 (en) Adaptive RFID receiver for 16-QAM signals
CN104333525B (zh) 一种gmsk调制系统同步方法
CN108650203B (zh) 一种基于侦察接收机的调制模式识别方法
US7606331B2 (en) Frequency offset compensation in radio receiver
CN108092714B (zh) 支持颜色调整及csk星座图检测的ofdm系统
Wang et al. Low complexity Kolmogorov-Smirnov modulation classification
Ijaz et al. Improved SNR estimation for BPSK and QPSK signals
CN110730149B (zh) 一种平移式特殊qpsk系统联合捕获方法
Xu et al. Estimation of the modulation index of CPM signals based on Laurent's decomposition
CN105471470B (zh) 基于判决反馈的扩频信号频率偏移估计方法
EP2507957A1 (en) Bit soft value normalization
US9276704B1 (en) Maximum likelihood sequence detection in the phase domain
Kumar et al. Blind symbol timing offset estimation for offset‐QPSK modulated signals
JP2006506867A (ja) チャネル推定を用いたｄｃオフセット補償のための方法及び装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination