CN111600474A - 一种双有源全桥双向dc/dc变换器的直流母线电压软启动方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动方法，通过计算第一上下互补桥臂和第二上下互补桥臂的上桥臂驱动信号之间的最优内移相角α_{p_opti}＝(1‑m)π，其中m＝电池电压Vbatt×变压器变比/直流母线电压Vbus；获取所述DC/DC变换器的内移相角α_p’；将寄存器死区时间换算为第一上桥臂驱动信号的相位角α_{p1_DZ}与第二上桥臂驱动信号的相位角α_{p3_DZ}；根据所述最优内移相角α_{p_opti}、所述内移相角α_p’及所述相位角α_{p1_DZ}、α_{p3_DZ}，得到分别对应第一、第二上桥臂驱动信号的调节自由度α_p1、α_p3；根据α_p1与α_p3，给定所述DC/DC变换器低压侧的四个开关的驱动信号。本发明在解决双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动过程中启动电流过大问题，同时有效实现直流母线电压软启动。

Description

一种双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动 方法

技术领域

本发明涉及一种双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动方法。

背景技术

能源是国民经济发展和人类日常生活的基础。目前主要的能源是煤炭、石油和天然气等很多不可再生能源。随着社会快速发展和经济高速增长，世界范围内对能源的需求和消耗越来越大。然而，不可再生能源的储量有限，随着能源消耗，能源危机正日益严重。同时，不可再生能源的开发和使用对环境造成了严重污染，二氧化碳等温室气体的排放导致全球变暖，不可再生能源的硫化物对人类的生存和发展也造成严重影响。

为了缓解能源危机和环境污染，可再生能源的开发和利用近年来得到迅速发展。可再生能源主要包括太阳能、风能、生物质能、地热能和海洋能等用之不尽取之不竭。对于太阳能发电是利用光生伏打效应将太阳能直接转化为电能的一种发电方式，主要形式为光能发电与热能发电两种。世界范围已将发展太阳能光伏发电作为能源结构战略调整的一条重要途径。风力发电是将风能转化成电能，目前全世界每年燃烧煤所获得的能量只有风力在一年内所提供能量的三分之一，因此国内外都很重视利用风力发电。

尽管可再生能源具有许多的优点，但是大多数可再生能源受环境和天气等众多不确定因素影响较大，使得存在随机性和间歇性的特点，例如，风能有季节性强弱变化，太阳能有日夜间断的规律，因此一般需要将多种可再生能源发电设备与储能单元相结合使用，给用户提供稳定连续的电能，组成可再生能源互联系统。可再生能源互联系统，由发电单元、储能单元、负载单元以及能源管理系统等组成，其中储能单元与直流母线之间需要通过一个双向DC/DC变换器来控制能量的双向交换。在低压侧，安全规范要电气隔离，同时对于直流母线电压宽范围也逐渐成为焦点。双有源全桥双向DC/DC变换器(Dual-Active-Bridge，DAB)是近年来研究较多的一种典型的双向DC/DC变换器，这类变换器由两个桥式变换单元、电感和隔离变压器组成，双有源全桥双向DC/DC变换器更适用于大功率场合的特点，而且其控制更加灵活。

图1示出了双有源全桥双向DC/DC变换器的硬件拓扑。从图1中可以看出，通过控制原边和副边的开关网络，可以分别得到一个交流方波电压V_p和V_s，其幅值分别为V_dc1和V_dc2。该变换器可以简化为图2所示，其中V_p折算到高压侧后，两个电压源经能量传输电感连接。从图2中的粗实线示出了V_p折算到高压侧减去V_s的电压差，也就是电感之间的电压，通过电感电压可以得到电感电流。对于双有源全桥双向DC/DC变换器控制策略主要通过调节V_p和V_s电压差，而对于V_p和V_s电压主要通过内移相角来调节，开关S₁与S₂为第一上下互补桥臂，开关S₃与S₄为第二上下互补桥臂。如图2中，通过调节S₁与S₃之间内移相角来实现V_p电压，同样可以通过上述原理调节V_s电压，而对于V_p和V_s电压差，不光需要调节V_p和V_s的内移相角，还需要调节V_p和V_s之间的外移相角来，来实现系统稳定控制策略。

通过上述分析，一般双有源全桥双向DC/DC变换器直流母线电压软启动通过调节双有源全桥双向DC/DC变换器低压侧移相角，高压侧采用不可控整流模式来调节软启过程充电电流从而实现直流母线电压软启动过程，在试验过程中，测试波形如图3。

从图3中可以看到，G表示直流母线电压，P表示双有源全桥双向DC/DC变换器低压侧电流。可以得到，在软启瞬间低压侧电流达到了155A，该值对系统影响非常大，直接影响到器件安全性，在实际过程中不能被接受。

发明内容

针对上述技术问题，本发明的目是提供一种双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动方法，在解决双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动过程中启动电流过大问题，同时有效实现直流母线电压软启动。

为达到上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动方法，所述DC/DC变换器的低压侧包括开关S1、开关S2、开关S3及开关S4，所述开关S1和所述开关S2为第一上下互补桥臂，所述开关S3和所述开关S4为第二上下互补桥臂，所述直流母线电压软启动方法包括如下步骤：

S1、获取储能系统的电池电压Vbatt、直流母线电压Vbus；

S2、计算所述第一上下互补桥臂和所述第二上下互补桥臂的上桥臂驱动信号之间的最优内移相角α_{p_opti}＝(1-m)π，其中m＝Vbatt×变压器变比/Vbus；

S3、获取所述DC/DC变换器的内移相角α_p’；

S4、将寄存器死区时间换算为第一上桥臂驱动信号的相位角α_{p1_DZ}与第二上桥臂驱动信号的相位角α_{p3_DZ}；

S5、根据所述最优内移相角α_{p_opti}、所述内移相角α_p’及所述相位角α_{p1_DZ}，得到对应第一上桥臂驱动信号的调节自由度α_p1；

S6、根据所述最优内移相角α_{p_opti}、所述内移相角α_p’及所述相位角α_{p3_DZ}，得到对应第二上桥臂驱动信号的调节自由度α_p3；及

S7、根据步骤S5和S6得到的调节自由度α_p1与α_p3，在不改变所述DC/DC变换器发波方式情况下，结合寄存器，给定所述DC/DC变换器低压侧的四个开关S1、开关S2、开关S3及开关S4的驱动信号，实现所述DC/DC变换器的直流母线电压软启动。

对于上述所提供的两个移相角α_p1与α_p3，采用中点对称方式。在实际过程中，可以就上述原理推导到其他最优内移相角组合方式，也应在本专利的保护范围内。

最优内移相角α_{p_opti}与电流环路控制信息得到双有源全桥双向DC/DC变换器内移相角α_p’组成的min((1-m)π/2,α_p’/2)，及防止上下桥臂出现直通情况从而损坏器件的死区时间换算为相位角α_{p1_DZ}与α_{p3_DZ}。在实际过程中，可以根据需要，对上述所提供方式进行优化组合，如不计及防止上下桥臂出现直通情况从而损坏器件的死区时间换算为相位角α_{p1_DZ}与α_{p3_DZ}等方式。

在一优选的实施例中，所述步骤S5中，比较所述相位角α_{p1_DZ}与min((1-m)π/2,α_p’/2)，如果α_{p1_DZ}＜min((1-m)π/2,α_p’/2)，则调节自由度

α_p1＝π-min((1-m)π/2,α_p’/2)+α_{p1_DZ}；反之，则α_p1＝π-δ；

所述步骤S6中，比较所述相位角α_{p3_DZ}与min((1-m)π/2,α_p’/2)，

如果α_{p3_DZ}<min((1-m)π/2,α_p’/2)，则调节自由度

α_p3＝min((1-m)π/2,α_p’/2)+α_{p3_DZ}；反正，则α_p3＝δ；

其中，δ为给定的寄存器的最小输出值。

本实施例中，配置为开关S1为高有效而开关S3为低有效，得到上述公式。在实际过程中，专业技术人员可以就上述原理推导到其他寄存器配置及其两个移相角，也均在本专利范围内。

在另一优选的实施例中，所述步骤S5中，比较所述相位角α_{p1_DZ}与min((1-m)π/2,α_p’/2)，

如果α_{p1_DZ}<min((1-m)π/2,α_p’/2)，则调节自由度

α_p1＝min((1-m)π/2,α_p’/2)+α_{p1_DZ}；反之，则α_p1＝δ；

所述步骤S6中，比较所述相位角α_{p3_DZ}与min((1-m)π/2,α_p’/2)，

如果α_{p3_DZ}<min((1-m)π/2,α_p’/2)，则调节自由度

α_p3＝π-min((1-m)π/2,α_p’/2)+α_{p3_DZ}；反正，则α_p3＝π-δ；

其中，δ为给定寄存器最小输出值，主要用于防止数据溢出以及寄存器比较判断出现异常。

具体地，根据经验值给定δ＝1，还可根据实际调整。

优选地，所述步骤S1中，所述电池电压Vbatt、所述直流母线电压Vbus经过调理电路，送至数字信号处理器中进行模数转换。

优选地，所述步骤S3中，通过电流环路控制、电压环路控制或功率环路控制获取所述内移相角α_p’，所述电流环路控制、电压环路控制或功率环路控制采用经典闭环控制或经典开环控制。对于电压流可以是所述电池电流环，也可以是所述变换器高压侧电流环；对于电压环可以是所述电池电压环，也可以是所述变换器高压侧电压环，也可以是所述直流母线电压环；对于电压环可以是所述电池功率环，也可以是所述变换器高压侧功率环，也可以是所述直流母线功率环；或，可以通过所述电池电压Vbatt、所述直流母线电压Vbus及所述低压侧电流Ibatt、所述高压侧电流Ibatt的任意组合形式的环路控制。

优选地，所述步骤S4中，所述寄存器为Epwm寄存器。

优选地，所述步骤S1中，获取储能系统的电池电压Vbatt、直流母线电压Vbus及所述DC/DC变换器的低压侧电流Ibatt，也可以是储能系统输出侧电压和/或电流信息，也可以是储能系统变换器低压侧电压和/或电流信息，也可以是储能系统变换器高压侧电压和/或电流信息，也可以是储能系统直流母线电压和/或电流信息，也可以是上述信息的和/或组合状态信息，也可以是上述信息的和/或组合状态信息后电路特性换算后的状态信息。

在上述技术方案中，在计算调节自由度时取最优内移相角α_{p_opti}、内移相角α_p’两个调节因子的最小值，而在有些情形中，可以只获取并采用最优内移相角α_{p_opti}、内移相角α_p’中的一个，另一个不纳入考虑。对于min((1-m)π/2,α_p’/2)，如果只有其中一个，如，只有(1-m)π/2，不考虑α_p’/2影响，可以选择min((1-m)π/2,α_p’/2)＝(1-m)π/2；如，只有α_p’/2，不考虑(1-m)π/2影响，可以选择min((1-m)π/2,α_p’/2)＝α_p’/2。。因此，本发明还采用如下两种技术方案：

一种双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动方法，所述DC/DC变换器的低压侧包括开关S1、开关S2、开关S3及开关S4，所述开关S1和所述开关S2为第一上下互补桥臂，所述开关S3和所述开关S4为第二上下互补桥臂，其特征在于，所述直流母线电压软启动方法包括如下步骤：

S1、获取储能系统的电池电压Vbatt及直流母线电压Vbus；

S2、计算所述第一上下互补桥臂和所述第二上下互补桥臂的上桥臂驱动信号之间的最优内移相角α_{p_opti}＝(1-m)π，其中m＝Vbatt×变压器变比/Vbus；

S3、将寄存器死区时间换算为第一上桥臂驱动信号的相位角α_{p1_DZ}与第二上桥臂驱动信号的相位角α_{p3_DZ}；

S4、根据所述最优内移相角α_{p_opti}及所述相位角α_{p1_DZ}，得到对应第一上桥臂驱动信号的调节自由度α_p1；

S5、根据所述最优内移相角α_{p_opti}及所述相位角α_{p3_DZ}，得到对应第二上桥臂驱动信号的调节自由度α_p3；及

S6、根据得到的调节自由度α_p1与α_p3，在不改变所述DC/DC变换器发波方式情况下，结合寄存器，给定所述DC/DC变换器低压侧的四个开关S1、开关S2、开关S3及开关S4的驱动信号，实现所述DC/DC变换器的直流母线电压软启动；

所述步骤S4中，比较所述相位角α_{p1_DZ}与(1-m)π/2，如果α_{p1_DZ}<(1-m)π/2，则调节自由度α_p1＝π-(1-m)π/2+α_{p1_DZ}；反之，则α_p1＝π-δ；所述步骤S6中，比较所述相位角α_{p3_DZ}与(1-m)π/2，如果α_{p3_DZ}<(1-m)π/2，则调节自由度α_p3＝(1-m)π/2+α_{p3_DZ}；反正，则α_p3＝δ；

或，所述步骤S4中，比较所述相位角α_{p1_DZ}与(1-m)π/2，如果α_{p1_DZ}<(1-m)π/2，则调节自由度α_p1＝(1-m)π/2+α_{p1_DZ}；反之，则α_p1＝δ；所述步骤S6中，比较所述相位角α_{p3_DZ}与(1-m)π/2，如果α_{p3_DZ}<(1-m)π/2，则调节自由度α_p3＝π-(1-m)π/2+α_{p3_DZ}；反正，则α_p3＝π-δ；

其中，δ为给定的寄存器的最小输出值。

一种双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动方法，所述DC/DC变换器的低压侧包括开关S1、开关S2、开关S3及开关S4，所述开关S1和所述开关S2为第一上下互补桥臂，所述开关S3和所述开关S4为第二上下互补桥臂，其特征在于，所述直流母线电压软启动方法包括如下步骤：

S1、通过电流环路控制得到所述DC/DC变换器的内移相角α_p’；

S2、将寄存器死区时间换算为第一上桥臂驱动信号的相位角α_{p1_DZ}与第二上桥臂驱动信号的相位角α_{p3_DZ}；

S3、根据所述内移相角α_p’及所述相位角α_{p1_DZ}，得到对应第一上桥臂驱动信号的调节自由度α_p1；

S4、根据所述内移相角α_p’及所述相位角α_{p3_DZ}，得到对应第二上桥臂驱动信号的调节自由度α_p3；及

S5、根据得到的调节自由度α_p1与α_p3，在不改变所述DC/DC变换器发波方式情况下，结合寄存器，给定所述DC/DC变换器低压侧的四个开关S1、开关S2、开关S3及开关S4的驱动信号，实现所述DC/DC变换器的直流母线电压软启动；

所述步骤S3中，比较所述相位角α_{p1_DZ}与α_p’/2，如果α_{p1_DZ}<α_p’/2，则调节自由度α_p1＝π-α_p’/2+α_{p1_DZ}；反之，则α_p1＝π-δ；所述步骤S4中，比较所述相位角α_{p3_DZ}与α_p’/2，如果α_{p3_DZ}<α_p’/2，则调节自由度α_p3＝α_p’/2+α_{p3_DZ}；反正，则α_p3＝δ；

或，所述步骤S3中，比较所述相位角α_{p1_DZ}与α_p’/2，如果α_{p1_DZ}<α_p’/2，则调节自由度α_p1＝α_p’/2+α_{p1_DZ}；反之，则α_p1＝δ；所述步骤S4中，比较所述相位角α_{p3_DZ}与α_p’/2，如果α_{p3_DZ}<α_p’/2，则调节自由度α_p3＝π-α_p’/2+α_{p3_DZ}；反正，则α_p3＝π-δ；

其中，δ为给定寄存器最小输出值。

本发明采用以上方案，相比现有技术具有如下优点：

本发明的双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动方法，能有效解决双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动过程中启动电流过大问题，同时也能有效实现直流母线电压软启动；经测试，软启动瞬间低压侧电流从155A下降到43.1A，直流母线电压软启动时间由1.4s缩短到0.8s，在实际测试中具有良好效果，具备实际应用价值。

附图说明

为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为双有源全桥双向DC/DC变换器的硬件拓扑示意图；

图2为双有源全桥双向DC/DC变换器移相控制原理图；

图3为双有源全桥双向DC/DC变换器的未实施本发明实施的软启动方法的波形图；

图4为双有源全桥双向DC/DC变换器低压侧中点最优移相控制原理图；

图5为本发明实施例的双有源全桥双向DC/DC变换器移相控制的控制原理图；

图6为本发明实施例的直流母线电压软启动方法的流程图；

图7为双有源全桥双向DC/DC变换器的实施本发明实施例的直流母线电压软启动方法的波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的较佳实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域的技术人员理解。在此需要说明的是，对于这些实施方式的说明用于帮助理解本发明，但并不构成对本发明的限定。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示的双有源全桥双向DC/DC变换器硬件拓扑，V_dc1和V_dc2分别为低压侧电压和直流母线电压；Vp和Vs分别为低压侧交流电压和高压侧交流电压；S₁、S₂、S₃与S₄为低压侧的四个开关，其中，开关S₁与开关S₂分别为第一上下互补桥臂，开关S₃与开关S₄分别为第二上下互补桥臂；S_1s、S_2s、S_3s与S_4s为高压侧的四个开关，其中，开关S_1s与开关S_2s为第三上下互补桥臂，开关S_3s与开关S_4s为第四上下互补桥臂。

本实施例的双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动方法，通过检测直流母线电压、电池电压、双有源全桥双向DC/DC变换器低压侧电流等信息量，通过低压侧所需要最优内移相角α_{p_opti}＝(1-m)π，在采用所述的中点对称原理后，对于双有源全桥双向DC/DC变换器最优内移相角α_{p_opti}，通过检测到的双有源全桥双向DC/DC变换器低压侧电流信息，通过电流环路控制信息得到双有源全桥双向DC/DC变换器内移相角α_p’，根据设定α_p＝min(α_{p_opti},α_p’)得到双有源全桥双向DC/DC变换器直流母线电压软启动移相角，结合防止上下桥臂出现直通需要配置死区时间α_{p1_DZ}与α_{p3_DZ}组成α_p1与α_p3，提供了两个最优调节自由度，低压侧最佳内移相角组合方式，在不改变双有源全桥双向DC/DC变换器发波方式情况下，实现双有源全桥双向DC/DC变换器实现直流母线电压软启动动方式。

该方法的原理描述如下：

参见图2所示的移相控制原理，S₁为第一上桥臂驱动信号，S₃为第二上桥臂驱动信号，通过调节S₁与S₃之间的内移相角来实现V_p电压，同样可以通过上述原理调节V_s电压，而对于V_p和V_s电压差(如图中粗实线所示)，不光需要调节V_p和V_s的内移相角，还需要调节V_p和V_s之间的外移相角来，来实现系统稳定控制策略。

定义m，令m＝N_psV_dc2/V_dc1，

在t0到t1时刻：

在t1到t2时刻：

在t2到t3时刻：

得到：

即，

因此，可计算原边的输出功率：

在此种情况下，要实现软开关，需要满足以下条件：

因此，可得软开关实现条件如下：

推导，

则有，

α_p＝(1-m)π。

图3示出了双有源全桥双向DC/DC变换器在未实施本实施例的直流母线电压软启动控制方法时的波形，其中G表示直流母线电压，P表示所述DC/DC变换器的低压侧电流，可以看出，在软启瞬间低压侧电流达到了155A，直流母线电压达到400v给定目标值，直流母线电压软启动时间为1.4s。

从图4中可以看到，在双有源全桥双向DC/DC变换器直流母线电压软启动过程中，低压侧所需要最优内移相角α_{p_opti}＝(1-m)π，在采用中点对称原理后，对于双有源全桥双向DC/DC变换器最优内移相角α_{p_opti}＝(1-m)π转换为α_{p1_opti}＝(1-m)π/2与α_{p3_opti}＝(1-m)π/2。

双有源全桥双向DC/DC变换器软启过程中，通过检测到的双有源全桥双向DC/DC变换器低压侧电流信息，通过电流环路控制信息得到双有源全桥双向DC/DC变换器内移相角α_p’，根据设定α_p＝min(α_{p_opti},α_p’)得到双有源全桥双向DC/DC变换器直流母线电压软启动移相角。由于双有源全桥双向DC/DC变换器低压侧上下桥臂互补，为考虑到器件安全，在使用过程中均需要配置死区时间，防止上下桥臂出现直通情况从而损坏器件，对于死区时间换算为相位角，记为α_{p1_DZ}与α_{p3_DZ}。结合双有源全桥双向DC/DC变换器最优内移相角α_{p_opti}与电流环路控制信息得到双有源全桥双向DC/DC变换器内移相角α_p’得到α_p＝min(α_{p_opti},α_p’)，得到：

对于双有源全桥双向DC/DC变换器低压侧寄存器配置需要与给定调节相位角相关联，假定配置为S₁为高有效，配置S₃为低有效，结合双有源全桥双向DC/DC变换器内移相角α_p实现双有源全桥双向DC/DC变换器软启，修正α_p1与α_p3角度与方向，得到：

由此，结合图5和图6所示，通过算法得到α_p1与α_p3角度与方向，结合给定的寄存器配置情况，结合图5所示的移相控制策略实现直流母线电压软启动。本实施例的双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动方法具体包括如下步骤：

S1、通过电压传感器、霍尔传感器分别采集电池电压Vbatt、直流母线电压Vbus和DAB低压侧电流Ibatt，将采集到的电压和电流经过调理电路，送至数字信号处理器(DSP)中，在DSP中通过模数转换得到实际采样信号量；

S2、根据步骤S1，计算m＝Vbatt×变压器变比/直流母线电压Vbus，根据结果得到双有源全桥双向DC/DC变换器最优内移相角α_{p_opti}＝(1-m)π；进一步地，最优内移相角α_{p_opti}＝(1-m)π考虑到ZVS、效率等指标，在实际过程中，可以根据侧重点，权衡最优移相角指标；

S3、根据步骤S1，通过电流环路控制信息得到双有源全桥双向DC/DC变换器内移相角α_p’；其中，控制策略可以采用经典闭环控制，也可以采用现代控制理论方式，本实施例给定为经典开环控制方式。

S4、根据系统硬件安全，寄存器配置参数，本实施例中的寄存器是指Epwm(Theenhanced pulse width modulator peripheral)寄存器，得到死区配置情况，换算得到死区时间换算为相位角，记为α_{p1_DZ}与α_{p3_DZ}；进一步地，死区配置需要结合硬件电路等性能安全指标来设定，对于α_{p1_DZ}与α_{p3_DZ}在硬件电路确定后，双有源全桥双向DC/DC变换器运行过程中一般不再改变；

S5、根据步骤S2、S3与S4，判断α_{p1_DZ}与min((1-m)π/2,α_p’/2)的大小关系，如果α_{p1_DZ}<min((1-m)π/2,α_p’/2)，α_p1＝π-min((1-m)π/2,α_p’/2)+α_{p1_DZ}；反之，则α_p1＝π-δ；其中，δ为给定寄存器最小输出值，主要用于防止数据溢出以及寄存器比较判断出现异常，一般经验值给定δ＝1；进一步地，所提供的两个移相角，采用中点对称方式，以为电能质量等最优指标考虑；

S6、根据步骤S2、S3与S4，判断α_{p3_DZ}与min((1-m)π/2,α_p’/2)的大小关系，如果α_{p3_DZ}<min((1-m)π/2,α_p’/2)，α_p3＝min((1-m)π/2,α_p’/2)+α_{p3_DZ}；反之，则α_p3＝δ；

S7、根据步骤S5与S6所得到的α_p1与α_p3两个最优调节自由度，低压侧最佳内移相角组合方式，在不改变双有源全桥双向DC/DC变换器发波方式情况下，结合Epwm(Theenhanced pulse width modulator peripheral)寄存器，给定低压侧四个开关S₁、S₂、S₃与S₄的四个驱动信号，作用得到双有源全桥双向DC/DC变换器低压侧硬件电路，实现双有源全桥双向DC/DC变换器实现直流母线电压软启动方式。

在上述实施例中，给定配置为S₁为高有效而S₃为低有效，因此，步骤S5、S6采用上述公式计算α_p1与α_p3。而在另外一些实施例中，寄存器配置及两个移相角可能不同，主要需要修正给定角度与方向，如给定配置为S₁低有效而S₃为高有效，只需要判断α_{p1_DZ}与min((1-m)π/2,α_p’/2)关系，如果α_{p1_DZ}<min((1-m)π/2,α_p’/2)，修正为α_p1＝min((1-m)π/2,α_p’/2)+α_{p1_DZ}，反之，α_p1＝δ，以及判断α_{p3_DZ}与min((1-m)π/2,α_p’/2)关系，如果α_{p3_DZ}<min((1-m)π/2,α_p’/2)，α_p3＝π-min((1-m)π/2,α_p’/2)+α_{p3_DZ}，反之，α_p3＝π-δ，在实施过程中，需要匹配α_{p1_DZ}与α_{p3_DZ}与硬件Epwm(The enhanced pulse width modulator peripheral)寄存器配置情况。

如图7所示，双有源全桥双向DC/DC变换器在实施本实施例的直流母线电压软启动方法后波形中，G为直流母线电压，P为双有源全桥双向DC/DC变换器低压侧电流，可以得到，在软启瞬间低压侧电流达到了41.3A与-43.1A，直流母线电压达到400v给定目标值，直流母线电压软启动时间为0.8s。

上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，是一种优选的实施例，其目的在于熟悉此项技术的人士能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限定本发明的保护范围。凡根据本发明的精神实质所作的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动方法，所述DC/DC变换器的低压侧包括开关S1、开关S2、开关S3及开关S4，所述开关S1和所述开关S2为第一上下互补桥臂，所述开关S3和所述开关S4为第二上下互补桥臂，其特征在于，所述直流母线电压软启动方法包括如下步骤：

S1、获取储能系统的电池电压Vbatt、直流母线电压Vbus；

S2、计算所述第一上下互补桥臂和所述第二上下互补桥臂的上桥臂驱动信号之间的最优内移相角α_{p_opti}＝(1-m)π，其中m＝Vbatt×变压器变比/Vbus；

S3、获取所述DC/DC变换器的内移相角α_p’；

S4、将寄存器死区时间换算为第一上桥臂驱动信号的相位角α_{p1_DZ}与第二上桥臂驱动信号的相位角α_{p3_DZ}；

S5、根据所述最优内移相角α_{p_opti}、所述内移相角α_p’及所述相位角α_{p1_DZ}，得到对应第一上桥臂驱动信号的调节自由度α_p1；

S6、根据所述最优内移相角α_{p_opti}、所述内移相角α_p’及所述相位角α_{p3_DZ}，得到对应第二上桥臂驱动信号的调节自由度α_p3；及

S7、根据步骤S5和S6得到的调节自由度α_p1与α_p3，在不改变所述DC/DC变换器发波方式情况下，结合寄存器，给定所述DC/DC变换器低压侧的四个开关S1、开关S2、开关S3及开关S4的驱动信号，实现所述DC/DC变换器的直流母线电压软启动。

2.根据权利要求1所述的直流母线电压软启动方法，其特征在于，

所述步骤S5中，比较所述相位角α_{p1_DZ}与min((1-m)π/2,αp’/2)，

如果α_{p1_DZ}<min((1-m)π/2,αp’/2)，则调节自由度

α_p1＝π-min((1-m)π/2,αp’/2)+α_{p1_DZ}；反之，则α_p1＝π-δ；

所述步骤S6中，比较所述相位角α_{p3_DZ}与min/(1-m)π/2,αp’/2)，

如果α_{p3_DZ}<min((1-m)π/2,αp’/2)，则调节自由度

α_p3＝min((1-m)π/2,αp’/2)+α_{p3_DZ}；反正，则α_p3＝δ；

其中，δ为给定的寄存器的最小输出值。

3.根据权利要求1所述的直流母线电压软启动方法，其特征在于，

所述步骤S5中，比较所述相位角α_{p1_DZ}与min((1-m)π/2,αp’/2)，

如果α_{p1_DZ}<min((1-m)π/2,αp’/2)，则调节自由度

α_p1＝min((1-m)π/2,α_p’/2)+α_{p1_DZ}；反之，则α_p1＝δ；

所述步骤S6中，比较所述相位角α_{p3_DZ}与min((1-m)π/2,αp’/2)，

如果α_{p3_DZ}<min((1-m)π/2,αp’/2)，则调节自由度

α_p3＝π-min((1-m)π/2,α_p’/2)+α_{p3_DZ}；反正，则α_p3＝π-δ；

其中，δ为给定寄存器最小输出值。

4.根据权利要求1所述的直流母线电压软启动方法，其特征在于，所述步骤S1中，所述电池电压Vbatt、所述直流母线电压Vbus经过调理电路，送至数字信号处理器中进行模数转换。

5.根据权利要求1所述的直流母线电压软启动方法，其特征在于，所述步骤S3中，通过电流环路控制、电压环路控制或功率环路控制获取所述内移相角α_p’，所述电流环路控制、电压环路控制或功率环路控制采用经典闭环控制或经典开环控制。

6.根据权利要求1所述的直流母线电压软启动方法，其特征在于，所述步骤S4中，所述寄存器为Epwm寄存器。

7.一种双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动方法，所述DC/DC变换器的低压侧包括开关S1、开关S2、开关S3及开关S4，所述开关S1和所述开关S2为第一上下互补桥臂，所述开关S3和所述开关S4为第二上下互补桥臂，其特征在于，所述直流母线电压软启动方法包括如下步骤：

S1、获取储能系统的电池电压Vbatt及直流母线电压Vbus；

S2、计算所述第一上下互补桥臂和所述第二上下互补桥臂的上桥臂驱动信号之间的最优内移相角α_{p_opti}＝(1-m)π，其中m＝Vbatt×变压器变比/Vbus；

S3、将寄存器死区时间换算为第一上桥臂驱动信号的相位角α_{p1_DZ}与第二上桥臂驱动信号的相位角α_{p3_DZ}；

S4、根据所述最优内移相角α_{p_opti}及所述相位角α_{p1_DZ}，得到对应第一上桥臂驱动信号的调节自由度α_p1；

S5、根据所述最优内移相角α_{p_opti}及所述相位角α_{p3_DZ}，得到对应第二上桥臂驱动信号的调节自由度α_p3；及

S6、根据得到的调节自由度α_p1与α_p3，在不改变所述DC/DC变换器发波方式情况下，结合寄存器，给定所述DC/DC变换器低压侧的四个开关S1、开关S2、开关S3及开关S4的驱动信号，实现所述DC/DC变换器的直流母线电压软启动；

所述步骤S4中，比较所述相位角α_{p1_DZ}与(1-m)π/2，如果α_{p1_DZ}<(1-m)π/2，则调节自由度α_p1＝π-(1-m)π/2+α_{p1_DZ}；反之，则α_p1＝π-δ；所述步骤S6中，比较所述相位角α_{p3_DZ}与(1-m)π/2，如果α_{p3_DZ}<(1-m)π/2，则调节自由度α_p3＝(1-m)π/2+α_{p3_DZ}；反正，则α_p3＝δ；

或，所述步骤S4中，比较所述相位角α_{p1_DZ}与(1-m)π/2，如果α_{p1_DZ}<(1-m)π/2，则调节自由度α_p1＝(1-m)π/2+α_{p1_DZ}；反之，则α_p1＝δ；所述步骤S6中，比较所述相位角α_{p3_DZ}与(1-m)π/2，如果α_{p3_DZ}<(1-m)π/2，则调节自由度α_p3＝π-(1-m)π/2+α_{p3_DZ}；反正，则α_p3＝π-δ；

其中，δ为给定的寄存器的最小输出值。

8.一种双有源全桥双向DC/DC变换器的直流母线电压软启动方法，所述DC/DC变换器的低压侧包括开关S1、开关S2、开关S3及开关S4，所述开关S1和所述开关S2为第一上下互补桥臂，所述开关S3和所述开关S4为第二上下互补桥臂，其特征在于，所述直流母线电压软启动方法包括如下步骤：

S1、通过电流环路控制得到所述DC/DC变换器的内移相角α_p’；

S2、将寄存器死区时间换算为第一上桥臂驱动信号的相位角α_{p1_DZ}与第二上桥臂驱动信号的相位角α_{p3_DZ}；

S3、根据所述内移相角α_p’及所述相位角α_{p1_DZ}，得到对应第一上桥臂驱动信号的调节自由度α_p1；

S4、根据所述内移相角α_p’及所述相位角α_{p3_DZ}，得到对应第二上桥臂驱动信号的调节自由度α_p3；及

S5、根据得到的调节自由度α_p1与α_p3，在不改变所述DC/DC变换器发波方式情况下，结合寄存器，给定所述DC/DC变换器低压侧的四个开关S1、开关S2、开关S3及开关S4的驱动信号，实现所述DC/DC变换器的直流母线电压软启动；

所述步骤S3中，比较所述相位角α_{p1_DZ}与α_p’/2，如果α_{p1_DZ}<α_p’/2，则调节自由度α_p1＝π-α_p’/2+α_{p1_DZ}；反之，则α_p1＝π-δ；所述步骤S4中，比较所述相位角α_{p3_DZ}与α_p’/2，如果α_{p3_DZ}<α_p’/2，则调节自由度α_p3＝α_p’/2+α_{p3_DZ}；反正，则α_p3＝δ；

或，所述步骤S3中，比较所述相位角α_{p1_DZ}与α_p’/2，如果α_{p1_DZ}<α_p’/2，则调节自由度α_p1＝α_p’/2+α_{p1_DZ}；反之，则α_p1＝δ；所述步骤S4中，比较所述相位角α_{p3_DZ}与α_p’/2，如果α_{p3_DZ}<α_p’/2，则调节自由度α_p3＝π-α_p’/2+α_{p3_DZ}；反正，则α_p3＝π-δ；

其中，δ为给定寄存器最小输出值。

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