CN1115800C - 使用多个天线来减轻镜面反射 - Google Patents

Abstract

在卫星通信系统(100)接收机(500，700，900)中使用多个接收天线(420A，420B)来减轻接收到的信号(202A，402A)的镜面反射(202B，402B)的影响的设备和方法。该系统包括用于分别接收沿第一和第二直接(202A，402A)和镜面传播路径(202B，402B)的卫星通信信号的第一和第二天线(420A，420B)以及用于组合信号(202A，202B，402A，402B，420A，420B)从而把获得的组合信号的信噪比最大化的数字最大比组合器(520)。

Description

使用多个天线来减轻镜面反射

技术领域

本发明涉及扩展频谱卫星通信系统中的分集处理。尤其是，本发明涉及使用多个通信来减轻镜面反射对信号接收的影响。

背景技术

基于卫星的典型通信系统包括至少一个地面基站、中央站或中枢(hub)(以下叫做信关(gateway))；至少一个用户终端、远程站或移动站(例如，移动电话)；以及在信关和用户终端之间转发通信信号的至少一个卫星。信关提供了从一个或多个用户终端至其它用户终端或诸如地面电话系统等所链接的通信系统的链路。

已开发了在大量系统用户之间传送信息的各种多址通信系统。这些技术包括时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)和码分多址(CDMA)扩展频谱技术，这些技术的基础在本领域内是公知的。在1990年2月13日授权的名为“使用卫星或地面转发器(repeater)的扩展频谱多址通信系统”的4,901,307号美国专利以及在1995年1月4日提交的名为“在扩展频谱通信系统中使用全频谱发送功率以跟踪各个接受者相位时间和能量的方法和设备”的08/368,570号美国专利申请中揭示了在多址通信系统中使用CDMA技术，这两个专利都已转让给本发明的受让人，并在这里引用作参考。

上述专利文件揭示了多址通信系统，其中大量普通移动或远程系统用户利用用户终端与其它系统用户或其它相连系统(诸如公共电话交换网等)的用户进行通信。用户终端使用CDMA扩展频谱型通信信号通过信关和卫星进行通信。

通信卫星形成波束，这些波束辐照(illuminate)通过把卫星通信信号投射到地球表面而产生的“点”。典型卫星波束的点图案包括以预定覆盖图案排列的大量波束。通常，每个波束包括覆盖公共地理区域的大量CDMA信道或所谓的子波束，每个占据不同的频带。

在典型的扩展频谱通信系统中，使用一组预选的伪随机噪声(PN)码序列在调制作为通信信号发送的载波信号前调制(即，“扩展”)预定频谱带上的信息信号。PN扩展，这一本领域内公知的扩展频谱发送方法产生了用以发送的信号，其带宽比基底(underlying)数据信号的带宽大得多。在前向通信链路中(即，在信关处始发并在用户终端处终结的通信链路中)，使用PN扩展码或二进制序列来区分由信关在不同波束上发送的信号，使用其定时来区分多路径信号。这些PN码由给定波束内的所有通信信号所共享，且通常由具有1.22Mhz数量级的预选码片(chip)周期或码片速率的28到215个代码码片构成，但其它代码长度和速率是公知的。

在典型的CDMA扩展频谱系统中，使用信道化的代码来区分在前向链路上的一个波束或CDMA信道内发送的用于特定用户终端或无线接收机的信号。即，通过使用独有的“信道化”正交码给前向链路上的每个用户终端提供独有的正交信道。一般，使用Walsh函数来实现信道化代码，其典型长度对于地面系统为64个代码码片的数量级，对于卫星系统为128个代码码片的数量级。然而，可根据需要利用其它类型的正交函数。

诸如在4,901,307号美国专利中所揭示的典型CDMA扩展频谱通信系统计划对前向链路用户终端通信使用相干调制和解调。在使用此途径的通信系统中，把“导频”载波信号(以下叫做“导频信号”)用作前向链路的相干相位基准。即，由信关在整个覆盖区域中发送不包含数据调制的导频信号。通常，由用于每个所使用频率的每个波束的每个信关即CDMA信道来发送单个导频信号。这些导频信号由接收来自信关的信号的所有用户终端所共享。

用户终端使用导频信号来获得对信关发送的其它信号的初始系统同步和定时、频率及相位跟踪。把从跟踪导频信号载波获得的相位信息用作其它系统信号或话务信号的相干解调的载波相位基准。许多话务信号可共享作为相位基准的公共导频信号，以提供更廉价且更有效的相位跟踪机构。

当用户终端未处于通信对话(session)(即，用户终端未在接收或发送话务信号)时，信关可使用公知为寻呼信号的信号把信息传达给该特定用户终端。例如，在已把一呼叫置于特定移动电话时，信关利用寻呼信号来提醒该移动电话。还使用寻呼信号来分布话务信道分配、访问信道分配和某些系统开销信息。

对于卫星系统，由于普通存在的多路径信号，反射用户终端接收机一般经历少量的合理信号退化。卫星信号倾向于以足够倾斜的角度到达，从而避免在地面蜂窝式系统中产生多路径信号的许多障碍物，大多数为建筑物。然而，用户终端将受到公知为镜面反射的问题或各种多路径信号的影响。

镜面反射是在接收到的信号的分量以等于接收到信号的入射角从诸如地面等表面散射时发生的。反射分量(叫做“镜面”分量)的特性是入射角与入射表面的电学特性、粗糙度及同质性的函数。对于许多卫星系统而言，镜面反射发生了相当长的时间。散射的信号被导入刚好超出地平面的接收机或接收天线。

对地面上一定高度的接收机天线，镜面分量可与直接信号分量相加，从而引起信号电平的明显退化。由于直接与镜面信号分量之间的相位变化，它们可能破坏性地或建设性地相互干扰。这可在一用户终端移动时或在卫星相对于接收机天线改变仰角(如在近地轨道卫星系统中)时导致信号电平或能量中产生大的振荡。此外，信号电平还可能落到低于充分接收或调制所需的电平以下。在导频信号的情况下，它们不可能适当地起到相位基准的作用，还妨碍了适当的信号接收或解调。在寻呼信号的情况下，不可能传达允许用户终端检测输入呼叫或选择适当访问信道的必要信息。

典型的卫星信号接收天线表现出增益值随接收到信号的仰角接近零或变负或低于天线的地平线而下降或“滚降”。镜面辐射由地面或其它光滑表面反射，并进入或被处于负仰角的天线接收，因而利用了较低的增益。

如果直接信号所经历的天线增益比镜面反射用的大得多，则直接信号强度占优势，且几乎不能或观察不到退化。这一般是以较高的仰角接收到的直接信号的情况。它们到达天线的较高增益区域，而镜面分量到达负增益区域。然而，天线增益通常随仰角的降低而慢慢减小。因此，以较低仰角接收到的直接和镜面信号经历类似的增益。在此情况下，镜而辐射的强度更接近直接信号的强度，而且引起较大的干扰和信号退化。即，来自镜面辐射的干扰将对较低仰角更明显。

需要一种减轻镜面反射的影响并保持或提高通信信号接收(尤其是对于卫星通信系统)的方法。

发明内容

本发明是一种在卫星系统接收机中使用多个天线来减轻镜面反射的影响的系统和方法。在本发明的一个实施例中，该系统包括第一天线，用于接收沿第一直接和镜面传播路径的卫星通信信号；偏离第一天线预定距离的第二天线，用于接收沿第二直接和镜面传播路径的卫星通信信号；以及用于组合第一和第二天线接收到的信号从而使获得的组合信号的信噪比最大化的组合器或装置。组合装置可以是数字最大比组合器，该组合器在把每个信号与其它信号组合前根据其各个信噪比对每个信号进行加权。本发明可延到使用两个以上的接收天线，这对于有关领域内的技术人员来说是明显的。

在一个实施例中，在组合前把接收到的信号减小到数字基带信号。在另一个实施例中，首先把接收到的信号以RF或IF频率组合。在此初始组合前把时间延迟引入这些信号之一。根据所施加的时间延迟，使用搜索接收机(rakereceiver)来区分第一和第二天线在基带处接收到的信号。然后，组合基带数字信号，从而把信噪比最大化。

本发明的一个优点是，使得在没有多路径信号时增大接收到的信号的信噪比。

本发明的另一个优点是，使得减轻安装于车辆的接收机的路径障碍和多路径衰落。

附图概述

从以下详细地描述并结合附图将使本发明的特征和优点变得更加明显起来，图中相同的标号表示相同或在功能上类似的元件。此外，标号最左边的数字与首次出现该标号的图一致。

图1示出典型的卫星通信系统；

图2a和2b示出前向链路卫星通信信号的直接和镜面分量之间的一般地理关系；

图3示出对于使用单个天线的接收机，以dB测得的归一化的信噪比(SNR)对以度测得的仰角ψ的曲线图；

图4a和4b示出双天线组件的图2a和2b的地理关系；

图5示出适用于实现本发明一个实施例的用户终端接收机的电路方框图；

图6代表图5的实施例的归一化SNR对仰角的曲线图；

图7示出适用于实现本发明另一个实施例的接收机的电路方框图；

图8代表本发明另一个实施例的归一化SNR对仰角的曲线图；以及

图9示出适用于实现本发明再一个实施例的接收机的电路方框图。

本发明的较佳实施方式

I.介绍

本发明是一种在卫星通信系统中使用多个天线来减轻镜面反射的影响的设备和方法。以下详细地讨论本发明的较佳实施例。在讨论特定步骤、配置和安排时，应理解这只是为了说明的目的。有关领域内的技术人员将知道可使用其它步骤、配置和安排而不背离本发明的精神和范围。

将以五部分来描述本发明。第一，描述典型的卫星通信系统。第二，说明镜面反射的特性。第三，提出数字组合方案。第四，提出模拟组合方案。最后，描述本发明的其它应用。

II.典型的卫星通信系统

在图1中示出使用无线和信关或基站的示例无线通信系统100。在一较佳实施例中，通信系统100是CDMA扩展频谱卫星通信系统，但这不是本发明所必需的。通信系统100包括一个或多个信关102(102A，102B)、卫星104(104A，104B)和用户终端106(106A，106B，106C)。

每个用户终端106具有或包括诸如无线电话等无线通信装置，但不限于此，还计划使用数据传送装置(例如，便携式接收机、个人数据助理、调制解调器)。用户终端106一般有三种类型：通常为手持式的便携式用户终端106A；通常安装在车辆内的移动用户终端106B；以及通常安装在永久性结构内或上的固定用户终端106C。有时还根据喜好，在某些通信系统中把用户终端叫做用户单元、移动站或简单地叫做“用户(user)”或“用户(subscriber)”。

信关102(这里102A)也指通过卫星104(104A和/或104B)与用户终端106进行通信的各系统中的基站、中枢或固定站。一般，利用多个卫星来遍历(traverse)诸如近地轨道(LEO)或中间轨道(MEO)等中的不同轨道平面，但不限于此。然而，本领域内的技术人员容易理解如何把本发明应用于各种卫星系统、信关或基站配置或其它移动的非卫星信号源。可在某些系统中使用地面基站108(也叫做小区站点或小区站)与用户终端106直接通信。通常，这样的基站(108)和卫星/网关是分开的通信系统(指基于地面和卫星)的部件，但这不是必需的。这些系统中的基站、信关和卫星的总数与所需的系统容量和本领域内众所周知的其它因素有关。信关和基站还可连到给它们提供系统范围的控制或信息的一个或多个系统控制器，并可连到公共电话交换网(PSTN)。

III.镜面反射

在典型的卫星通信系统中，前向链路(即，在卫星104处始发并在用户终端106处终结的通信链路)通常经历以Rician为特征的衰落。相应地，接收到的信号由直接分量与具有瑞利(Rayleigh)衰落特性的多重反射分量相加而成。依据用户终端通信及用户终端周围的环境，直接与反射分量之间的功率比通常在6到10dB的数量级。由于这种多路径信号之间的破坏性干扰使接收到的信号明显退化继而导致用户终端接收机性能的下降。

已提出各种方法来减轻多重反射信号分量的破坏性影响。在1992年4月28授权的名为“CDMA蜂窝式电话系统中的分集接收机”的5,109,390号共同拥有的美国专利中揭示了一个这样的方法，这里引用所揭示的内容作为参考。该专利揭示了一种分集接收机(也叫做“搜索”接收机)，用以通过相干地组合多路径信号的分量来对抗信号衰落。

一特具破坏性的多路径分量(公知为“镜面”反射)是一从地面反射的多路径分量。在图2(2a和2b)中示出前向链路卫星通信信号的直接与镜面分量之间的一般地理关系。为了说明信号交互作用的本质和所提出的问题，夸大了图2内入射与反射的相对角度。

在图2a中，便携式用户终端106A设有天线220，在图2b中，移动用户终端106B设有天线220。对本领域内的技术人员很明显的是，用户终端的相对垂直高度和位置依照应用和终端的不同而改变，为了便于讨论，图(2a，2b，4a和4b)对仰角使用共同的标记，这不是限制而是它们在所有应用中均相同。

天线220(2a和2b)接收来自卫星104A的沿直接传播路径的直接信号分量202A。天线220还接收从诸如地球表面等大型的相对光滑(在有关频率处)的平面物体204、位置或区域206反射的镜面信号分量202B。卫星104处于仰角ψ。由于此系统中的用户终端接收到的信号在离开天线如此大的距离处始发，所以直接信号分量202A与至反射点206的直接分量202C几乎平行。这两个直接分量分开极小的偏移或角度。对分量202C和镜面分量202B所获得的入射和反射角都近似ψ。即，直接与镜面信号分量几乎平行。

通信信号的直接与镜面分量之间的干扰可引起明显的退化。根据接收天线220的辐射分布图，这种退化可能超过6dB的信号损耗值。在诸如目前所设计的控制频谱系统等低功率卫星通信系统中，这种退化可能非常明显。

参考示出计算机模拟结果的图表来表现镜面反射的影响。图3示出以dB测得的归一化信噪比(SNR)对以度测得的仰角ψ的这种曲线图。该图示出两条曲线：E_direct(E_直接)和E_total(E_总)。示为实线的E_direct曲线代表天线220处的前向链路通信信号的直接分量202A的电场的幅值。示为虚线的E_total曲线代表天线220处的直接和镜面分量的总电场的幅值。如E_total曲线所示，镜面分量在低仰角处所引起的SNR退化是明显的。

解决这个问题的一个途径是设计一种在正的仰角处具有高的增益而在负负的仰角处具有低的增益的天线。不幸的是，设计诸如电话等手持式或移动无线装置所需的具有大的增益变化的小天线是不切实际的。然而，发明人已发现，通过使用垂直偏离已知距离的两个天线并如下所述组合这两个天线接收到的信号，可减轻低仰角处的镜面反射所引起的SNR退化。

图4a和4b分别示出图2a和2b的地理关系，但它使用一双元件天线直接或系统。在图4a和4b中，由具有两个元件420A和420B的天线来替代用户终端106A和106B的单个天线220。元件420A位于地面204上方的高度h′处，天线420B位于地面204上方的高度h处。天线420A接收在卫星104A处始发的前向链路通信信号的直接信号分量402A和作为在点206′处反射的信号402C的镜面分量402B。天线420B接收在卫星104A处始发的前向链路通信信号的直接分量202A和镜面分量202B。如上所述，从卫星104A到达的镜面分量202B和402B(它们基本上平行)的入射和反射角近似于ψ。

虽然把天线420A和420B示作同一天线结构内的两个元件，但其它配置也是可能的，而不背离本发明的精神和范围。例如，可把天线安装在两个分开的分离支柱或天线杆上，只要保持所需的垂直高度关系。

可使用具有不同反射系数的水平和垂直分量来表现镜面分量的特性。对于水平、横向电学或垂直偏振(polarization)，入射的电矢量E垂直于入射平面，且反射系数ρ_h定义为反射与入射电场之比，或： ${\mathrm{\ρ}}_h=\frac{\sin \mathrm{\ψ}-\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_c-{\cos }^2\mathrm{\ψ}}}{\sin \mathrm{\ψ}+\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_c-{\cos }^2\mathrm{\ψ}}},------\left(1\right)$ 这里，ε_c为相对复数介电常数，ψ为仰角。对于垂直、横向磁性或平行偏振，入射E矢量平行于入射平面，且反射系数ρ_v定义为反射对入射磁场之比，或： ${\mathrm{\ρ}}_v=\frac{{\mathrm{\ϵ}}_c\sin \mathrm{\ψ}-\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_c-{\cos }^2\mathrm{\ψ}}}{{\mathrm{\ϵ}}_c\sin \mathrm{\ψ}+\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_c-{\cos }^2\mathrm{\ψ}}},------\left(2\right)$ 在完美导体的表面处，ε_c→∞，ρ_h→-1，且ρ_v→1。

对于从卫星104A以仰角ψ和天线高度h到达天线420B的左旋圆(1eft-hand circularly)偏振(LCP)波，接收机天线处的入射与反射电场的矢量由以下关系式给出： ${\stackrel{-}{E}}_{\mathrm{inc}}\left(\mathrm{\ψ}\right)=A(\hat{h}+j\hat{v})/\sqrt{2}-------\left(3\right)$ ${\stackrel{-}{E}}_{\mathrm{ref}}\left(\mathrm{\ψ}\right)=\frac{A}{\sqrt{2}}{e}^{\mathrm{jk}\left(2h\sin \mathrm{\ψ}\right)}(\hat{h}{\mathrm{\ρ}}_h+j\hat{v}{\mathrm{\ρ}}_v)-----\left(4\right)$ 这里， 和 分别是水平和垂直单位矢量，k＝2π/λ。天线接收到的具有场增益函数 g的总电场的幅值由以下关系式给出： $E_{\mathrm{total}}=\stackrel{-}{g}\left(\mathrm{\ψ}\right){\·\stackrel{-}{E}}_{\mathrm{inc}}\left(\mathrm{\ψ}\right)+\stackrel{-}{g}(-\mathrm{\ψ})\·{\stackrel{-}{E}}_{\mathrm{ref}}\left(\mathrm{\ψ}\right),-------\left(5\right)$

这里 $\stackrel{-}{g}\left(\mathrm{\ψ}\right)=g_h^{+}\hat{h}+g_h^{+}\hat{v}\mathrm{and}\stackrel{-}{g}(-\mathrm{\ψ})=g_h^{-}\hat{h}+g_h^{-}\hat{v}.$

因而， $E_{\mathrm{total}}=\frac{A}{\sqrt{2}}[g_h^{+}+{\mathrm{jg}}_v^{+}+(g_h^{-}{\mathrm{\ρ}}_h+{\mathrm{jg}}_v^{-}{\mathrm{\ρ}}_v)e^{\mathrm{jk}\left(2h\sin \mathrm{\ψ}\right)}]-------\left(6\right)$ 可相对于各个分量把后一关系式分成直接(E_d)和镜面(E_s)项，这样导出：

    E_total＝E_d+E_s                   (7)注意，镜面项中的相位因子使得E_total随ψ的函数而改变。由于此变化具有cos(khsinψ)的形状，所以E_total中的振荡次数随仰角的增加而减少。

对于具有与第一天线420B相同的增益函数的位于高度h′处的第二天线420A，可把接收到的总电场表示为： $E_{\mathrm{total}}=\frac{A}{\sqrt{2}}{e}^{\mathrm{jk}(h-H)\sin \mathrm{\ψ}}[g_h^{+}+{\mathrm{jg}}_v^{+}+(g_h^{-}{\mathrm{\ρ}}_h+{\mathrm{jg}}_v^{-}{\mathrm{\ρ}}_v)e^{\mathrm{jk}\left({2h}^{\′}\sin \mathrm{\ψ}\right)}]-----\left(8\right)$

可依据以下关系式把此表达式(8)分成直接与镜面项：

     E′_total＝e^{jk(h-h′)sinψ}(E_d+E_s)          (9)注意，直接分量所具有的相位差k(h-h′)sinψ将在该量等于(2n+1)π时抵销。通过沿垂直方向把两个天线分开预定距离h-h′，可相对于预定仰角ψ_c把SNR的退化减到最小，如以下关系式所示： ${\mathrm{\ψ}}_c={\sin }^{-1}\left(\frac{2n+1}{4|h^{\′}-h|/\mathrm{\λ}}\right)------\left(10\right)$ 依据有关领域内所公知的各种因素来选择预定仰角ψ_c。在一较佳实施例中，预定仰角ψ_c近似于15°。

IV.数字组合方案

在本发明的一个实施例中，在组合前把每个天线接收到的信号转换成数字基带信号。在图5中示出适用于实现本发明的该实施例的用户终端接收机500的电路方框图。这里，接收机500包括用以接收来自一个或多个卫星104(104A，104B)的通信信号的两个天线420A和420B，且最好对每个天线使用分开的接收机链。对有关领域内的技术人员明显的是，接收机系统500可包括两个以上的天线和接收机链。

接收机500还包括数字最大比组合器520，用于把每个接收机链所产生的数字信号相组合来产生组合的输出信号530。输出信号530为数字数据信号，对有关领域内的技术人员明显地的是，可把该信号传递到声码器或其它公知的电路或装置以进行进一步的处理。数字最大比组合器520在组合信号前根据其SNR对每个数字信号进行加权，从而把输出信号530的SNR最大化。

每个接收机链包括低噪声放大器(LNA)504、混频器506、模拟接收机508和数字接收机510。混频器506把LNA504所产生的放大信号与本机振荡器信号组合，以把接收到的信号从RF下变频到IF频率。模拟接收机508包括把IF信号的频率减小到基带的下变频器。模拟接收机508还包括把模拟基带信号转换成数字信号的模拟-数字转换器。数字接收机510根据需要对此数字信号进行解扩展和解调，并提供纠错和其它公知的信号处理操作。数字接收机510的输出为数字数据信号。然后，由数字最大比转换器520把数字接收机510所产生的数字数据信号进行相干组合，从而使合成输出信号530的信噪比最大化。

图6示出两条曲线：E_single(E_单个)和E_combined(E_组合)的归一化SNR对仰角ψ(ψ_c＝15°)的曲线图。在图6中以虚线所表示的E_single曲线代表在单个天线情况下接收到的总电场的幅值，且对应于图3的E_total曲线。在图6中以实线所表示的E_combined曲线代表数字组合方案的电场的幅值。从该曲线图很明显的是，数字组合方案不仅是在15°的预定仰角处，而且也在整个仰角范围上导致明显的SNR增益。

V.模拟组合方案

在本发明的另一实施例中，在下变频前初始组合天线420接收到的信号，所以只需要一个接收机链。在初始组合前把时间延迟加到接收到的信号之一，从而可由搜索接收机来区分接收到的信号。然后，如数字组合方案，由数字最大比组合器来组合搜索接收机所产生的两个数字数据信号。

图7示出适用于实现本实施例的接收机700的电路方框图。接收机700包括延迟单元712、组合器714、搜索器(searcher)接收机716、数字接收机510和数字最大比组合器520。搜索器接收机716与数字接收机510形成诸如1992年4月28日授权的名为“CDMA蜂窝式电话系统中的分集接收机”的5,109,390号共同拥有的美国专利中所揭示的搜索接收机，这里引用其内容作为参考。

延迟单元712把时间延迟加到天线420B接收到的信号上，从而搜索接收机可区分天线420A和420B接收到的信号。在一较佳实施例中，时间延迟的幅值大于一个码片的时间。在1997年5月13日提交的名为“多个天线的检测和选择”的08/855，242(代理档案号PA415)的共同拥有的待批申请中揭示了一个类似的延迟方案，这里引用作为参考。

组合器714以对有关领域内的技术人员明显地的方式组合两个接收到的信号。混频器506如上所述对组合的信号进行下变频。模拟接收机508也如上所述把IF信号下变频到数字基带信号。搜索器接收机716根据时间延迟来区分两个天线接收到的信号并把每个信号传送到不同的数字接收机510。数字接收机510如上所述对接收到的信号进行解扩展和解调等。然后，数字最大比组合器520把数字接收机510所产生的数字数据信号相干组合，从而把合成输出信号530的信噪比最大化。

图8示出两条曲线：E_single(E_单个)和E_combined(E_组合)的归一化SNR对仰角ψ(ψ_c＝15°)的曲线图。在图8中以虚线所表示的E_single曲线代表在单个天线情况下接收到的总电场的幅值，且对应于图3的E_total曲线。在图8中以实线所表示的E_combined曲线代表本发明的模拟组合方案的电场的幅值。从该曲线图很明显的是，模拟组合方案也导致SNR增益。

在模拟组合实施例的另一个实现中，如图9所示，可在下变频后延迟和组合接收到的信号。这使得可在中频而不是在较高的通信信号RF频率处实现延迟单元912和组合器714。由于这些元件更容易制造，这将明显地减少成本。对相关领域内的技术人员很明显的是，其它实现也是可能的而不背离本发明的精神和范围。

VI.其它应用

本发明的应用不限于减轻镜面反射的影响。本发明的实施例还非常适用于如下所述的至少两个另外的应用。

在一个实施例中，本发明用于减轻诸如移动用户终端106B等安装于车辆的用户终端的路径障碍和路径衰落。便携式和移动用户终端有时会碰到附近的结构和植物所引起的路径障碍。当用户终端在移动时，这些障碍变得随时间而变化。类似地，可能出现由结构或植物产生多路径信号的情况。

在本发明的一个实施例中，接收机天线位于车辆上，从而由小的或薄的障碍物所引起的被遮蔽区域不同时包围所有的天线。类似地，在所有天线处同时产生破坏性多路径干扰的可能性小于在单个天线处产生破坏性多路径干扰的可能性。

在另一个实施例中，使用本发明的数字组合方案来提高在没有多路径干扰的环境下的非多路径信号的信噪比(SNR)。即使在多路径信号不存在时，也可使用多个天线和数字组合来提高接收机性能。再参考图5，如果天线420A和420B接收到的信号是同一信号，则输出信号530的SNR为单个天线时的两倍。对有关领域内的技术人员很明显的是，此原理可延伸到更多数目的天线元件。

VII.结论

虽然以上描述了本发明的各实施例，但应理解，它们是通过举例提出的，而非限制。有关领域内的技术人员应理解，可在其中进行各种形式和细节上的变化而不背离本发明的精神和范围。因而，本发明不限于以上所述的任一示例实施例，而应仅依据以下权利要求书及其等价物来限定。

Claims (11)

1.一种卫星通信系统中的接收机，包括：

第一天线，用于接收沿第一直接传播路径和第一镜面传播路径的卫星通信信号；

偏离所述第一天线预定距离的第二天线，用于接收沿第二直接传播路径和第二镜面传播路径的所述卫星通信信号；以及

用于组合所述第一和第二天线接收到的所述信号以把获得的组合信号的信噪比最大化的装置，

其中所述第二天线沿垂直方向偏离所述第一天线，所述预定距离相对于预定仰角使所述信号的直接与镜面分量之间的干扰最小。

2.如权利要求1所述的接收机，其特征在于所述组合装置包括用于在组合前根据每个信号的信噪比对每个信号进行加权的装置。

3.如权利要求2所述的接收机，其特征在于还包括：

信号延迟单元，具有一个输入端口和一个输出端口，所述输入端口电气耦合到所述第二天线；

模拟组合器，具有两个输入端口和一个输出端口，所述输入端口中的第一个电气耦合到所述第一天线，所述输入端口中的第二个电气耦合到所述信号延迟单元的所述输出端口；以及

电气耦合到所述模拟组合器的所述输出端口的搜索器接收机装置，用于根据所述信号延迟单元所加的时间延迟来区分所述第一天线接收到的所述信号与所述第二天线接收到的所述信号。

4.如权利要求3所述的接收机，其特征在于所述通信信号为码分扩展频谱型信号，时间延迟构成大于一个码片的时间。

5.如权利要求4所述的接收机，其特征在于还包括电气耦合在所述模拟组合器和所述搜索器接收机装置之间的模拟接收机装置。

6.如权利要求5所述的接收机，其特征在于还包括电气耦合到所述模拟接收机装置、所述搜索器接收机装置和所述组合装置的数字接收机装置。

7.如权利要求1-6中任一项所述的接收机，其特征在于所述预定仰角近似于15°。

8.一种使用多个天线来减轻卫星通信系统中的镜面反射的方法，其特征在于包括以下步骤：

在第一天线处接收沿第一直接传播路径和第一镜面传播路径的卫星通信信号；

在第二天线处接收沿第二直接传播路径和第二镜面传播路径的所述卫星通信信号，所述第二天线偏离所述第一天线预定的距离；以及

组合所述第一和第二天线接收到的所述信号以把获得的组合信号的信噪比最大化，

其中还包括使所述第二天线沿垂直方向偏离所述第一天线的步骤，其中选择所述预定距离以相对于预定仰角使所述信号的直接与镜面分量之间的干扰最小。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于所述组合步骤包括在组合前根据每个信号的信噪比对每个信号进行加权的步骤。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于还包括以下步骤：

把在所述第二天线处接收到的所述信号延迟预定的时间延迟；以及

根据所述预定时间延迟来区分所述第一天线接收到的所述信号与所述第二天线接收到的所述信号。

11.如权利要求8到10中任一项所述的方法，其特征在于所述预定仰角近似于15°。

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