CN111525824B - Ipop型三电平降压变换器系统模型预测控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种IPOP型三电平降压变换器系统模型预测控制方法，属于电力电子技术领域。该方法首先采样系统当前时刻的输入电压、输出电压和每台三电平降压变换器当前时刻的飞跨电容的电压、滤波电感的电流；然后辨识系统的负载电阻，继而求解系统的电流指令；接着预测下一时刻每台三电平降压变换器的飞跨电容的电压、滤波电感的电流；最后根据每台三电平降压变换器电流代价函数、电压代价函数求解每台三电平降压变换器功率开关管的占空比。该控制方法具有无需复杂的参数整定、动态响应快、易于扩展等特点，且能够很好的实现飞跨电容电压的均衡和各三电平降压变换器功率的均分。

Description

IPOP型三电平降压变换器系统模型预测控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种IPOP型三电平降压变换器系统模型预测控制方法。

背景技术

随着能源技术发展，中大功率电能变换系统的需求也日益增长，而电力电子变换器在中大功率场合也得到越来越广泛的应用。目前在中小功率场合，现有的电力电子器件已基本符合要求，然而在一些大功率应用场合，电力电子器件仍不能满足要求。

为了适应大功率电能变换的场合，国内外许多研究学者提出多电平电路拓扑和变换器并联技术。其中，三电平降压变换器功率开关管和功率二极管所承受的电压仅为母线电压的1/2，可以采用耐压较低的器件实现高压大功率输出，同时电平数增加可以降低输出电压、电流纹波。将多台三电平降压变换器输入、输出并联(IPOP)可进一步提高系统功率，而采用交错并联控制可进一步降低输出电压、电流纹波，提高电能变换质量。

传统的PI控制方法需要复杂的参数整定，且随着三电平降压变换器台数的增多，其动态响应、功率均分效果也愈加难以满足要求。因此，设计一种无需复杂的参数整定、动态响应快、功率均分效果好且易于扩展的IPOP型三电平降压变换器系统控制方法，仍是亟待研究的问题。目前，针对该问题的研究相对较少，类似相关专利、文献有：

1、中国发明专利(公开号CN 109638931 A)于2019年4月16日公开了《多DC-DC并联的功率变换器系统模型预测控制方法及系统》，该发明提出一种适用于多台DC-DC并联的功率变换器系统模型预测控制方法及系统。但是该发明的代价函数需包含各变换器的电感电流，不利于系统的模块化设计，且控制对象仅为电感电流，适用于电池充放电领域，无负载电阻辨识，无法应用于负载突变时需要稳定输出电压的场合。

2、中国发明专利(公开号CN 110649808 A)于2020年1月3日公开了《交错并联DC-DC变换器的切换控制方法、控制器及系统》，该发明提出了一种交错并联DC-DC变换器的切换控制方法、控制器及系统。但是该发明电压外环仍然采用PI控制，应用时仍需要整定参数，且并未推广至多相(3相及以上)变换器IPOP的场合。

3、题为“适用于Boost三电平变换器的模型预测控制方法”，《电力自动化设备》，2019年第三期90-96页的文章，该文章针对三电平Boost变换器提出一种模型预测控制方法，但是该文章也仅仅对单个变换器模型预测控制进行了研究。

上述方法均不能很好地应用于IPOP型三电平降压变换器的控制中，因此需要设计一种无需复杂的参数整定、动态响应快、功率均分效果好且易于扩展的IPOP型三电平降压变换器系统控制方法。

发明内容

为克服上述控制方法的不足，本发明提出一种IPOP型三电平降压变换器系统模型预测控制方法，该控制方法具有无需复杂的参数整定、动态响应快、易于扩展等特点，且能够很好的实现飞跨电容电压的均衡和各三电平降压变换器功率的均分。

本发明的是这样实现的，本发明提供了一种IPOP型三电平降压变换器系统模型预测控制方法，应用该控制方法的IPOP型三电平降压变换器系统的拓扑结构包括输入直流电压源V_in、输入滤波电容C_in、n台三电平降压变换器、输出滤波电容C_o、负载R_L；

所述输入滤波电容C_in与输入直流电压源V_in并联，输入直流电压源V_in的直流正母线记为O_in ⁺、直流负母线记为O^-、输出正母线记为O_o ⁺；所述负载R_L的正极与输出正母线O_o ⁺相连接，负载R_L的负极与输入直流电压源V_in的直流负母线O^-相连接；所述输出滤波电容C_o与负载R_L并联；

所述n台三电平降压变换器结构相同，将n台三电平降压变换器中的任意一台三电平降压变换器记为变换器m，m＝1，2…n；所述变换器m包括功率开关管S_m1，S_m2、功率二极管D_m1，D_m2、飞跨电容C_fm、滤波电感L_m；所述功率开关管S_m1集电极与直流正母线O_in ⁺相连接，所述功率开关管S_m2集电极与功率开关管S_m1发射极相连接，所述功率二极管D_m1负极与功率开关管S_m2发射极相连接，所述功率二极管D_m2负极与功率二极管D_m1正极相连接，功率二极管D_m2正极与直流负母线O^-相连接；所述飞跨电容C_fm一端与功率开关管S_m2集电极相连接、另一端与功率二极管D_m1正极相连接；所述滤波电感L_m一端与功率开关管S_m2发射极相连接、另一端与输出正母线O_o ⁺相连接；

本控制方法在每个控制周期内，通过采样、负载电阻辨识、电流指令计算和模型预测，求解得到变换器m的占空比，具体地，设控制周期为T_s，一个控制周期内的步骤如下：

步骤1，采样变换器m的当前时刻滤波电感L_m的电流i_Lm(k)、变换器m的当前时刻飞跨电容C_fm的电压V_Cfm(k)，采样系统的当前时刻输入电压V_in(k)、系统的当前时刻输出电压V_o(k)；

步骤2，根据系统的当前时刻输出电压V_o(k)、系统的上一时刻输出电压V_o(k-1)、变换器m的当前时刻滤波电感L_m的电流i_Lm(k)计算系统的负载R_L，其表达式为：

根据系统的负载R_L计算每台三电平降压变换器的等效负载R_n以实现每台三电平降压变换器的功率均分，等效负载R_n的表达式为：

步骤3，令一个控制周期T_s内系统的当前时刻输出电压V_o(k)为常数，根据给定的系统的输出电压指令V_oref和步骤2计算出的每台三电平降压变换器的等效负载R_n，计算变换器m的电流指令i_Lref，其表达式为：

步骤4，预测变换器m的下一时刻滤波电感L_m的电流i_Lm(k+1)，其表达式为：

其中，P_m1为变换器m的功率开关管S_m1的占空比，记为占空比P_m1，P_m2为变换器m的功率开关管S_m2的占空比，记为占空比P_m2；

步骤5，预测变换器m的下一时刻飞跨电容C_fm的电压V_Cfm(k+1)，其表达式为：

步骤6，令系统控制目标为：变换器m的下一时刻滤波电感L_m的电流i_Lm(k+1)跟随电流指令i_Lref、变换器m的下一时刻的飞跨电容C_fm的电压V_Cfm(k+1)跟随0.5V_in(k)，构建变换器m的电流代价函数J_m1(k)和电压代价函数J_m2(k)，其表达式为：

J_m1(k)＝(i_Lref-i_Lm(k+1))² (6)

J_m2(k)＝(0.5V_in(k)-V_Cfm(k+1))² (7)

将公式(4)代入公式(6)、公式(5)代入公式(7)，得到变换器m的电流代价函数J_m1(k)和电压代价函数J_m2(k)的另一种表达式：

步骤7，令变换器m的电流代价函数J_m1(k)对占空比P_m1的偏导等于0、电压代价函数J_m2(k)对占空比P_m2的偏导等于0，即：

将公式(8)、公式(9)代入公式(10)，得到占空比P_m1和占空比P_m2的表达式：

其中：

A＝-2C_fm(V_Cfm(k))²+2L_mi_Lm(k)i_Lref+2V_o(k)T_si_Lm(k) (13)

B＝3C_fmV_Cfm(k)V_in(k)+2L_mi_Lm(k)i_Lref+2V_o(k)T_si_Lm(k) (14)。

相对于现有技术，本发明的有益效果为：

1、本发明所述的一种IPOP型三电平降压变换器系统模型预测控制方法提高了系统的拓展性，利于系统的模块化设计；

2、本发明所述的控制方法无需复杂的参数整定，控制过程更加简单；

3、对于IPOP型三电平降压变换器系统，本发明在均衡各变换器飞跨电容电压、均分各变换器功率的同时，提高了系统的动态响应。

附图说明

图1为IPOP型三电平降压变换器拓扑图。

图2为本发明IPOP型三电平降压变换器系统结构图。

图3为本发明IPOP型三电平降压变换器系统模型预测控制方法控制流程图。

图4为本发明系统的输出电压指令V_oref由450V突变至500V时，系统的输出电压V_o波形图。

图5为本发明系统的输出电压指令V_oref由450V突变至500V时，三台变换器滤波电感的电流波形图。

图6为本发明系统的输出电压指令V_oref由450V突变至500V时，三台变换器飞跨电容的电压波形图。

图7为本发明系统的负载R_L由1.5Ω突变至1.2Ω时，系统的输出电压V_o波形图。

图8为本发明系统的负载R_L由1.5Ω突变至1.2Ω时，三台变换器滤波电感的电流波形图。

图9为本发明系统的负载R_L由1.5Ω突变至1.2Ω时，三台变换器飞跨电容的电压波形图。

图10为本发明系统的输入电压V_in由1000V突变至1200V时，系统的输出电压V_o波形图。

图11为本发明系统的输入电压V_in由1000V突变至1200V时，三台变换器滤波电感的电流波形图。

图12为本发明系统的输入电压V_in由1000V突变至1200V时，三台变换器飞跨电容的电压波形图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行进一步的说明。

图1是本发明所涉及的IPOP型三电平降压变换器拓扑图。由图1可见，应用该控制方法的IPOP型三电平降压变换器系统的拓扑结构包括输入直流电压源V_in、输入滤波电容C_in、n台三电平降压变换器、输出滤波电容C_o、负载R_L。

所述输入滤波电容C_in与输入直流电压源V_in并联，输入直流电压源V_in的直流正母线记为O_in ⁺、直流负母线记为O^-、输出正母线记为O_o ⁺；所述负载R_L的正极与输出正母线O_o ⁺相连接，负载R_L的负极与输入直流电压源V_in的直流负母线O^-相连接；所述输出滤波电容C_o与负载R_L并联。

所述n台三电平降压变换器结构相同，将n台三电平降压变换器中的任意一台三电平降压变换器记为变换器m，m＝1，2…n；所述变换器m包括功率开关管S_m1，S_m2、功率二极管D_m1，D_m2、飞跨电容C_fm、滤波电感L_m；所述功率开关管S_m1集电极与直流正母线O_in ⁺相连接，所述功率开关管S_m2集电极与功率开关管S_m1发射极相连接，所述功率二极管D_m1负极与功率开关管S_m2发射极相连接，所述功率二极管D_m2负极与功率二极管D_m1正极相连接，功率二极管D_m2正极与直流负母线O^-相连接；所述飞跨电容C_fm一端与功率开关管S_m2集电极相连接、另一端与功率二极管D_m1正极相连接；所述滤波电感L_m一端与功率开关管S_m2发射极相连接、另一端与输出正母线O_o ⁺相连接。

在本实施例中，具体参数如下：系统的额定输入电压V_inw＝1000V，额定输出电压V_ow＝450V，额定负载R_Lw＝1.5Ω，滤波电感L_m＝600uH，飞跨电容C_fm＝40uF，输入滤波电容C_in＝600uF，输出滤波电容C_o＝660uF，控制周期T_s＝0.1ms，三电平降压变换器台数为3(n＝3)。

图2为本发明IPOP型三电平降压变换器系统结构图，由图2可见，本发明控制方法具有良好的扩展性，能够灵活方便地配置系统三电平降压变换器台数，即功率等级。

图3为本发明IPOP型三电平降压变换器系统模型预测控制方法控制流程图。由图3可见，本控制方法在每个控制周期内，通过采样、负载电阻辨识、电流指令计算和模型预测，求解得到变换器m的占空比，具体地，设控制周期为T_s，一个控制周期内的步骤如下：

步骤1，采样变换器m的当前时刻滤波电感L_m的电流i_Lm(k)、变换器m的当前时刻飞跨电容C_fm的电压V_Cfm(k)，采样系统的当前时刻输入电压V_in(k)、系统的当前时刻输出电压V_o(k)；

步骤2，根据系统的当前时刻输出电压V_o(k)、系统的上一时刻输出电压V_o(k-1)、变换器m的当前时刻滤波电感L_m的电流i_Lm(k)计算系统的负载R_L，其表达式为：

根据系统的负载R_L计算每台三电平降压变换器的等效负载R_n以实现每台三电平降压变换器的功率均分，等效负载R_n的表达式为：

步骤3，令一个控制周期T_s内系统的当前时刻输出电压V_o(k)为常数，根据给定的系统的输出电压指令V_oref和步骤2计算出的每台三电平降压变换器的等效负载R_n，计算变换器m的电流指令i_Lref，其表达式为：

步骤4，预测变换器m的下一时刻滤波电感L_m的电流i_Lm(k+1)，其表达式为：

其中，P_m1为变换器m的功率开关管S_m1的占空比，记为占空比P_m1，P_m2为变换器m的功率开关管S_m2的占空比，记为占空比P_m2；

步骤5，预测变换器m的下一时刻飞跨电容C_fm的电压V_Cfm(k+1)，其表达式为：

步骤6，令系统控制目标为：变换器m的下一时刻滤波电感L_m的电流i_Lm(k+1)跟随电流指令i_Lref、变换器m的下一时刻的飞跨电容C_fm的电压V_Cfm(k+1)跟随0.5V_in(k)，构建变换器m的电流代价函数J_m1(k)和电压代价函数J_m2(k)，其表达式为：

J_m1(k)＝(i_Lref-i_Lm(k+1))² (6)

J_m2(k)＝(0.5V_in(k)-V_Cfm(k+1))² (7)

将公式(4)代入公式(6)、公式(5)代入公式(7)，得到变换器m的电流代价函数J_m1(k)和电压代价函数J_m2(k)的另一种表达式：

步骤7，令变换器m的电流代价函数J_m1(k)对占空比P_m1的偏导等于0、电压代价函数J_m2(k)对占空比P_m2的偏导等于0，即：

将公式(8)、公式(9)代入公式(10)，得到占空比P_m1和占空比P_m2的表达式：

其中：

A＝-2C_fm(V_Cfm(k))²+2L_mi_Lm(k)i_Lref+2V_o(k)T_si_Lm(k) (13)

B＝3C_fmV_Cfm(k)V_in(k)+2L_mi_Lm(k)i_Lref+2V_o(k)T_si_Lm(k) (14)。

利用本发明的控制方法求解得到系统内各个变换器的占空比后，经过交错控制，驱动系统内各个变换器的功率开关管工作。

图4、图5、图6为本发明系统的负载R_L＝1.5Ω、输入电压V_in＝1000V、输出电压指令V_oref由450V突变至500V时，系统的输出电压V_o波形图、三台变换器滤波电感的电流波形图、三台变换器飞跨电容的电压波形图。由图4可见，0～0.06s内输出电压指令V_oref为450V，系统的输出电压V_o为450.0V，0.06s时输出电压指令V_oref由450V突变至500V，系统的输出电压V_o在2ms后上升并稳定至499.7V；由图5可见，输出电压指令V_oref变化的过程中系统的三台变换器的滤波电感的电流均能保持平均；由图6可见，输出电压指令V_oref变化的过程中系统的三台变换器的飞跨电容的电压均能保持平均并且能跟随0.5V_in。

图7、图8、图9为本发明系统的输出电压指令V_oref＝450V、输入电压V_in＝1000V、负载R_L由1.5Ω突变至1.2Ω时，系统的输出电压V_o波形图、三台变换器滤波电感的电流波形图、三台变换器飞跨电容的电压波形图。由图7可见，系统的输出电压V_o在负载R_L突变1.5ms后重新稳定至450.0V，动态过程中输出电压V_o最低跌落至434.1V；由图8可见，负载R_L变化的过程中系统的三台变换器的滤波电感的电流均能保持平均；由图9可见，负载R_L变化的过程中系统的三台变换器的飞跨电容的电压均能保持平均并且能跟随0.5V_in。

图10、图11、图12为本发明系统的输出电压指令V_oref＝450V、负载R_L＝1.5Ω、输入电压V_in由1000V突变至1200V时，系统的输出电压V_o波形图、三台变换器滤波电感的电流波形图、三台变换器飞跨电容的电压波形图。由图10可见，系统的输出电压V_o在输入电压V_in突变1ms后重新稳定至450.0V，动态过程中输出电压V_o最低跌落至446.9V；由图11可见，输入电压V_in变化的过程中系统的三台变换器的滤波电感的电流均能保持平均；由图12可见，输入电压V_in变化的过程中系统的三台变换器的飞跨电容的电压均能保持平均并且能跟随0.5V_in。

由图可见，采用本发明控制方法的IPOP型三电平降压变换器系统的输出电压V_o能够迅速跟随输出电压指令V_oref；在输入电压V_in和负载R_L波动的情况下能够迅速稳定输出电压V_o；系统运行过程中每台变换器的滤波电感的电流均能保持平均、飞跨电容的电压均能保持平均并且能跟随0.5V_in。

Claims (1)

1.一种IPOP型三电平降压变换器系统模型预测控制方法，应用该控制方法的IPOP型三电平降压变换器系统的拓扑结构包括输入直流电压源V_in、输入滤波电容C_in、n台三电平降压变换器、输出滤波电容C_o、负载R_L；

所述输入滤波电容C_in与输入直流电压源V_in并联，输入直流电压源V_in的直流正母线记为O_in ⁺、直流负母线记为O^-、输出正母线记为O_o ⁺；所述负载R_L的正极与输出正母线O_o ⁺相连接，负载R_L的负极与输入直流电压源V_in的直流负母线O^-相连接；所述输出滤波电容C_o与负载R_L并联；

所述n台三电平降压变换器结构相同，将n台三电平降压变换器中的任意一台三电平降压变换器记为变换器m，m＝1，2…n；所述变换器m包括功率开关管S_m1，S_m2、功率二极管D_m1，D_m2、飞跨电容C_fm、滤波电感L_m；所述功率开关管S_m1集电极与直流正母线Q_in ⁺相连接，所述功率开关管S_m2集电极与功率开关管S_m1发射极相连接，所述功率二极管D_m1负极与功率开关管S_m2发射极相连接，所述功率二极管D_m2负极与功率二极管D_m1正极相连接，功率二极管D_m2正极与直流负母线O^-相连接；所述飞跨电容C_fm一端与功率开关管S_m2集电极相连接、另一端与功率二极管D_m1正极相连接；所述滤波电感L_m一端与功率开关管S_m2发射极相连接、另一端与输出正母线O_o ⁺相连接；

其特征在于，本控制方法在每个控制周期内，通过采样、负载电阻辨识、电流指令计算和模型预测，求解得到变换器m的占空比，具体地，设控制周期为T_s，一个控制周期内的步骤如下：

步骤1，采样变换器m的当前时刻滤波电感L_m的电流i_Lm(k)、变换器m的当前时刻飞跨电容C_fm的电压V_Cfm(k)，采样系统的当前时刻输入电压V_in(k)、系统的当前时刻输出电压V_o(k)；

步骤2，根据系统的当前时刻输出电压V_o(k)、系统的上一时刻输出电压V_o(k-1)、变换器m的当前时刻滤波电感L_m的电流i_Lm(k)计算系统的负载R_L，其表达式为：

根据系统的负载R_L计算每台三电平降压变换器的等效负载R_n以实现每台三电平降压变换器的功率均分，等效负载R_n的表达式为：

步骤3，令一个控制周期T_s内系统的当前时刻输出电压V_o(k)为常数，根据给定的系统的输出电压指令V_oref和步骤2计算出的每台三电平降压变换器的等效负载R_n，计算变换器m的电流指令i_Lref，其表达式为：

步骤4，预测变换器m的下一时刻滤波电感L_m的电流i_Lm(k+1)，其表达式为：

其中，P_m1为变换器m的功率开关管S_m1的占空比，记为占空比P_m1，P_m2为变换器m的功率开关管S_m2的占空比，记为占空比P_m2；

步骤5，预测变换器m的下一时刻飞跨电容C_fm的电压V_Cfm(k+1)，其表达式为：

步骤6，令系统控制目标为：变换器m的下一时刻滤波电感L_m的电流i_Lm(k+1)跟随电流指令i_Lref、变换器m的下一时刻的飞跨电容C_fm的电压V_Cfm(k+1)跟随0.5V_in(k)，构建变换器m的电流代价函数J_m1(k)和电压代价函数J_m2(k)，其表达式为：

J_m1(k)＝(i_Lref-i_Lm(k+1))² (6)

J_m2(k)＝(0.5V_in(k)-V_Cfm(k+1))² (7)

将公式(4)代入公式(6)、公式(5)代入公式(7)，得到变换器m的电流代价函数J_m1(k)和电压代价函数J_m2(k)的另一种表达式：

步骤7，令变换器m的电流代价函数J_m1(k)对占空比P_m1的偏导等于0、电压代价函数J_m2(k)对占空比P_m2的偏导等于0，即：

将公式(8)、公式(9)代入公式(10)，得到占空比P_m1和占空比P_m2的表达式：

其中：

A＝-2C_fm(V_Cfm(k))²+2L_mi_Lm(k)i_Lref+2V_o(k)T_si_Lm(k) (13)

B＝3C_fmV_Cfm(k)V_in(k)+2L_mi_Lm(k)i_Lref+2V_o(k)T_si_Lm(k) (14)。

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