CN111416523B - 一种双有源桥dc/dc变换器软充控制系统及方法 - Google Patents

Abstract

一种双有源桥DC/DC变换器软充控制系统，涉及电力电子技术领域，解决变换器启动过程中冲击电流大的问题，包括前级单相H桥式逆变器、后级单相H桥式整流器、单相高频变压器、变压器漏感；单相高频变压器连接于前级单相H桥式逆变器与后级三相H桥式整流器之间；变压器漏感连接于前级单相H桥式逆变器与单相高频变压器之间；尖峰电流移相调制驱动系统以及脉冲闭锁控制系统用于变换器的软启动；减少了开关管承受的冲击电流和变压器的励磁涌流，延长开关管和变压器的使用寿命；控制方法步骤清晰简单，易于实现。

Description

一种双有源桥DC/DC变换器软充控制系统及方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，涉及一种双有源桥DC/DC变换器软充控制系统及方法。

背景技术

随着环境问题与能源问题的日益加剧，可再生能源的使用受到了世界范围内国家的大力提倡。由于可再生能源受天气影响较大，存在间歇性，因此通常与储能系统构成混合供电系统。双有源桥DC-DC变换器具有功率双向流动、输入输出隔离、高功率密度和ZVS软开关等优点成为可再生能源发电系统与储能系统连接的桥梁，提高了供电稳定性。

然而，双有源桥DC-DC变换器在启动过程中会造成很大的冲击电流，不仅会造成开关器件的损坏，减少使用寿命；还会造成变压器的励磁涌流，该电流可能会高达变压器额定电流的8～30倍，严重影响系统的安全运行。

现有技术中，授权公告号为CN106033932B的中国发明专利《三相双有源桥式直流变换器的瞬时电流控制方法》公开了一种三相双有源桥式直流变换器的瞬时电流控制方法，在三相双有源桥式直流变换器处于稳态的情况下，当V1侧和V2侧两个三相桥式电路的占空比指令D1,1和D2,1单独或同时改变为D1,2和D2,2时，通过两种调节过渡区间内占空比大小的方法，使得变压器三相电感电流分别仅经过1/3个开关周期或2/3个开关周期的过渡区间就可达到平衡。

虽然上述中国发明专利降低了因三相电感电流不平衡而引起的变换器两侧直流电流振荡的幅值和时间，从而改善了变换器的动态性能。但是上述中国发明专利未能解决双有源桥DC/DC变换器在启动过程中冲击电流很大的问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于如何减小双有源桥DC/DC变换器在启动过程中的冲击电流。

本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的。

一种双有源桥DC/DC变换器软充控制系统，包括前级单相H桥式逆变器、后级单相H桥式整流器、单相高频变压器T、变压器漏感L_s；所述的单相高频变压器T连接于前级单相H桥式逆变器与后级三相H桥式整流器之间；所述的变压器漏感L_s连接于前级单相H桥式逆变器与单相高频变压器T之间；所述的双有源桥DC/DC变换器软充控制系统还包括尖峰电流移相调制驱动系统以及脉冲闭锁控制系统，用于变换器的软启动；所述的尖峰电流移相调制驱动系统用于控制前级单相H桥式逆变器的开关管的通断；所述的脉冲闭锁控制系统用于控制后级单相H桥式整流器的开关管的通断。

本发明的双有源桥DC/DC变换器软充控制系统，前级单相H桥式逆变器采用尖峰电流移相调制驱动，后级单相H桥式整流器采用脉冲闭锁控制，两者相配合，使用输出电容快速平稳地充电，实现了变换器的软启动；从而减小了双有源桥DC/DC变换器在启动过程中的冲击电流，减少了开关管承受的冲击电流和变压器的励磁涌流，延长开关管和变压器的使用寿命。

作为本发明技术方案的进一改进，所述的前级单相H桥式逆变器包括输入源u_in、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄；所述的输入源u_in为前级单相H桥式逆变器提供电源；所述的第一开关管S₁、第二开关管S₂分别构成前级单相H桥式逆变器的第一桥臂的上、下半桥臂；所述的第三开关管S₃、第四开关管S₄构成前级单相H桥式逆变器的第二桥臂的上、下半桥臂。

作为本发明技术方案的进一改进，所述的后级单相H桥式整流器包括输出源u_o、输出电容C、第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇和第八开关管S₈；所述的输入源u_in为前级单相H桥式逆变器提供电源；所述的第五开关管S₅、第六开关管S₆构成前级单相H桥式逆变器的第一桥臂的上、下半桥臂；所述的第七开关管S₇和第八开关管S₈构成前级单相H桥式逆变器的第二桥臂的上、下半桥臂。

作为本发明技术方案的进一改进，所述的开关管为绝缘栅双极型晶体管或电力场效应管。

作为本发明技术方案的进一改进，所述的脉冲闭锁控制系统在整个驱动周期内的驱动脉冲的占空比为0；所述的后级单相H桥式整流器的第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇和第八开关管S₈在整个驱动周期内均处于关闭状态。

作为本发明技术方案的进一改进，所述的尖峰电流移相调制驱动系统包括减法器(1)、PI调节器(2)、加法器(3)、移相调制器(4)、取反器(5)；所述的减法器(1)、PI调节器(2)、加法器(3)、移相调制器(4)依次串联；所述的减法器(1)将给定的可以承受的电流指令值I_r与采集的单相高频变压器T原边的电流峰值i_peak做差，得到电流误差信号Δi；所述的电流误差信号Δi的计算公式如下：

Δi＝I_r-i_peak 公式(1)

将所述的电流误差信号Δi送入PI调节器(2)中，输出得到移相角变化量Δd；所述的加法器(3)将上一个周期移相角d^k与所述的移相角变化量Δd相加，得到本周期移相角d^{k +1}；所述的本周期移相角d^k+1的计算公式如下：

d^k+1＝d^k+Δd 公式(2)

将所述的本周期移相角d^k+1送入移相调制器(4)生成前级单相H桥式逆变器第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄的驱动脉冲；所述的移相调制器(4)使用定占空比移相角控制，所述的占空比为定值0.5；所述的第一开关管S₁和第三开关管S₃之间的导通移相角为本周期移相角d^k+1，再将第一开关管S₁和第三开关管S₃的驱动脉冲分别送入取反器(5)，分别得到第二开关管S₂和第四开关管S₄的驱动脉冲；控制单相高频变压器T原边的前级单相H桥式逆变器向单相高频变压器T副边的后级单相H桥式整流器传输功率，对单相高频变压器T副边的后级单相H桥式整流器的输出电容C充电，至输出电容C的标称电压V_C后，充电过程结束。

一种应用于所述的双有源桥DC/DC变换器软充控制系统的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1：后级单相H桥式整流器开关管脉冲闭锁控制；具体为：所述的脉冲闭锁控制系统在整个驱动周期内的驱动脉冲的占空比为0；所述的后级单相H桥式整流器的第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇和第八开关管S₈在整个驱动周期内均处于关闭状态；

步骤2：将给定的可以承受的电流指令值与采集的单相高频变压器原边的电流峰值做差，得到电流误差信号；具体为：所述的减法器(1)将给定的可以承受的电流指令值I_r与采集的单相高频变压器T原边的电流峰值i_peak做差，得到电流误差信号Δi；所述的电流误差信号Δi的计算公式如下：

Δi＝I_r-i_peak 公式(1)

步骤3：由电流误差信号得到移相角变化量；具体为：将电流误差信号Δi送入PI调节器(2)，输出得到移相角变化量Δd；

步骤4：将上一个周期移相角与所述的移相角变化量相加，得到本周期移相角；具体为：所述的加法器(3)将上一个周期移相角d^k与所述的移相角变化量Δd相加，得到本周期移相角d^k+1；所述的本周期移相角d^k+1的计算公式如下：

d^k+1＝d^k+Δd 公式(2)

步骤5：生成开关管驱动脉冲，控制变换器软充电；具体为：将所述的本周期移相角d^k+1送入移相调制器(4)生成前级单相H桥式逆变器第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄的驱动脉冲；所述的移相调制器(4)使用定占空比移相角控制；所述的第一开关管S₁和第三开关管S₃之间的导通移相角为本周期移相角d^k+1，再将第一开关管S₁和第三开关管S₃的驱动脉冲分别送入取反器(5)，分别得到第二开关管S₂和第四开关管S₄的驱动脉冲；控制单相高频变压器T原边的前级单相H桥式逆变器向单相高频变压器T副边的后级单相H桥式整流器传输功率，对单相高频变压器T副边的后级单相H桥式整流器的输出电容C充电；单相高频变压器T副边输出电容C充电至标称电压V_C后，充电过程结束。

作为本发明技术方案的进一改进，所述的步骤5中的定占空比为定值0.5。

本发明的优点在于：

(1)本发明的双有源桥DC/DC变换器软充控制系统，前级单相H桥式逆变器采用尖峰电流移相调制驱动，后级单相H桥式整流器采用脉冲闭锁控制，两者相配合，使用输出电容快速平稳地充电，实现了变换器的软启动；从而减小了双有源桥DC/DC变换器在启动过程中的冲击电流，减少了开关管承受的冲击电流和变压器的励磁涌流，延长开关管和变压器的使用寿命。

(2)本发明的控制方法步骤清晰、简单，易于实现。

附图说明

图1本发明实施例一的双有源桥DC/DC变换器软充控制系统结构图；

图2本发明实施例二的双有源桥DC/DC变换器软充控制系统的控制方法流程图；

图3本发明实施例二的双有源桥DC/DC变换器软充控制系统各个开关管的驱动PWM波形图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

下面结合说明书附图以及具体的实施例对本发明的技术方案作进一步描述：

实施例一

如图1所示，一种双有源桥DC/DC变换器软充控制系统，包括前级单相H桥式逆变器、后级单相H桥式整流器、单相高频变压器T、变压器漏感L_s；所述的单相高频变压器T连接于前级单相H桥式逆变器与后级三相H桥式整流器之间；所述的变压器漏感L_s连接于前级单相H桥式逆变器与单相高频变压器T之间；所述的双有源桥DC/DC变换器软充控制系统还包括尖峰电流移相调制驱动系统以及脉冲闭锁控制系统，用于变换器的软启动；所述的尖峰电流移相调制驱动系统用于控制前级单相H桥式逆变器的开关管的通断；所述的脉冲闭锁控制系统用于控制后级单相H桥式整流器的开关管的通断。

所述的前级单相H桥式逆变器包括输入源u_in、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄；所述的输入源u_in为前级单相H桥式逆变器提供电源；所述的第一开关管S₁、第二开关管S₂分别构成前级单相H桥式逆变器的第一桥臂的上、下半桥臂；所述的第三开关管S₃、第四开关管S₄构成前级单相H桥式逆变器的第二桥臂的上、下半桥臂。

所述的后级单相H桥式整流器包括输出源u_o、输出电容C、第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇和第八开关管S₈；所述的输入源u_in为前级单相H桥式逆变器提供电源；所述的第五开关管S₅、第六开关管S₆构成前级单相H桥式逆变器的第一桥臂的上、下半桥臂；所述的第七开关管S₇和第八开关管S₈构成前级单相H桥式逆变器的第二桥臂的上、下半桥臂。

所述的开关管为绝缘栅双极型晶体管或电力场效应管。

所述的脉冲闭锁控制系统在整个驱动周期内的驱动脉冲的占空比为0；所述的后级单相H桥式整流器的第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇和第八开关管S₈在整个驱动周期内均处于关闭状态。

所述的尖峰电流移相调制驱动系统包括减法器1、PI调节器2、加法器3、移相调制器4、取反器5；所述的减法器1、PI调节器2、加法器3、移相调制器4依次串联；所述的减法器1将给定的可以承受的电流指令值I_r与采集的单相高频变压器T原边的电流峰值i_peak做差，得到电流误差信号Δi；所述的电流误差信号Δi的计算公式如下：

Δi＝I_r-i_peak 公式(1)

将所述的电流误差信号Δi送入PI调节器2中，输出得到移相角变化量Δd；所述的加法器3将上一个周期移相角d^k与所述的移相角变化量Δd相加，得到本周期移相角d^k+1；所述的本周期移相角d^k+1的计算公式如下：

d^k+1＝d^k+Δd 公式(2)

将所述的本周期移相角d^k+1送入移相调制器4生成前级单相H桥式逆变器第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄的驱动脉冲；所述的移相调制器4使用定占空比移相角控制，所述的占空比为定值0.5；所述的第一开关管S₁和第三开关管S₃之间的导通移相角为本周期移相角d^k+1，再将第一开关管S₁和第三开关管S₃的驱动脉冲分别送入取反器5分别得到第二开关管S₂和第四开关管S₄的驱动脉冲；控制单相高频变压器T原边的前级单相H桥式逆变器向单相高频变压器T副边的后级单相H桥式整流器传输功率，对单相高频变压器T副边的后级单相H桥式整流器的输出电容C充电，至输出电容C的标称电压V_C后，充电过程结束。

实施例二

如图2所示，一种应用于双有源桥DC/DC变换器软充控制系统的控制方法包括如下步骤：

步骤1：后级单相H桥式整流器开关管脉冲闭锁控制；具体为：所述的脉冲闭锁控制系统在整个驱动周期内的驱动脉冲的占空比为0；所述的后级单相H桥式整流器的第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇和第八开关管S₈在整个驱动周期内均处于关闭状态；

步骤2：将给定的可以承受的电流指令值与采集的单相高频变压器原边的电流峰值做差，得到电流误差信号；具体为：所述的减法器1将给定的可以承受的电流指令值I_r与采集的单相高频变压器T原边的电流峰值i_peak做差，得到电流误差信号Δi；所述的电流误差信号Δi的计算公式如下：

Δi＝I_r-i_peak 公式(1)

步骤3：由电流误差信号得到移相角变化量；具体为：将电流误差信号Δi送入PI调节器2，输出得到移相角变化量Δd；

步骤4：将上一个周期移相角与所述的移相角变化量相加，得到本周期移相角；具体为：所述的加法器3将上一个周期移相角d^k与所述的移相角变化量Δd相加，得到本周期移相角d^k+1；所述的本周期移相角d^k+1的计算公式如下：

d^k+1＝d^k+Δd 公式(2)

步骤5：生成开关管驱动脉冲，控制变换器软充电；具体为：将所述的本周期移相角d^k+1送入移相调制器4生成前级单相H桥式逆变器第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄的驱动脉冲；所述的移相调制器4使用定占空比移相角控制，所述的占空比为定值0.5；所述的第一开关管S₁和第三开关管S₃之间的导通移相角为本周期移相角d^k+1，再将第一开关管S₁和第三开关管S₃的驱动脉冲分别送入取反器5，分别得到第二开关管S₂和第四开关管S₄的驱动脉冲；控制单相高频变压器T原边的前级单相H桥式逆变器向单相高频变压器T副边的后级单相H桥式整流器传输功率，对单相高频变压器T副边的后级单相H桥式整流器的输出电容C充电；单相高频变压器T副边输出电容C充电至标称电压V_C后，充电过程结束。

如图3所示，所述的变换器在一个开关周期内各个阶段的电流路径为：

1)t₀-t₁阶段：

前级单相H桥式逆变器的第一开关管S₁和第四开关管S₄导通，第二开关管S₂和第三开关管S₃关断；

前级单相H桥式逆变器的电流路径为：输入源u_in→第一开关管S₁→变压器漏感L_s→单相高频变压器T的原边→第四开关管S₄→输入源u_in；

后级单相H桥式整流器的电流路径为：单相高频变压器T的副边→第五开关管S₅的反并联二极管→输出电容C(输出源u_o)→第八开关管S₈的反并联二极管→单相高频变压器T的副边；

此时前级单相H桥式逆变器的输入源u_in通过单相高频变压器T向后级单相H桥式整流器传输功率，给输出电容C充电。

2)t₁-t₂阶段：

前级单相H桥式逆变器的第一开关管S₁和第三开关管S₃导通，第二开关管S₂和第四开关管S₄关断；

前级单相H桥式逆变器的电流路径为：第一开关管S₁→变压器漏感L_s→单相高频变压器T的原边→第三开关管S₃的反并联二极管→第一开关管S₁；

此时前级单相H桥式逆变器与后级单相H桥式整流器之间没有传输功率，输出电容C不充电。

3)t₂-t₃阶段：

前级单相H桥式逆变器的第二开关管S₂和第三开关管S₃导通，第一开关管S₁和第四开关管S₄关断；

前级单相H桥式逆变器的电流路径为：输入源u_in→第三开关管S₃→单相高频变压器T的原边→变压器漏感L_s→第二开关管S₂→输入源u_in；

后级单相H桥式整流器的电流路径为：单相高频变压器T的副边→第七开关管S₇的反并联二极管→输出电容C(输出源u_o)→第六开关管S₆的反并联二极管→单相高频变压器T的副边；

此时前级单相H桥式逆变器的输入源u_in通过单相高频变压器T向后级单相H桥式整流器传输功率，给输出电容C充电。

4)t₃-t₄阶段：

前级单相H桥式逆变器的第二开关管S₂和第四开关管S₄导通，第一开关管S₁和第三开关管S₃关断；

前级单相H桥式逆变器的电流路径为：第二开关管S₂→第四开关管S₄的反并联二极管→单相高频变压器T的原边→变压器漏感L_s→第二开关管S₂；

此时前级单相H桥式逆变器与后级单相H桥式整流器之间没有传输功率，输出电容C不充电。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (4)

1.一种双有源桥DC/DC变换器软充控制系统，其特征在于，包括前级单相H桥式逆变器、后级单相H桥式整流器、单相高频变压器T、变压器漏感L_s；所述的单相高频变压器T连接于前级单相H桥式逆变器与后级三相H桥式整流器之间；所述的变压器漏感L_s连接于前级单相H桥式逆变器与单相高频变压器T之间；所述的双有源桥DC/DC变换器软充控制系统还包括尖峰电流移相调制驱动系统以及脉冲闭锁控制系统，用于变换器的软启动；所述的尖峰电流移相调制驱动系统用于控制前级单相H桥式逆变器的开关管的通断；所述的脉冲闭锁控制系统用于控制后级单相H桥式整流器的开关管的通断；

所述的前级单相H桥式逆变器包括输入源u_in、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄；所述的输入源u_in为前级单相H桥式逆变器提供电源；所述的第一开关管S₁、第二开关管S₂分别构成前级单相H桥式逆变器的第一桥臂的上、下半桥臂；所述的第三开关管S₃、第四开关管S₄构成前级单相H桥式逆变器的第二桥臂的上、下半桥臂；

所述的后级单相H桥式整流器包括输出源u_o、输出电容C、第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇和第八开关管S₈；所述的输入源u_in为前级单相H桥式逆变器提供电源；所述的第五开关管S₅、第六开关管S₆构成前级单相H桥式逆变器的第一桥臂的上、下半桥臂；所述的第七开关管S₇和第八开关管S₈构成前级单相H桥式逆变器的第二桥臂的上、下半桥臂；

所述的脉冲闭锁控制系统在整个驱动周期内的驱动脉冲的占空比为0；所述的后级单相H桥式整流器的第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇和第八开关管S₈在整个驱动周期内均处于关闭状态；

所述的尖峰电流移相调制驱动系统包括减法器(1)、PI调节器(2)、加法器(3)、移相调制器(4)、取反器(5)；所述的减法器(1)、PI调节器(2)、加法器(3)、移相调制器(4)依次串联；所述的减法器(1)将给定的可以承受的电流指令值I_r与采集的单相高频变压器T原边的电流峰值i_peak做差，得到电流误差信号Δi；所述的电流误差信号Δi的计算公式如下：

Δi＝I_r-i_peak 公式(1)

将所述的电流误差信号Δi送入PI调节器(2)中，输出得到移相角变化量Δd；所述的加法器(3)将上一个周期移相角d^k与所述的移相角变化量Δd相加，得到本周期移相角d^k+1；所述的本周期移相角d^k+1的计算公式如下：

d^k+1＝d^k+Δd 公式(2)

将所述的本周期移相角d^k+1送入移相调制器(4)生成前级单相H桥式逆变器第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄的驱动脉冲；所述的移相调制器(4)使用定占空比移相角控制，所述的占空比为定值0.5；所述的第一开关管S₁和第三开关管S₃之间的导通移相角为本周期移相角d^k+1，再将第一开关管S₁和第三开关管S₃的驱动脉冲分别送入取反器(5)，分别得到第二开关管S₂和第四开关管S₄的驱动脉冲；控制单相高频变压器T原边的前级单相H桥式逆变器向单相高频变压器T副边的后级单相H桥式整流器传输功率，对单相高频变压器T副边的后级单相H桥式整流器的输出电容C充电，至输出电容C的标称电压V_C后，充电过程结束。

2.根据权利要求1所述的双有源桥DC/DC变换器软充控制系统，其特征在于，所述的开关管为绝缘栅双极型晶体管或电力场效应管。

3.一种应用于权利要求1-2任一项所述的双有源桥DC/DC变换器软充控制系统的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1：后级单相H桥式整流器开关管脉冲闭锁控制；具体为：所述的脉冲闭锁控制系统在整个驱动周期内的驱动脉冲的占空比为0；所述的后级单相H桥式整流器的第五开关管S₅、第六开关管S₆、第七开关管S₇和第八开关管S₈在整个驱动周期内均处于关闭状态；

步骤2：将给定的可以承受的电流指令值与采集的单相高频变压器原边的电流峰值做差，得到电流误差信号；具体为：所述的减法器(1)将给定的可以承受的电流指令值I_r与采集的单相高频变压器T原边的电流峰值i_peak做差，得到电流误差信号Δi；所述的电流误差信号Δi的计算公式如下：

Δi＝I_r-i_peak 公式(1)

步骤3：由电流误差信号得到移相角变化量；具体为：将电流误差信号Δi送入PI调节器(2)，输出得到移相角变化量Δd；

步骤4：将上一个周期移相角与所述的移相角变化量相加，得到本周期移相角；具体为：所述的加法器(3)将上一个周期移相角d^k与所述的移相角变化量Δd相加，得到本周期移相角d^k+1；所述的本周期移相角d^k+1的计算公式如下：

d^k+1＝d^k+Δd 公式(2)

步骤5：生成开关管驱动脉冲，控制变换器软充电；具体为：将所述的本周期移相角d^k+1送入移相调制器(4)生成前级单相H桥式逆变器第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄的驱动脉冲；所述的移相调制器(4)使用定占空比移相角控制；所述的第一开关管S₁和第三开关管S₃之间的导通移相角为本周期移相角d^k+1，再将第一开关管S₁和第三开关管S₃的驱动脉冲分别送入取反器(5)，分别得到第二开关管S₂和第四开关管S₄的驱动脉冲；控制单相高频变压器T原边的前级单相H桥式逆变器向单相高频变压器T副边的后级单相H桥式整流器传输功率，对单相高频变压器T副边的后级单相H桥式整流器的输出电容C充电；单相高频变压器T副边输出电容C充电至标称电压V_C后，充电过程结束。

4.根据权利要求3所述的双有源桥DC/DC变换器软充控制系统的控制方法，其特征在于，所述的步骤5中的定占空比为定值0.5。

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