CN111366780B - 单相并网lcl逆变器网侧电流微分检测方法 - Google Patents

单相并网lcl逆变器网侧电流微分检测方法 Download PDF

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CN111366780B CN202010025154.1A CN202010025154A CN111366780B CN 111366780 B CN111366780 B CN 111366780B CN 202010025154 A CN202010025154 A CN 202010025154A CN 111366780 B CN111366780 B CN 111366780B
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Abstract

本发明公开了一种单相并网LCL逆变器网侧电流微分检测方法，包括：S100，通过电压传感器实时采集逆变器侧电压及逆变器并网电压，通过电流传感器实时采集网侧电流；S200，构建逆变器滤波系统二维状态观测器，得出系统状态矢量的相应观测值；S300，基于所述系统状态矢量的所述观测值间接地得出所述网侧电流的一阶微分、二阶微分和三阶微分。本发明的实施例至少具有如下有益效果：能够减少噪声干扰，从而优化控制效果，提高并网电流质量；为以滑模变结构为代表的鲁棒控制技术在单相并网LCL逆变器控制技术领域的实际应用提供了一种可行的途径。

Description

单相并网LCL逆变器网侧电流微分检测方法
技术领域
本发明涉及智能配电领域，特别涉及一种单相并网LCL逆变器网侧电流微分检测方法。
背景技术
单相并网LCL逆变器控制技术可采用非线性鲁棒控制方式，如滑模变结构控制，实现控制系统对内部结构参数摄动(滤波参数变化等)和外部扰动(网侧电网电压波动等)的不敏感性，即实现控制系统的鲁棒性。针对单相并网LCL逆变器设计非线性控制方法，无法回避对逆变器网侧电流微分项进行实时检测，并将结果作为控制信号的组成部分；一般而言，常规比例-积分-微分控制以及滑模变结构(鲁棒)控制设计方法需要实时检测逆变器网侧电流的一阶微分，而设计具备全局鲁棒性的滑模变结构控制设计方法则需要额外检测逆变器网侧电流的二阶微分，甚至三阶微分。而非线性鲁棒控制技术对逆变器网侧电流微分检测通常采用后向差分的方式直接进行，会置换出大量的无意义的噪声；这些微分噪声叠加在控制信号上，它们将掩盖真实的控制信号，并劣化了控制效果，最终难以达到控制目的。
发明内容
本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题之一。为此，本发明提出一种单相并网LCL逆变器网侧电流微分检测方法，能够减少噪声干扰，优化控制效果。
根据本发明的第一方面实施例的单相并网LCL逆变器网侧电流微分检测方法方法，包括以下步骤：S100，通过电压传感器实时采集逆变器侧电压及逆变器并网电压，通过电流传感器实时采集网侧电流；S200，构建逆变器滤波系统二维状态观测器，得出系统状态矢量的相应观测值；S300，基于所述系统状态矢量的所述观测值间接地得出所述网侧电流的一阶微分、二阶微分及三阶微分。
根据本发明实施例的单相并网LCL逆变器网侧电流微分检测方法，至少具有如下有益效果：简化了状态观测器的实现，避免了对逆变器网侧电流的直接微分，极大地限制了微分噪声，从而优化控制效果，提高了并网电流质量；为以滑模变结构为代表的鲁棒控制技术在单相并网LCL逆变器控制技术领域的实际应用提供了一种可行的途径。
根据本发明的一些实施例，所述步骤S200包括：构建所述逆变器滤波系统二维状态观测器，获得述系统状态矢量x＝[x1 x2 x3]T中的二个状态变量x1，x2，得到相应的观测值
Figure GDA0003461913130000021
及
Figure GDA0003461913130000022
状态变量x3的观测值
Figure GDA0003461913130000023
为实时采集的所述网侧电流i2。只需要观测二个状态变量，简化了状态观测器的实现。
根据本发明的一些实施例，所述逆变器滤波系统二维状态观测器的输入参数被配置为所述逆变器侧电压upwm、所述逆变器并网电压uo及所述逆变器网侧电流i2。观测器需要采集的数值较少，且逆变器并网电压uo受大电网钳制，不易受谐波污染，减少干扰。
根据本发明的一些实施例，所述逆变器滤波系统二维状态观测器的构建方法为：
Figure GDA0003461913130000024
Figure GDA0003461913130000025
其中，误差反馈矩阵
Figure GDA0003461913130000026
为新状态矢量w的观测值，y为所述网侧电流i2，u1为所述逆变器侧电压upwm，u2为所述逆变器并网电压uo；m1＝a2g1-a4-g1g2，
Figure GDA0003461913130000029
m3＝a1，m4＝a5g1-a1，m5＝a5g2-a6；
Figure GDA0003461913130000027
且
Figure GDA0003461913130000028
L1为逆变器侧滤波电感，L2为网侧滤波电感，R1为逆变器侧滤波电感的等效电阻，R2为网侧滤波电感的等效电阻，Cf为滤波电容。
根据本发明的一些实施例，所述步骤S200还包括：对所述逆变器滤波系统二维状态观测器的极点值进行配置，并由所述极点值得出误差反馈矩阵G的值。防止误差堆积劣化控制效果。
根据本发明的一些实施例，由所述极点值得出误差反馈矩阵G的值的方法为：
Figure GDA0003461913130000031
其中，p1及p2为所述逆变器滤波系统二维状态观测器的二个极点。确保逆变器网侧电流一阶、二阶及三阶微分检测方法的快速性及准确性。
根据本发明的一些实施例，所述步骤S200中，根据系统单位阶跃响应指标对所述逆变器滤波系统二维状态观测器的极点值进行配置。能保证网侧电流相关微分检测方法的快速性及准确性。
根据本发明的一些实施例，所述步骤S300包括：基于所述观测值
Figure GDA0003461913130000032
及
Figure GDA0003461913130000033
通过所述逆变器并网电压uo对时间的一阶微分
Figure GDA0003461913130000034
及二阶微分
Figure GDA0003461913130000035
间接地得出所述网侧电流i2观测值
Figure GDA0003461913130000036
对时间的一阶微分
Figure GDA0003461913130000037
二阶微分
Figure GDA0003461913130000038
及三阶微分
Figure GDA0003461913130000039
避免了对逆变器网侧电流的直接微分，极大地限制了微分噪声。
根据本发明的一些实施例，所述网侧电流对时间的一阶微分、二阶微分及三阶微分的获得方法为：
Figure GDA00034619131300000310
式中，
Figure GDA00034619131300000311
Figure GDA00034619131300000312
其中，u2为所述逆变器并网电压uo，
Figure GDA00034619131300000313
为u2对时间的一阶微分，
Figure GDA00034619131300000314
为u2对时间的二阶微分，
Figure GDA00034619131300000315
为
Figure GDA00034619131300000316
且
Figure GDA0003461913130000041
L1为逆变器侧滤波电感，L2为网侧滤波电感，R1为逆变器侧滤波电感的等效电阻，R2为网侧滤波电感的等效电阻，Cf为滤波电容。通过将所述逆变器侧电压upwm、所述逆变器并网电压uo、所述逆变器并网电压uo对时间的一阶微分
Figure GDA0003461913130000042
及二阶微分
Figure GDA0003461913130000043
所述逆变器滤波系统二维状态观测器的观测值
Figure GDA0003461913130000044
及
Figure GDA0003461913130000045
所述逆变器网侧电流i2(即状态变量x3的观测值
Figure GDA0003461913130000046
)，这7个变量采取简单的线性运算，便可间接检测获得并网电流一阶、二阶及三阶微分，避免了对逆变器网侧电流直接微分检测产生的谐波噪声干扰，且计算过程简单，计算速度快。
本发明的实施例的电流微分检测方法，其特征在于，所述网侧电流对时间的一阶微分用作PID控制器的微分控制信号；或者，所述网侧电流对时间的一阶微分、二阶微分及三阶微分中的至少一项用作滑模变结构控制器的微分控制信号。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1为本发明的实施例的步骤流程的示意图；
图2为单相并网LCL逆变器电路拓扑图；
图3为图2对应的LCL逆变器滤波系统框图；
图4为本发明的实施例中的单相并网LCL逆变器滤波系统模拟结构图；
图5为本发明的实施例中的单相并网LCL逆变器滤波系统二维状态观测器结构图；
图6为本发明的实施例的网侧电流微分检测方法示意图；
图7a为本发明的实施例的逆变器滤波系统主电路与控制电路仿真图中的主电路图；
图7b为本发明的实施例的逆变器滤波系统主电路与控制电路仿真图中的网侧电流PID控制外环且滤波电流比例反馈内环；
图7c为本发明的实施例的逆变器滤波系统主电路与控制电路仿真图中的部分主电路部分检测单元；
图8为图7b对应的单相并网LCL逆变器滤波环节控制原理框图；
图9a为本发明的实施例的二维状态观测器及网侧电流微分检测仿真结构图中的状态观测器及网侧电流微分检测环节图；
图9b为本发明的实施例的二维状态观测器及网侧电流微分检测仿真结构图中的二维状态观测器结构图；
图10a为本发明的实施例的单相并网LCL逆变器网侧电流i2的仿真波形；
图10b为图10a中的在0.02s至0.021s时间内(对应图9a的局部放大框处)的i2的仿真波形细节；
图11a为本发明的实施例为图10b中i2的一阶微分观测值；
图11b为本发明的实施例中利用连续求导函数直接算出i2的一阶微分的标准值；
图12a为本发明的实施例图10b中i2的二阶微分的观测值；
图12b为本发明的实施例中利用连续求导函数直接算出i2的二阶微分的标准值；
图13a为本发明的实施例图10b中i2的三阶微分的观测值；
图13b为本发明的实施例利用连续求导函数直接算出i2的三阶微分的标准值；
图14为本发明的实施例在单相并网LCL逆变器典型PID控制策略下的应用示例图；
图15为本发是的实施例在单相并网LCL逆变器滑模变结构控制策略下的应用示例图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
名词解释：PID控制，在过程控制中，按偏差的比例(P)、积分(I)和微分(D)进行控制的方法，是连续系统动态品质校正的一种有效方法，它的参数整定方式简便，结构改变灵活。
参照图1，在本发明的一些实施例中，包括以下步骤：S100，通过电压传感器实时采集逆变器侧电压及逆变器并网电压，通过电流传感器实时采集网侧电流；S200，构建逆变器滤波系统二维状态观测器，得出系统状态矢量的相应观测值；S300，基于系统状态矢量的观测值间接地得出网侧电流的一阶微分、二阶微分和三阶微分。
在本发明的实施例中，需检测逆变器侧电压信号、检测逆变器网侧电流信号、检测逆变器并网电压信号；对单相并网LCL逆变器滤波系统设计降维(即二维)状态观测器；对观测所得的状态变量(2个)、检测到的网侧电流、检测到的逆变器侧电压、检测到的逆变器并网电压、并网电压一阶微分、并网电压二阶微分，这7个变量采取简单线性运算间接地得出网侧电流信号的一阶、二阶及三阶微分；还包括确定观测器输出误差反馈矩阵G的取值范围。
单相并网LCL逆变器电路的拓扑图参照图2，包括：直流电源、单相逆变器(H桥)、LCL型输出滤波器。图2中，Udc为逆变器输入侧直流供电电压；L1和L2分别为逆变器侧和网侧滤波电感；R1和R2分别为逆变器侧和网侧滤波电感的等效电阻；Cf为滤波电容；Upwm为逆变器侧电压；Uo为网侧电压，即逆变器并网电压；Uc为滤波电容电压，I1、I2和Ic分别为逆变器侧电流、网侧电流和滤波电容电流。图2中大写字母U和I分别为变量u和i在拉普拉斯域的表达形式。
根据基尔霍夫电压和电流定律，图2中的上述变量满足式(1)至式(3)的关系。
Figure GDA0003461913130000071
Figure GDA0003461913130000072
ic＝i1-i2 (3)
将式(1)至(3)进行拉普拉斯变换后，得到LCL逆变器滤波系统框图，见图3所示。由图3可知，单相并网LCL逆变器滤波系统为双输入单输出结构，包括：2个输入变量，Upwm和Uo；1个输出变量：I2。由梅森(Mason)增益公式，输入输出满足如下传递函数关系：
Figure GDA0003461913130000073
为简化式(4)，令
Figure GDA0003461913130000074
则有：
Figure GDA0003461913130000075
进一步，令
Figure GDA0003461913130000076
U1＝Upwm、U2＝Uo，则式(5)整理为：
Figure GDA0003461913130000077
由式(6)可构造单相并网LCL逆变器滤波系统能观标准II型实现：
Figure GDA0003461913130000078
Figure GDA0003461913130000079
式中，x为系统状态矢量，且x＝[x1 x2 x3]T。
采用式(7)，即系统能观标准II型实现，可为系统按能检测性分解提供便利；系统状态变量x3与系统输出y满足：y＝x3＝i2之关系。即，x3的实际物理意义为网侧电流i2，因此，状态变量x3是可检测的，可直接通过电流传感器进行实时检测。
令式(7)中
Figure GDA0003461913130000081
Figure GDA0003461913130000086
则能控制性矩阵M＝[B ABA2B]及能观性矩阵NT＝[CT ATCT (AT)2CT]均为满秩，即rank M＝rank N＝3，故式(7)对应单相并网LCL逆变器滤波系统状态矢量x既是能观测的又是能控制的。鉴于输出矩阵C的秩为1，可为该系统设计降维(二维)渐进观测器。
进一步，式(7)可表示为以下微分方程组的形式：
Figure GDA0003461913130000082
得到本方法的实施例的系统模拟结构图，如图4所示。图4确认了系统能观标准II型实现，即式(7)，能确保状态变量x3具备可检测性；换言之，该模拟结构图的输出信号y即为x3，也就是逆变器网侧电流i2；该电流可通过加设电流传感器进行实时测量。因此，状态观测器仅需计算状态变量x1和x2。
将式(7)按能检测分解，即：将与x3成关联的系统矩阵A、输入矩阵B以及输出矩阵C中关联子集分割开来；式(7)中相应矩阵所画虚线即为按能检测分解的结果。为阐述方便，分割后的系统状态空间表达式可写为：
Figure GDA0003461913130000083
式中，x1＝[x1 x2]T，x2＝[x3]，
Figure GDA0003461913130000084
A21＝[0 1]，A22＝[-a2]，
Figure GDA0003461913130000085
B2＝[0 -a5]，u＝[u1 u2]T，0＝[0 0]，I＝[1]。
为重构状态变量x1和x2，引入状态观测器的输出误差反馈矩阵
Figure GDA0003461913130000091
则可构造如下观测器，其方程为：
Figure GDA0003461913130000092
式中，
Figure GDA0003461913130000093
和
Figure GDA0003461913130000094
分别为w和x1的观测值；
Figure GDA0003461913130000095
为新状态矢量观测值，且
Figure GDA0003461913130000096
和
Figure GDA0003461913130000097
满足
Figure GDA0003461913130000098
之关系。此外，引入
Figure GDA0003461913130000099
的目的在于为了消去
Figure GDA00034619131300000910
便于工程实现。
将式(9)中各子矩阵、反馈矩阵G的具体表达式带入式(10)，有：
Figure GDA00034619131300000911
令m1＝a2g1-a4-g1g2，
Figure GDA00034619131300000912
m3＝a1，m4＝a5g1-a1，m5＝a5g2-a6，则式(11)可简写为：
Figure GDA00034619131300000913
得到本发明的实施例的二维状态观测器结构图，见图5所示。由图5可知，本发明的实施例中的二维状态观测器包含3个输入变量：u1、u2、y，即分别对应实际物理变量upwm、uo、i2；包含2个输出变量：
Figure GDA00034619131300000914
和
Figure GDA00034619131300000915
由图4或式(8)可知，网侧电流一阶微分
Figure GDA00034619131300000916
与状态变量x3的一阶微分
Figure GDA00034619131300000917
满足以下关系：
Figure GDA00034619131300000918
将式(13)等号两边对时间求导，得
Figure GDA00034619131300000919
随后将式(8)中
Figure GDA00034619131300000920
和
Figure GDA00034619131300000921
的具体表达式带入式(14)，整理后，有
Figure GDA00034619131300000922
式(15)等号两边均对时间求导数，得
Figure GDA0003461913130000101
随后将式(8)中
Figure GDA0003461913130000102
和
Figure GDA0003461913130000103
的具体表达式带入式(16)，整理后，有
Figure GDA0003461913130000104
式中，
Figure GDA0003461913130000105
Figure GDA0003461913130000106
式(13)、式(15)和式(17)分别为网侧电流一阶微分
Figure GDA0003461913130000107
二阶微分
Figure GDA0003461913130000108
三阶微分
Figure GDA0003461913130000109
的表达式；它们是关于系统状态矢量x、输入变量u1和u2、输入变量u2的一阶微分
Figure GDA00034619131300001010
及二阶微分
Figure GDA00034619131300001011
的线性函数。
这种计算网侧电流一阶微分
Figure GDA00034619131300001012
二阶微分
Figure GDA00034619131300001013
三阶微分
Figure GDA00034619131300001014
的方法避免了对网侧电流i2直接进行微分计算，不易放大i2中丰富的高频谐波分量。尽管，
Figure GDA00034619131300001015
仍含有u2的一阶微分项，
Figure GDA00034619131300001016
仍含有u2的一阶和二阶微分项；事实上，u2的物理意义为并网电压uo，它被大电网钳制，即通常认为电网电压的波形畸变率不高；因此，u2的一阶和二阶微分项并不会造成难以容许的观测噪声。
依照式(13)、式(15)和式(17)，可分别构造网侧电流一阶微分观测值
Figure GDA00034619131300001017
二阶微分观测值
Figure GDA00034619131300001018
三阶微分观测值
Figure GDA00034619131300001019
列于下式：
Figure GDA00034619131300001020
式中，
Figure GDA00034619131300001021
Figure GDA00034619131300001022
式(18)是关于系统状态观测矢量
Figure GDA00034619131300001023
输入变量u1和u2、输入变量u2的一阶及二阶微分
Figure GDA00034619131300001024
的线性函数。式(18)所呈网侧电流一阶微分观测值
Figure GDA00034619131300001025
二阶微分观测值
Figure GDA00034619131300001026
三阶微分观测值
Figure GDA00034619131300001027
检测方法避免了对网侧电流i2直接微分，不易放大i2中丰富的宽频谐波分量。尽管，
Figure GDA00034619131300001028
仍含有u2的一阶微分项，
Figure GDA00034619131300001029
仍含有u2的一阶和二阶微分项；事实上，u2的物理意义为并网电压uo，它被大电网钳制，即通常认为电网电压的波形畸变率不高；因此，u2的一阶和二阶微分项并不会造成难以容许的观测噪声。
为使得所设计的状态观测器具备满意的误差衰减速率，在本发明的实施例中，还需对二维状态观测器的二个极点进行配置。
定义状态估值误差向量：
Figure GDA0003461913130000111
将式(19)等号两边对时间求导，得
Figure GDA0003461913130000112
同时，由式(9)可知：
Figure GDA0003461913130000113
由式(10)可知：
Figure GDA0003461913130000114
将式(21)中
Figure GDA0003461913130000115
表达式、式(22)带入(20)，随后利用
Figure GDA0003461913130000116
之关系消去中间变量
Figure GDA0003461913130000117
并用y替换x2，整理后得：
Figure GDA0003461913130000118
由式(21)可知，
Figure GDA0003461913130000119
(左式已考虑y＝x2之关系)，带入式(23)，得
Figure GDA00034619131300001110
式(24)所代表的齐次微分方程的自由解为：
Figure GDA00034619131300001111
式中，
Figure GDA00034619131300001112
为时间t＝0时的系统状态向量初始值。
显然，状态估值误差向量
Figure GDA00034619131300001113
是否衰减、衰减速度均由A11-GA21的特征值在复平面上的位置决定。由于A11-GA21的特征多项式f(λ)为：
Figure GDA0003461913130000121
期望特征多项式为：
Figure GDA0003461913130000122
考虑f(λ)＝f*(λ)，即λ2+g2λ+g1＝λ2-(p1+p2)λ+p1p2，则
Figure GDA0003461913130000123
二维状态观测器的输出误差反馈矩阵G与观测器的极点p1和p2应当满足式(28)之关系。
二维状态观测器极点可按典型二阶系统设计其极点。这里以典型二阶系统单位阶跃响应指标为设计依据：期望观测器最大超调量Mp＝20％，调整时间ts＝0.01s(2％误差标准)，即观测器能够在半个工频周期内完成系统状态的精确估算。应理解的是，在本发明的另一些实施例中，二维状态观测器的极点也可按其它响应指标为设计依据。
按上述响应指标，并依据二阶系统最大超调量Mp与阻尼比ζ之关系：
Figure GDA0003461913130000124
可计算出阻尼比：ζ＝0.4559。
按上述性能指标，并依据二阶系统调整时间ts与阻尼比ζ、无阻尼自然频率ωn之关系：
Figure GDA0003461913130000125
并将ζ＝0.4559带入式(30)，得无阻尼自然频率：ωn＝877.3854rad/s。
因此，当观测器极点p1和p2配置在：
Figure GDA0003461913130000126
可实现上述性能指标。
由式(28)，反馈矩阵G的具体数值为：
Figure GDA0003461913130000131
即：g1＝769810，g2＝800。
本发明的实施例的电流微分检测方法参见图6，采集到的逆变器侧电压、逆变器的并网电压及逆变器的网侧电流，通过二维观测器(图6中被框出的部分，与图5相同)，得到系统状态矢量x＝[x1 x2 x3]T中的二个状态变量x1，x2，得到相应的观测值
Figure GDA0003461913130000132
及
Figure GDA0003461913130000133
其中状态变量x3的观测值
Figure GDA0003461913130000134
为实时采集的网侧电流i2。然后利用公式(18)通过状态变量的观测值
Figure GDA0003461913130000135
和并网电压uo的一阶和二阶微分得到网侧电流的一阶微分观测值
Figure GDA0003461913130000136
二阶微分观测值
Figure GDA0003461913130000137
及三阶微分观测值
Figure GDA0003461913130000138
为证实本发明的实施例的方法的可行性，利用MATLAB搭建了单相并网LCL逆变器滤波控制系统模型。图7a至7c为逆变器滤波系统主电路与控制原理图。图7a至7c中，逆变器采用经典的双闭环控制结构：网侧电流PID控制外环+滤波电容比例反馈内环。主电路信号检测包括：逆变侧电压upwm、并网电压uo、滤波电容电流ic、网侧电流i2。
图7a与图2中相应部件一一对应对应。图7a中仿真参数说明如下：逆变器输入侧直流供电电压Udc＝400V；逆变器选用IGBT+续流二极管的2桥臂形式；逆变器侧和网侧滤波电感值分别为：L1＝2mH、L2＝0.8mH；逆变器侧和网侧滤波电感的等效电阻值分别为R1＝0.002Ω、R2＝0.001Ω；滤波电容大小：Cf＝3μF；电网电压为220V有效值，且电网等效阻抗(阻感性)为：0.2+jω×0.0012Ω.
图7a中，PWM1模块为接收由图7b中PWM模块产生的4个开关信号，控制图7a中逆变器封装模块4个功率开关的导通及关断。图7a中电压检测模块符号u_pwm和u_o分别代表：检测得到的逆变器侧电压upwm和并网电压uo；图7a主电路中，滤波电容电压uc、逆变器侧电流i1、网侧电流i2、并网电流igrid、滤波电容电流ic，这5个信号的检测均由图7c中多信号检测模块(Multimeter)检测获得；此外，检测到的网侧电流i2和滤波电容电流ic通过相应的信号传送模块(分别标注为i_2和i_capacitor)送给图7b中用于逆变器滤波环节的控制。
图7b为LCL逆变器滤波系统控制环节，采用如下经典的控制方式：网侧电流PID外环+滤波电容比例反馈内环。可以理解是，在本发明的另一些实施例中，可采用其它类似的方式进行控制。图7b中，标称为reference current的模块为逆变器控制环节提供频率为50Hz幅值为6A的参考电流。用参考电流与检测到的网侧电流做差，并且将该差值、该差值的一个采样周期延时信号、参考电流送入标称为pid_lcl的S函数模块。该S函数模块实现基本位置式数字PID控制功能，且比例常数为kp＝20，积分常数为ki＝7080，微分常数为kd＝0.005；电容电流内环的比例反馈系数KC＝15，实现LCL滤波器固定谐振峰的有源阻尼效果。
图7c为主电路的部分检测单元，多信号检测模块(Multimeter)检测获得5个信号：滤波电容电压uc、逆变器侧电流i1、网侧电流i2、并网电流igrid、滤波电容电流ic。此外，通过Powergui(电气元件用户交互)模块设定整个MATLAB仿真采用固定步长，电气主电路的采样计算时间为2μs。
为便于对图7b控制结构的理解，在图8提供了单相并网LCL逆变器滤波环节控制框图。
图9a及图9b为二维状态观测器及网侧电流微分检测仿真结构图。图9a及图9b中，状态观测器仿真结构与图4完全对应；网侧电流一阶、二阶、三阶微分检测环节采用式(18)。
图10a为上述仿真模型中单相并网LCL逆变器网侧电流i2的仿真波形。同时，图10b中提供了在0.02s至0.021s时间内(对应图9a的局部放大框处)的i2的波形细节。
图10a为利用MATLAB搭建如式(12)观测器，并按照式(18)实时计算出图9b中0.02s至0.021s时间内的i2的一阶微分的观测值；与图10b采用连续求导函数直接算出i2的一阶微分的计算值对比，可知：所提出的微分观测方法能够精确地检测网侧电流一阶微分。
图12a为利用MATLAB搭建如式(12)观测器，并按照式(18)实时计算出图10b中0.02s至0.021s时间内的i2的二阶微分的观测值；与图12b采用连续求导函数直接算出i2的二阶微分的计算值对比，可知：所提出的微分观测方法能够较精确地检测网侧电流二阶微分。
图13a为利用MATLAB搭建如式(12)观测器，并按照式(18)实时计算出图10b中0.02s至0.021s时间内的i2的二阶微分的观测值；与图13b采用连续求导函数直接算出i2的三阶微分的计算值相比，可知：所提出的微分观测方法可观测电流三阶微分。
图10a至图13b所呈仿真结果验证了本发明的实施例中所提单相并网LCL逆变器网侧电流微分检测方法的可行性。
在本发明的实施例中，检测到的网侧电流一阶微分观测值
Figure GDA0003461913130000151
作为PID控制器微分控制信号的组成部分，参照图14，图14采用了单相并网LCL逆变器的典型双闭环控制策略——网侧电流PID控制外环+滤波电容电流比例反馈内环，可以理解的是，在本发明的实施例中，也可以采取其它的控制策略。
在本发明的实施例中，检测到的网侧电流一阶微分观测值
Figure GDA0003461913130000152
用于滑模变结构控制器控制器微分控制信号的组成部分，参照图15。图15对单相并网LCL逆变器采用了以下双闭环控制——滑模变结构控制外环+逆变器侧电流比例内环，可以理解的是，在本发明的实施例中，也可以采取其它的控制策略。图15中的控制原理如下：(1)逆变器侧电流比例内环实现对LCL逆变器滤波系统的降阶处理，即在合理选取电流比例控制参数KC1的前提下，逆变器侧电感环节传递函数近似为1；(2)滑模变结构控制外环实现对逆变器参考电流iref的鲁棒跟踪效果；(3)滑模变结构控制包括：跟踪律和切换律；其中，跟踪律确保系统运动状态最终趋于原点(跟踪误差为零)；切换律确保系统运动状态不离开滑模面。图15中，S1至S4表示单相逆变器的4个开关状态信号；KC1为逆变器侧电流比例控制参数；kp、ki、kd分别为所设计的线性PID滑模面的比例、积分及微分参数；ρ为切换增益。变结构控制器中网侧电流一阶微分信号由上述微分检测方法检测得到，即由图6所示方法得到网侧电流一阶微分观测值
Figure GDA0003461913130000153
可以理解的是，在本发明的实施例中，上述检测得到的二阶微分观测值
Figure GDA0003461913130000161
及三阶微分观测值
Figure GDA0003461913130000162
也可以作为控制策略中的控制信号。
上面结合附图对本发明实施例作了详细说明，但是本发明不限于上述实施例，在所述技术领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下作出各种变化。

Claims (5)

1.一种单相并网LCL逆变器网侧电流微分检测方法，其特征在于，包括：
S100，通过电压传感器实时采集逆变器侧电压及逆变器的并网电压，通过电流传感器实时采集逆变器的网侧电流；
S200，构建所述逆变器滤波系统二维状态观测器，获得所述系统状态矢量x＝[x1 x2x3]T中的二个状态变量x1，x2，得到相应的观测值
Figure FDA0003461913120000011
及
Figure FDA0003461913120000012
其中，状态变量x3的观测值
Figure FDA0003461913120000013
为实时采集的所述网侧电流i2，所述逆变器滤波系统二维状态观测器的输入参数被配置为所述逆变器侧电压upwm、所述逆变器并网电压uo及所述逆变器网侧电流i2；
所述逆变器滤波系统二维状态观测器的构建方法为：
Figure FDA0003461913120000014
Figure FDA0003461913120000015
其中，误差反馈矩阵
Figure FDA00034619131200000118
Figure FDA0003461913120000016
为新状态矢量w的观测值，y为所述网侧电流i2，u1为所述逆变器侧电压upwm，u2为所述逆变器并网电压uo；m1＝a2g1-a4-g1g2，
Figure FDA0003461913120000017
m3＝a1，m4＝a5g1-a1，m5＝a5g2-a6；
Figure FDA0003461913120000018
且
Figure FDA0003461913120000019
L1为逆变器侧滤波电感，L2为网侧滤波电感，R1为逆变器侧滤波电感的等效电阻，R2为网侧滤波电感的等效电阻，Cf为滤波电容；
S300，基于所述观测值
Figure FDA00034619131200000110
及
Figure FDA00034619131200000111
通过所述逆变器并网电压uo对时间的一阶微分
Figure FDA00034619131200000112
及二阶微分
Figure FDA00034619131200000113
得出所述网侧电流i2观测值
Figure FDA00034619131200000114
对时间的一阶微分
Figure FDA00034619131200000115
二阶微分
Figure FDA00034619131200000116
及三阶微分
Figure FDA00034619131200000117
Figure FDA0003461913120000021
式中，
Figure FDA0003461913120000022
Figure FDA0003461913120000023
其中，u1为所述逆变器侧电压upwm，u2为所述逆变器并网电压uo，
Figure FDA0003461913120000024
为u2对时间的一阶微分，
Figure FDA0003461913120000025
为u2对时间的二阶微分，
Figure FDA0003461913120000026
为
Figure FDA0003461913120000027
2.根据权利要求1所述的单相并网LCL逆变器网侧电流微分检测方法，其特征在于，所述步骤S200还包括：
对所述逆变器滤波系统二维状态观测器的极点值进行配置，并由所述极点值得出误差反馈矩阵G的值。
3.根据权利要求2所述的单相并网LCL逆变器网侧电流微分检测方法，其特征在于，由所述极点值得出误差反馈矩阵G的值的方法为：
Figure FDA0003461913120000028
其中，p1及p2为所述逆变器滤波系统二维状态观测器的二个极点。
4.根据权利要求3所述的单相并网LCL逆变器网侧电流微分检测方法，其特征在于，所述步骤S200中，根据系统单位阶跃响应指标对所述逆变器滤波系统二维状态观测器的极点值进行配置。
5.根据权利要求1-4中任一项所述的单相并网LCL逆变器网侧电流微分检测方法，其特征在于，
所述网侧电流对时间的一阶微分用作PID控制器的微分控制信号；
或者，所述网侧电流对时间的一阶微分、二阶微分及三阶微分中的至少一项用作滑模变结构控制器的微分控制信号。
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