CN111355379B - 一种控制电路、控制方法、芯片及反激式变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种控制电路、控制方法、芯片及反激式变换器。所述控制电路包括：副边控制模块，与所述副边电路相连，用于生成一副边控制信号，并根据反激式变换器次级绕组两端的电压对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路导通或断开；传输模块，与所述副边控制模块相连，用于将所述副边控制信号发送至原边控制模块；原边控制模块，与所述传输模块和所述原边电路分别相连，用于生成一原边控制信号，并根据所述副边控制信号对所述原边控制信号进行调整从而控制所述原边电路导通或断开。所述控制电路能够在副边直接获得原边控制信号，无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，有利于降低电路复杂度。

Description

一种控制电路、控制方法、芯片及反激式变换器
技术领域
本发明属于变换器的控制和调节领域，涉及一种控制电路，特别是涉及一种控制电路、控制方法、芯片及反激式变换器。
背景技术
反激式(Flyback)变换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。反激式变换器以其电路结构简单、成本低廉等优点而广泛应用于小功率电源以及各种电源适配器。现有同步整流隔离式反激变换器电路主要包括原边、副边和光耦。当采用副边反馈恒压恒流时，副边得到的误差放大信号COMP通过光耦传递到原边，原边根据该误差放大信号COMP生成原边控制信号从而驱动原边的功率管。同时，为实现原边功率管和副边功率管的同步控制，副边需要根据所述原边控制信号来调整副边控制信号以驱动副边功率管。然而，现有反激式变换器的控制电路中，原边控制信号在原边生成，副边无法直接获得所述原边控制信号，因此需要采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，致使电路复杂度增加。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种控制电路、控制方法、芯片及反激式变换器，用于解决现有技术中副边电路复杂度增加的问题。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明的第一方面提供一种控制电路，用于控制反激式变换器，所述反激式变换器包括原边电路和副边电路。所述控制电路包括：副边控制模块，与所述副边电路相连，用于生成一副边控制信号，并根据反激式变换器次级绕组两端的电压对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路导通或断开；传输模块，与所述副边控制模块相连，用于将所述副边控制信号发送至原边控制模块；原边控制模块，与所述传输模块和所述原边电路分别相连，用于生成一原边控制信号，并根据所述副边控制信号对所述原边控制信号进行调整从而控制所述原边电路导通或断开。
于所述第一方面的某些实施例中，所述副边控制信号为方波信号；所述传输模块将所述方波信号的上升沿和下降沿发送至所述原边控制模块；所述原边控制模块根据所述上升沿和所述下降沿对所述原边控制信号进行调整从而控制所述原边电路导通或断开。
于所述第一方面的某些实施例中，所述原边控制信号和所述副边控制信号同相或反相。
于所述第一方面的某些实施例中，所述控制电路还包括：采样模块，与所述副边电路相连，用于对所述反激式变换器次级绕组两端的电压进行采样以获得第一采样信号和第二采样信号；所述副边控制模块根据所述第一采样信号和所述第二采样信生成一原边导通时间，并根据所述原边导通时间对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路导通。
于所述第一方面的某些实施例中，所述原边导通时间与所述第一采样信号的电压值成正比，与所述第二采样信号的电压值成反比。
于所述第一方面的某些实施例中，所述控制模块包括：误差放大信号生成单元，与所述反激式变换器的输出端相连，用于根据所述反激式变换器的输出电压生成一误差放大信号；比较单元，与所述副边电路和所述误差放大信号生成单元分别相连，用于根据所述反激式变换器次级绕组第二端的电压和所述误差放大信号对所述副边控制信号进行调整，从而控制所述副边电路断开。
本发明的第二方面提供一种控制方法，用于反激式变换器的副边，所述反激式变换器包括原边电路和副边电路。所述控制方法包括：生成一副边控制信号；获取反激式变换器次级绕组两端的电压，并根据所述反激式变换器次级绕组两端的电压对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路导通或断开；将所述副边控制信号发送至原边；原边根据所述副边控制信号对一原边控制信号进行调整从而控制所述原边电路导通或断开。
于所述第二方面的某些实施例中，将所述副边控制信号发送至原边的实现方法包括：所述副边控制信号为方波信号；将所述方波信号的上升沿和下降沿发送至原边；原边根据所述上升沿和所述下降沿对所述原边控制信号进行调整从而控制所述原边电路导通或断开。
于所述第二方面的某些实施例中，所述原边控制信号和所述副边控制信号同相或反相。
于所述第二方面的某些实施例中，获取反激式变换器次级绕组两端的电压，并根据所述反激式变换器次级绕组两端的电压对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路导通的实现方法包括：对所述反激式变换器次级绕组两端的电压进行采样，以获得第一采样信号和第二采样信号；根据所述第一采样信号和所述第二采样信号生成一原边导通时间；根据所述原边导通时间对所述副边控制信号进行调整以控制所述副边电路导通。
于所述第二方面的某些实施例中，所述原边导通时间与所述第一采样信号的电压值成正比，与所述第二采样信号的电压值成反比。
于所述第二方面的某些实施例中，根据所述反激式变换器次级绕组两端的电压对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路断开的实现方法包括：根据反激式变换器的输出电压生成一误差放大信号；获取所述反激式变换器次级绕组第二端的电压；根据所述误差放大信号和所述反激式变换器次级绕组第二端的电压对所述副边控制信号进行调整，从而控制所述副边电路断开。
本发明的第三方面提供一种芯片，所述芯片包括本发明所述控制电路。
本发明的第四方面提供一种反激式变换器，所述反激式变换器包括：原边电路；副边电路；本发明所述控制电路，与所述原边电路和所述副边电路分别相连，用于对所述反激式变换器进行控制。
如上所述，本发明的控制电路、控制方法、芯片及反激式变换器，具有以下有益效果：
所述控制电路中，原边控制模块根据所述副边控制信号对所述原边控制信号进行调整进而控制原边电路导通或断开。因此，所述副边控制模块可以根据所述副边控制信号直接获得所述原边控制信号，无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，降低了电路复杂度。
附图说明
图1显示为本发明所述控制电路于一实施例中的电路结构图。
图2显示为本发明所述控制电路于一实施例中的信号波形图。
图3A显示为本发明所述控制电路于又一实施例中的信号波形图。
图3B显示为本发明所述控制电路于再一实施例中的信号波形图。
图4显示为本发明所述控制电路于又一实施例中的电路结构图。
图5显示为本发明所述控制电路于一实施例中采样模块的电路图。
图6显示为本发明所述控制方法于一实施例中的流程图。
图7显示为本发明所述控制方法于一实施例中步骤S12控制副边电路导通的流程图。
图8显示为本发明所述控制方法于又一实施例中步骤S12控制副边电路断开的流程图。
图9显示为本发明所述芯片于一实施例中的封装示意图。
元件标号说明
1 原边电路
2 副边电路
3 控制电路
31 原边控制模块
32 副边控制模块
33 传输模块
34 采样模块
341 第一采样单元
342 第二采样单元
3421 分压电阻
3422 采样保持器
S11～S13 步骤
S121a～S123a 步骤
S121b～S123b 步骤
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
现有同步整流隔离式反激变换器电路主要包括原边、副边和光耦。当采用副边反馈恒压恒流时，副边得到的误差放大信号COMP通过光耦传递到原边，原边根据该误差放大信号COMP生成原边控制信号从而驱动原边的功率管。同时，为实现原边功率管和副边功率管的同步控制，副边需要根据所述原边控制信号来调整副边控制信号以驱动副边功率管。然而，现有反激式变换器的控制电路中，原边控制信号在原边生成，副边无法直接获得所述原边控制信号，因此需要采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，致使电路复杂度增加。
针对上述问题，本发明提供一种控制电路，用于控制反激式变换器，所述反激式变换器包括原边电路和副边电路。所述控制电路包括：副边控制模块，与所述副边电路相连，用于生成一副边控制信号，并根据反激式变换器次级绕组两端的电压对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路导通或断开；传输模块，与所述副边控制模块相连，用于将所述副边控制信号发送至原边控制模块；原边控制模块，与所述传输模块和所述原边电路分别相连，用于生成一原边控制信号，并根据所述副边控制信号对所述原边控制信号进行调整从而控制所述原边电路导通或断开。
本发明所述控制电路中，原边控制模块根据所述副边控制信号对所述原边控制信号进行调整进而控制原边电路导通或断开。因此，所述副边控制模块可以根据所述副边控制信号直接获得所述原边控制信号，无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，降低了电路复杂度。
请参阅图1，于本发明的一实施例中，所述控制电路3包括：
副边控制模块32，与副边电路2相连，用于生成一副边控制信号SPWM，并根据反激式变换器次级绕组L2两端的电压对所述副边控制信号SPWM进行调整从而控制所述副边电路2导通或断开；
传输模块33，与所述副边控制模块32相连，用于将所述副边控制信号SPWM发送至原边控制模块31；
原边控制模块31，与所述传输模块33相连并接入到原边电路1中，用于生成一原边控制信号PPWM，并根据所述副边控制信号SPWM对所述原边控制信号PPWM进行调整从而控制所述原边电路2导通或断开。
于一些实施例中，副边需要将误差放大信号COMP通过光耦传输至原边从而实现原边功率管的驱动，其存在的问题是：副边无法直接获得原边控制信号，因而需要采用复杂的副边同步整流管控制电路以实现副边功率管的驱动。于本实施例中，所述原边控制信号PPWM根据所述副边控制信号SPWM进行调整，因此，所述副边控制模块32能够根据所述副边控制信号SPWM直接获得所述原边控制信号PPWM，因而无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，降低了副边的电路复杂度。同时，电路复杂度的降低能够缩短副边电路的处理时长，有利于缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2之间的死区时间。
请参阅图2，于本发明的一实施例中，所述副边控制信号SPWM为方波信号；所述传输模块33将所述方波信号的上升沿和下降沿发送至所述原边控制模块31；所述原边控制模块31根据所述上升沿和所述下降沿对所述原边控制信号PPWM进行调整，从而控制所述原边电路导通或断开。
优选地，所述传输模块33通过脉冲信号的方式将所述方波信号的上升沿和下降沿发送至所述原边控制模块31。例如，所述传输模块33可以通过发送正脉冲以将所述方波信号的上升沿发送至所述原边控制模块31，通过发送负脉冲以将所述方波信号的下降沿发送至所述原边控制模块31。此时，所述传输模块33只需传送相应的脉冲信号。进一步优选地，所述传输模块33包括数字耦合器，所述数字耦合器用于所述脉冲信号的传输。相对于一些实施例中采用光耦在副边和原边之间传输COMP信号的方式，本实施例采用脉冲信号携带所述副边控制信号的相关信息并通过数字耦合器发送所述脉冲信号，传输速率更快，有利于进一步缩短所述原边功率管MOS1和所述副边功率管MOS2的死区时间。
请参阅图3A，于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM和所述副边控制信号SPWM同相。即：所述副边控制信号SPWM为高电平时所述原边控制信号SPWM也为高电平，当所述副边控制信号SPWM为低电平时所述原边控制信号PPWM也为低电平。此时，所述副边控制模块可以根据所述副边控制信号SPWM直接获得所述原边控制信号PPWM，某些情况下甚至可以直接将所述副边控制信号SPWM作为所述原边控制信号PPWM使用。此时，所述副边控制模块32能够直接获得所述原边控制信号PPWM，因而无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，降低了副边的电路复杂度，同时有利于缩短原边和副边的死区时间。
于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM和所述副边控制信号SPWM同相。所述副边控制信号SPWM直接接入所述副边功率管的栅极，所述原边控制信号PPWM经反相之后接入所述原边功率管的栅极。当所述副边控制信号SPWM为高电平时，所述副边电路导通，所述原边控制信号PPWM经反相之后为低电平从而控制所述原边电路断开；当所述副边控制信号SPWM为低电平时，所述副边电路断开，所述原边控制信号PPWM经反相之后为高电平从而控制所述原边电路导通。
于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM和所述副边控制信号SPWM同相。所述副边控制信号SPWM经反相后接入所述副边功率管的栅极，所述原边控制信号PPWM直接接入所述原边功率管的栅极。当所述副边控制信号SPWM为高电平时，其反相为低电平，所述副边电路断开，所述原边控制信号PPWM为高电平从而控制所述原边电路导通；当所述副边控制信号SPMW为低电平时，其反相为高电平，所述副边电路导通，所述原边控制信号PPWM为低电平从而控制所述原边电路断开。
请参阅图3B，于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM和所述副边控制信号SPWM反相。即：所述副边控制信号SPWM为高电平时所述原边控制信号SPWM为低电平，当所述副边控制信号SPWM为低电平时所述原边控制信号PPWM为高电平。此时，所述副边控制模块通过对所述副边控制信号SPWM进行反相处理即可直接获得所述原边控制信号PPWM。因此，所述副边控制模块32能够直接获得所述原边控制信号PPWM，因而无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，降低了副边的电路复杂度，同时有利于缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2的死区时间。
于本发明的一实施例中，所述副边控制信号SPWM和所述原边控制信号PPWM反相。所述副边控制信号SPWM直接接入所述副边功率管的栅极，所述原边控制信号PPWM直接接入所述原边功率管的栅极。
于本发明的一实施例中，所述副边控制信号SPWM和所述原边控制信号PPWM反相。所述副边控制信号SPWM经反相后接入所述副边功率管的栅极，所述原边控制信号PPWM经反相后接入所述原边功率管的栅极。
请参阅图4，于本发明的一实施例中，所述控制电路3还包括：
采样模块34，与所述副边电路2相连，用于对所述反激式变换器次级绕组L2两端的电压进行采样以获得第一采样信号FSS和第二采样信号SSS；
所述副边控制模块32通过所述采样模块34与所述副边电路2相连，根据所述第一采样信号FSS和所述第二采样信号SSS生成一原边导通时间TP，并根据所述原边导通时间TP对所述副边控制信号SPWM进行调整从而控制所述副边电路导通。
所述原边导通时间TP是指所述原边电路1导通的时间，理想状况下，TP与所述副边电路2断开的时间相同。从所述副边电路2断开的时刻开始，经过TP时间后所述副边控制模块32对所述副边控制信号SPWM进行调整从而控制所述副边电路导通。例如，自副边断开时刻开始TP时间后，所述副边控制模块32置位所述副边控制信号SPWM为高电平从而驱动所述副边功率管MOS2导通进而控制所述副边电路导通。
于本发明的一实施例中，所述副边控制模块32根据所述反激式变换器次级绕组L2两端的电压生成一原边导通时间TP，并根据所述原边导通时间TP对所述副边控制信号SPWM进行调整从而控制所述副边电路导通。
于本发明的一实施例中，所述原边导通时间与所述第一采样信号的电压值成正比，与所述第二采样信号的电压值成反比。
于一些实施例中，反激式变换器工作在连续电流模式(continuous currentmode，CCM)。然而，这些实施例中均未涉及反激式变换器的准定频控制。所谓准定频控制是指无论所述反激式变换器的输入电压和输出电压如何变化，其开关周期T保持不变。
本实施例中，为实现CCM模式下反激式变换器的准定频控制，将所述原边导通时间TP设置为与所述第一采样信号FSS成正比，与所述第二采样信号SSS成反比。优选地，所述第一采样信号FSS的电压值与NPS×VO成正比，所述第二采样信号SSS的电压值与VIN+NPS×VO成正比。
在CCM模式下，原边控制信号的占空比
Figure BDA0002423600990000081
因此，当TP与NPS×VO成正比、与VIN+NPS×VO成反比时，所述开关周期T与所述反激式变换器的输入电压和输出电压无关。
根据上述描述可知，本实施例中通过将所述原边导通时间TP设置为与所述第一采样信号FSS的电压值成正比、与所述第二采样信号SSS的电压值成反比能够保证所述开关周期T与所述反激式变换器的输入电压和输出电压无关，从而实现反激式变换器的准定频控制。相对于其他控制方式而言，准定频控制使得电源的开关频率不随输入电压和输出电压变化，有利于降低开关电源设计的复杂度。
请参阅图5，于本发明的一实施例中，所述采样模块34包括第一采样单元341和第二采样单元342。
所述第一采样单元341与所述反激式变换器次级绕组L2的第一端相连，用于对所述反激式变换器次级绕组L2的第一端电压进行采样，获得所述第一采样信号FSS。所述第一采样信号FSS的电压值为
Figure BDA0002423600990000082
其中，k1为采样系数，其取值取决于所述第一采样电路的结构；VO为所述反激式变换器次级绕组L2的第一端电压，于本实施例中，其与所述反激式变换器的输出电压相同。
所述第二采样单元342包括分压电阻3421和采样保持器3422。具体地：当所述副边电路断开时，所述分压电阻3421构成的分压电路对所述反激式变换器次级绕组L2第二端的电压进行分压并获得电压值为
Figure BDA0002423600990000083
的第二采样信号，其中，k2为采样系数，其取值取决于所述第二采样电路的结构；VIN为所述反激式变换器初级绕组L1第一端的电压，于本实施例中，其与所述反激式变换器的输入电压相同；NPS为所述反激式变换器初级绕组L1和次级绕组L2的匝数比。当所述副边电路导通时，所述采样保持器3422将所述第二采样信号的电压保持为
Figure BDA0002423600990000091
本实施例所述采样模块能够获得电压值与NPS×VO成正比的第一采样信号以及电压值与VIN+NPS×VO成正比的第二采样信号，在此基础上，可以根据所述第一采样信号的电压值和所述第二采样信号的电压值自适应调整所述原边导通时间TP，以使所述原边导通时间与所述第一采样信号的电压值成正比，并使所述原边导通时间与所述第二采样信号的电压值成反比，进而实现所述反激式变换器的准定频控制。
于本发明的一实施例中，所述采样模块34包括采样保持器。于本实施例中，所述第一采样信号与所述反激式变换器次级绕组L2的第一端电压VO相同。当所述副边电路断开时，所述第二采样信号与所述反激式变换器次级绕组L1的第一端电压相同，其电压值为VIN+NPS×VO；当所述副边电路导通时，所述采样保持器将所述第二采样信号的电压值保持为VIN+NPS×VO。
本实施例所述采样模块能够获得与NPS×VO成正比的第一采样信号以及与VIN+NPS×VO成正比的第二采样信号，在此基础上，可以根据所述第一采样信号的电压值和所述第二采样信号的电压值自适应调整所述原边导通时间TP，以使所述原边导通时间与所述第一采样信号的电压值成正比，与所述第二采样信号的电压值成反比，进而实现所述反激式变换器的准定频控制。
于本发明的一实施例中，所述控制模块3包括：
误差放大信号生成单元，与所述反激式变换器的输出端相连，用于根据所述反激式变换器的输出电压VO生成一误差放大信号COMP；通过所述误差放大信号生成单元生成所述误差放大信号COMP的方法可以通过现有技术实现，此处不再详述；
比较单元，与所述副边电路和所述误差放大信号生成单元分别相连，用于根据所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD和所述误差放大信号COMP对所述副边控制信号SPWM进行调整，从而控制所述副边电路断开。
具体地，请参阅图2，所述比较单元对所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行反相放大处理后得到一反相放大信号VD，并将所述反相放大信号VD与所述误差放大信号COMP进行比较：当所述反相放大信号VD与所述误差放大信号COMP相同时，所述比较单元对所述副边控制信号SPWM进行调整从而控制所述副边电路断开。例如，于一些实施例中，所述比较单元可以通过复位所述副边控制信号SPWM为低电平，从而驱动所述副边功率管断开进而控制所述副边电路断开。
对所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行反相放大处理的实现方法包括：当副边电路导通时，对反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行反相放大处理，所述放大倍数为10～40倍；当所述副边电路断开时，对所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行反相处理。
于本发明的一实施例中，所述副边控制信号和所述原边控制信号均为方波，且所述副边控制信号和所述原边控制信号同相。所述副边控制信号经反相后接入副边功率管的栅极，所述原边控制信号直接接入原边功率管的栅极。因此，所述副边控制信号为高电平时，副边电路断开，原边电路导通；当所述副边控制信号为低电平时，副边电路导通，原边电路断开。
于本实施例中，所述控制模块包括比较单元。所述比较单元通过对所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行处理获得一反相放大信号VD，并根据所述反相放大信号VD与一误差放大信号COMP的比较比较结果生成所述副边控制信号的上升沿，此时所述副边电路断开。
于本实施例中，所述控制电路还包括采样模块。所述采样模块用于对所述反激式变换器次级绕组两端的电压进行处理，以获得电压值与NPS×VO成正比的第一采样信号FSS以及电压值与VIN+NPS×VO成正比的第二采样信号SSS。所述控制模块根据所述第一采样信号FSS和所述第二采样信号SSS自适应地调整原边导通时间TP的取值以使所述原边导通时间TP与所述第一采样信号FSS的电压值成正比，且使所述原边导通时间TP与所述第二采样信号SSS的电压值成反比从而实现所述反激式变换器的准定频控制。从所述副边控制信号产生上升沿的时刻开始，经TP时间后所述控制模块生成所述副边控制信号的下降沿，此时所述副边电路导通。
所述副边控制信号的开关周期与原边控制信号的开关周期相同，在准定频模式下二者均与输入电压和输出电压无关。因此，所述副边控制信号可以由所述副边控制信号的上升沿和下降沿唯一确定。
于本实施例中，所述传输模块将所述副边控制信号的上升沿和下降沿分别传输给所述原边控制模块。所述原边控制模块根据所述副边控制信号的上升沿生成所述原边控制信号的上升沿，此时所述原边电路导通；所述原边控制模块根据所述副边控制信号的下降沿生成所述原边控制信号的下降沿，此时所述原边电路断开。所述原边控制信号可以由所述上升沿和所述下降沿唯一确定。
本发明还提供一种控制方法，用于反激式变换器的副边。请参阅图6，所述控制方法包括：
S11，生成一副边控制信号SPWM；
S12，获取反激式变换器次级绕组L2两端的电压，并根据所述反激式变换器次级绕组L2两端的电压对所述副边控制信号SPWM进行调整，从而控制所述副边电路导通或断开；
S13，将所述副边控制信号SPWM发送至原边；原边根据所述副边控制信号SPWM对一原边控制信号PPWM进行调整，从而控制所述原边电路导通或断开。
于一些实施例中，副边需要将误差放大信号COMP通过光耦传输至原边从而实现原边功率管的驱动，其存在的问题是：副边无法直接获得原边控制信号，因而需要采用复杂的副边同步整流管控制电路以实现副边功率管的驱动。于本实施例中，所述原边控制信号PPWM根据所述副边控制信号SPWM进行调整，因此，副边能够根据所述副边控制信号SPWM直接获得所述原边控制信号PPWM，其无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，降低了副边的电路复杂度。同时，电路复杂度的降低能够缩短副边电路的处理时长，有利于缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2之间的死区时间。
于本发明的一实施例中，将所述副边控制信号发送至原边的实现方法包括：
所述副边控制信号为方波信号；将所述方波信号的上升沿和下降沿发送至原边；原边根据所述上升沿和所述下降沿对所述原边控制信号进行调整从而控制所述原边电路导通或断开。
本实施例中，所述方波信号的上升沿和下降沿可以采用脉冲信号的形式发送至原边。例如，通过发送正脉冲以将所述方波信号的上升沿发送至原边，通过发送负脉冲以将所述方波信号的下降沿发送至原边。此时，步骤S13只需传送相应的脉冲信号。优选地，步骤S13中采用数字耦合器传输所述脉冲信号。相对于一些实施例中采用光耦在副边和原边之间传输COMP信号的方式，本实施例采用脉冲信号携带所述副边控制信号的相关信息并通过数字耦合器发送所述脉冲信号，传输速率更快，有利于进一步缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2的死区时间。
请参阅图3A，于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM和所述副边控制信号SPWM同相。即：所述副边控制信号SPWM为高电平时所述原边控制信号SPWM也为高电平，当所述副边控制信号SPWM为低电平时所述原边控制信号PPWM也为低电平。此时，副边可以根据所述副边控制信号SPWM直接获得所述原边控制信号PPWM，某些情况下甚至可以直接将所述副边控制信号SPWM作为所述原边控制信号PPWM使用。因此，副边能够直接获得所述原边控制信号PPWM，因而无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，降低了副边的电路复杂度，同时有利于缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2之间的死区时间。
于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM和所述副边控制信号SPWM同相。所述副边控制信号SPWM直接接入所述副边功率管的栅极，所述原边控制信号PPWM经反相之后接入所述原边功率管的栅极。当所述副边控制信号SPWM为高电平时，所述副边电路导通，所述原边控制信号PPWM经反相之后为低电平从而控制所述原边电路断开；当所述副边控制信号SPWM为低电平时，所述副边电路断开，所述原边控制信号PPWM经反相之后为高电平从而控制所述原边电路导通。
于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM和所述副边控制信号SPWM同相。所述副边控制信号SPWM经反相后接入所述副边功率管的栅极，所述原边控制信号PPWM直接接入所述原边功率管的栅极。当所述副边控制信号SPWM为高电平时，其反相为低电平，所述副边电路断开，所述原边控制信号PPWM为高电平从而控制所述原边电路导通；当所述副边控制信号SPMW为低电平时，其反相为高电平，所述副边电路导通，所述原边控制信号PPWM为低电平从而控制所述原边电路断开。
请参阅图3B，于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM和所述副边控制信号SPWM反相。即：所述副边控制信号SPWM为高电平时所述原边控制信号SPWM为低电平，当所述副边控制信号SPWM为低电平时所述原边控制信号PPWM为高电平。此时，副边通过对所述副边控制信号SPWM进行反相处理即可直接获得所述原边控制信号PPWM。因此，副边能够直接获得所述原边控制信号PPWM，因而无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，降低了副边的电路复杂度，同时有利于缩短原边和副边的死区时间。
于本发明的一实施例中，所述副边控制信号SPWM和所述原边控制信号PPWM反相。所述副边控制信号SPWM直接接入所述副边功率管的栅极，所述原边控制信号PPWM直接接入所述原边功率管的栅极。
于本发明的一实施例中，所述副边控制信号SPWM和所述原边控制信号PPWM反相。所述副边控制信号SPWM经反相后接入所述副边功率管的栅极，所述原边控制信号PPWM经反相后接入所述原边功率管的栅极。
请参阅图7，于本发明的一实施例中，获取反激式变换器次级绕组两端的电压，并根据所述反激式变换器次级绕组两端的电压对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路导通的实现方法包括：
S121a，对所述反激式变换器次级绕组L2两端的电压进行采样，以获得第一采样信号FSS和第二采样信号SSS；
S122a，根据所述第一采样信号FSS和所述第二采样信号SSS生成一原边导通时间TP；
S123a，根据所述原边导通时间TP对所述副边控制信号进行调整以控制所述副边电路导通。
所述原边导通时间TP是指所述原边电路1导通的时间，理想状况下，TP与所述副边电路2断开的时间相同。从所述副边电路2断开的时刻开始，经过TP时间后对所述副边控制信号进行调整以控制所述副边电路导通。例如，自副边断开时刻开始经过TP时间后，置位所述副边控制信号SPWM为高电平从而驱动所述副边功率管MOS2导通进而控制所述副边电路导通。
本实施例所述步骤121a可以通过图5所示电路实现，具体采样方法此处不再赘述。
于本发明的一实施例中，获取反激式变换器次级绕组两端的电压，并根据所述反激式变换器次级绕组两端的电压对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路导通的实现方法包括：获取所述反激式变换器次级绕组L2两端的电压生成一原边导通时间TP，并根据所述原边导通时间TP对所述副边控制信号SPWM进行调整从而控制所述副边电路导通。
于本发明的一实施例中，所述原边导通时间与所述第一采样信号的电压值成正比，与所述第二采样信号的电压值成反比。
于一些实施例中，反激式变换器工作在连续电流模式(continuous currentmode，CCM)。然而，这些实施例中均未涉及反激式变换器的准定频控制。所谓准定频控制是指无论所述反激式变换器的输入电压和输出电压如何变化，其开关周期T保持不变。
本实施例中，为实现CCM模式下反激式变换器的准定频控制，将所述原边导通时间TP设置为与所述第一采样信号FSS成正比，与所述第二采样信号SSS成反比。优选地，所述第一采样信号FSS的电压值与NPS×VO成正比，所述第二采样信号SSS的电压值与VIN+NPS×VO成正比。
在CCM模式下，原边控制信号的占空比
Figure BDA0002423600990000141
因此，当TP与NPS×VO成正比、与VIN+NPS×VO成反比时，所述开关周期T与所述反激式变换器的输入电压和输出电压无关。
根据上述描述可知，本实施例中通过将所述原边导通时间TP设置为与所述第一采样信号FSS的电压值成正比、与所述第二采样信号SSS的电压值成反比能够保证所述开关周期T不随所述反激式变换器的输入电压和输出电压的变化而变化，从而实现反激式变换器的准定频控制。相对于其他控制方式而言，准定频控制使得电源的开关频率不随输入电压和输出电压变化，有利于降低开关电源设计的复杂度。
请参阅图8，于本发明的一实施例中，根据所述反激式变换器次级绕组两端的电压对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路断开的实现方法包括：
S121b，根据反激式变换器的输出电压生成一误差放大信号COMP；
S122b，获取所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD；
S123b，根据所述误差放大信号COMP和所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD对所述副边控制信号SPWM进行调整，从而控制所述副边电路断开。
具体地，请参阅图2，所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD首先经过反相放大处理后得到一反相放大信号VD，并将所述反相放大信号VD与所述误差放大信号COMP进行比较：当所述反相放大信号VD与所述误差放大信号COMP相同时，对所述副边控制信号SPWM进行调整从而控制所述副边电路断开。例如，于一些实施例中，可以通过复位所述副边控制信号SPWM为低电平以驱动所述副边功率管断开进而控制所述副边电路断开。
对所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行反相放大处理的实现方法包括：当副边电路导通时，对反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行反相放大处理，所述放大倍数为10～40倍；当所述副边电路断开时，对所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行反相处理。
于本发明的一实施例中，所述副边控制信号和所述原边控制信号均为方波，且所述副边控制信号和所述原边控制信号同相。所述副边控制信号经反相后接入副边功率管的栅极，所述原边控制信号直接接入原边功率管的栅极。因此，所述副边控制信号为高电平时，副边电路断开，原边电路导通；当所述副边控制信号为低电平时，副边电路导通，原边电路断开。
于本实施例中，所述副边控制信号上升沿的生成方法包括：根据反激式变换器的输出电压生成一误差放大信号COMP；对所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行反相放大处理，获得一反相放大信号VD；当所述反相放大信号VD与所述误差放大信号COMP相同时，生成所述副边控制信号的上升沿，此时所述副边电路断开。
于本实施例中，所述副边控制信号下降沿的生成方法包括：对所述反激式变换器次级绕组L2两端的电压进行采样以获得第一采样信号和第二采样信号；根据所述第一采样信号和所述第二采样信号的电压自适应调整原边导通时间TP，以使所述自适应导通时间TP与所述第一采样信号的电压成正比，且使所述自适应导通时间TP与所述第二采样信号的电压成反比，从而实现所述反激式变换器的准定频控制；自所述副边控制信号产生上升沿的时刻开始，经TP时间后生成所述副边控制信号的下降沿，此时所述副边电路导通。
所述副边控制信号的开关周期与原边控制信号的开关周期相同，在准定频模式下二者均与输入电压和输出电压无关。因此，所述副边控制信号可以由所述副边控制信号的上升沿和下降沿唯一确定。
于本实施例中，所述副边控制信号的上升沿和下降沿分别传输至原边。原边根据所述副边控制信号的上升沿生成所述原边控制信号的上升沿，此时所述原边电路导通；根据所述副边控制信号的下降沿生成所述原边控制信号的下降沿，此时所述原边电路断开。所述原边控制信号可以由所述原边控制信号的上升沿和下降沿唯一确定。
通过对上述控制电路的描述，本发明还提供一种芯片，所述芯片包括本发明所述控制电路中的至少部分器件。例如，所述芯片可以包含整个控制电路，也可以只包含所述控制电路中的原边控制模块等。所述芯片可表示为将利用半导体技术在晶圆上制造的控制电路进行封装而成的可售有源器件；或者表示为利用PCB封装技术将所述控制电路进行封装而成的可售有源器件。
请参阅图9，于本发明的一实施例中，所述芯片包含用于接收采样信号的第一引脚，用于接入原边电路的第二引脚，用于接入副边电路的第三引脚等。在一些示例中，通过第一引脚，芯片中的原边控制模块、副边控制模块等均可获得原边电路和/或副边电路上的相关信号。在另一些示例中，通过第二引脚和第三引脚，芯片中原边控制模块和副边控制模块可以接入原边电路和副边电路并提供用于电路控制的控制信号。
通过对上述控制电路的描述，本发明还提供一种反激式变换器。所述反激式变换器包括：原边电路；副边电路；本发明所述控制电路，与所述原边电路和所述副边电路分别相连，用于对所述反激式变换器进行控制。
本发明所述的控制方法的保护范围不限于本实施例列举的步骤执行顺序，凡是根据本发明的原理所做的现有技术的步骤增减、步骤替换所实现的方案都包括在本发明的保护范围内。
本发明还提供一种控制电路，所述控制电路可以实现本发明所述的控制方法，但本发明所述的控制方法的实现装置包括但不限于本实施例列举的控制电路的结构，凡是根据本发明的原理所做的现有技术的结构变形和替换，都包括在本发明的保护范围内。
所述控制电路中，原边控制模块根据所述副边控制信号对所述原边控制信号进行调整进而控制原边电路导通或断开。因此，所述副边控制模块可以根据所述副边控制信号直接获得所述原边控制信号，无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，降低了电路复杂度。
本发明中，所述控制电路能够根据所述第一采样信号和所述第二采样信号的电压值自适应调整所述原边导通时间TP，以使所述原边导通时间TP与所述第一采样信号的电压值成正比，并与所述第二采样信号的电压值成反比，从而实现反激式变换器的准定频控制，保证了控制信号的开关周期不随输入电压和输出电压的变化为变化，有利于降低开关电源设计的复杂度。
本发明中，所述控制电路可以采用数字耦合器以脉冲的形式将所述副边控制信号发送至原边，传输速率快，有利于缩短原边和副边之间的死区时间。
所述控制电路能够在副边实现恒压恒流环路的处理，稳定性好且控制精度高。
综上所述，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (10)

1.一种控制电路，其特征在于，用于控制反激式变换器，所述反激式变换器包括原边电路和副边电路，所述控制电路包括：
副边控制模块，与所述副边电路相连，用于生成一副边控制信号，并根据反激式变换器次级绕组两端的电压对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路导通或断开；
传输模块，与所述副边控制模块相连，用于将所述副边控制信号发送至原边控制模块；
原边控制模块，与所述传输模块和所述原边电路分别相连，用于生成一原边控制信号，并根据所述副边控制信号对所述原边控制信号进行调整从而控制所述原边电路导通或断开；
采样模块，与所述副边电路相连，用于对所述反激式变换器次级绕组两端的电压进行采样以获得第一采样信号和第二采样信号；所述副边控制模块根据所述第一采样信号和所述第二采样信号生成一原边导通时间，并根据所述原边导通时间对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路导通，其中，所述原边导通时间
Figure FDA0002983286350000011
NPS为所述反激式变换器初级绕组和次级绕组的匝数比，VO为所述反激式变换器的输出电压，VIN为所述反激式变换器的输入电压，K为任一正数。
2.根据权利要求1所述控制电路，其特征在于：
所述副边控制信号为方波信号；
所述传输模块将所述方波信号的上升沿和下降沿发送至所述原边控制模块；所述原边控制模块根据所述上升沿和所述下降沿对所述原边控制信号进行调整从而控制所述原边电路导通或断开。
3.根据权利要求2所述控制电路，其特征在于：所述原边控制信号和所述副边控制信号同相或反相。
4.根据权利要求1所述控制电路，其特征在于，所述控制模块包括：
误差放大信号生成单元，与所述反激式变换器的输出端相连，用于根据所述反激式变换器的输出电压生成一误差放大信号；
比较单元，与所述副边电路和所述误差放大信号生成单元分别相连，用于根据所述反激式变换器次级绕组第二端的电压和所述误差放大信号对所述副边控制信号进行调整，从而控制所述副边电路断开。
5.一种控制方法，其特征在于，用于反激式变换器的副边，所述反激式变换器包括原边电路和副边电路，所述控制方法包括：
生成一副边控制信号；
获取反激式变换器次级绕组两端的电压，并根据所述反激式变换器次级绕组两端的电压对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路导通或断开；
将所述副边控制信号发送至原边；原边根据所述副边控制信号对一原边控制信号进行调整从而控制所述原边电路导通或断开；
其中，获取反激式变换器次级绕组两端的电压，并根据所述反激式变换器次级绕组两端的电压对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路导通的实现方法包括：
对所述反激式变换器次级绕组两端的电压进行采样，以获得第一采样信号和第二采样信号；
根据所述第一采样信号和所述第二采样信号生成一原边导通时间，所述原边导通时间
Figure FDA0002983286350000021
其中，NPS为所述反激式变换器初级绕组和次级绕组的匝数比，VO为所述反激式变换器的输出电压，VIN为所述反激式变换器的输入电压，K为任一正数；
根据所述原边导通时间对所述副边控制信号进行调整以控制所述副边电路导通。
6.根据权利要求5所述控制方法，其特征在于，将所述副边控制信号发送至原边的实现方法包括：
所述副边控制信号为方波信号；
将所述方波信号的上升沿和下降沿发送至原边；原边根据所述上升沿和所述下降沿对所述原边控制信号进行调整从而控制所述原边电路导通或断开。
7.根据权利要求6所述控制方法，其特征在于：所述原边控制信号和所述副边控制信号同相或反相。
8.根据权利要求5所述控制方法，其特征在于，根据所述反激式变换器次级绕组两端的电压对所述副边控制信号进行调整从而控制所述副边电路断开的实现方法包括：
根据反激式变换器的输出电压生成一误差放大信号；
获取所述反激式变换器次级绕组第二端的电压；
根据所述误差放大信号和所述反激式变换器次级绕组第二端的电压对所述副边控制信号进行调整，从而控制所述副边电路断开。
9.一种芯片，其特征在于：所述芯片包括权利要求1-4任一项所述控制电路。
10.一种反激式变换器，其特征在于，所述反激式变换器包括：
原边电路；
副边电路；
权利要求1-4任一项所述控制电路，与所述原边电路和所述副边电路分别相连，用于对所述反激式变换器进行控制。
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