CN111293892B - 一种控制电路、控制方法、芯片及反激式变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种控制电路、控制方法、芯片及反激式变换器。所述控制电路包括：采样模块，用于获得第一采样信号和第二采样信号；原边控制模块，用于生成原边断开信号以调整一原边控制信号进而控制所述原边电路断开，并根据接收到的副边断开信号调整所述原边控制信号进而控制所述原边电路导通；副边控制模块，用于根据副边断开信号调整一副边控制信号进而控制所述副边电路断开，并根据接收到的原边断开信号调整所述副边控制信号进而控制所述副边电路导通。所述控制电路允许副边通过原边断开信号和副边断开信号获得原边控制信号，因此无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，有利于降低电路复杂度。

Description

一种控制电路、控制方法、芯片及反激式变换器
技术领域
本发明属于变换器的控制和调节领域，涉及一种控制电路，特别是涉及一种控制电路、控制方法、芯片及反激式变换器。
背景技术
反激式(Flyback)变换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。反激式变换器以其电路结构简单、成本低廉等优点而广泛应用于小功率电源以及各种电源适配器。现有同步整流隔离式反激变换器电路主要包括原边、副边和光耦。当采用副边反馈恒压恒流时，副边得到的误差放大信号COMP通过光耦传递到原边，原边根据该误差放大信号COMP生成原边控制信号从而驱动原边的功率管。同时，为实现原边功率管和副边功率管的同步控制，副边需要根据所述原边控制信号来调整副边控制信号以驱动副边功率管。然而，现有反激式变换器的控制电路中，原边控制信号在原边生成，副边无法直接获得所述原边控制信号，因此需要采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，致使电路复杂度增加。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种控制电路、控制方法、芯片及反激式变换器，用于解决现有技术中副边电路复杂度增加的问题。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明的第一方面提供一种控制电路，用于反激式变换器，所述反激式变换器包括原边电路和副边电路，所述控制电路包括：采样模块，与所述原边电路相连，用于对所述反激式变换器初级绕组两端的电压进行采样以获得第一采样信号和第二采样信号；原边控制模块，与所述采样模块和所述原边电路相连，用于根据所述第一采样信号和所述第二采样信号生成原边断开信号以调整一原边控制信号进而控制所述原边电路断开，并根据接收到的副边断开信号调整所述原边控制信号进而控制所述原边电路导通；副边控制模块，与所述副边电路和所述原边控制模块相连，用于根据反激式变换器次级绕组的电压生成所述副边断开信号以调整一副边控制信号进而控制所述副边电路断开，并根据接收到的原边断开信号调整所述副边控制信号进而控制所述副边电路导通。
于所述第一方面的某些实施例中，所述原边控制模块包括：原边断开信号生成单元，与所述采样模块相连，用于根据所述第一采样信号和所述第二采样信号生成一原边导通时间，并根据所述原边导通时间生成所述原边断开信号；原边收发单元，与所述原边断开信号生成单元和所述副边控制模块相连，用于接收所述副边断开信号，并发送所述原边断开信号；原边控制信号生成单元，与所述原边断开信号生成单元和所述原边收发单元相连，用于生成所述原边控制信号，并根据所述原边断开信号和所述副边断开信号对所述原边控制信号进行调整。
于所述第一方面的某些实施例中，所述原边导通时间与所述第一采样信号成正比，与所述第二采样信号成反比。
于所述第一方面的某些实施例中，所述采样模块包括：第一分压电路，与所述反激式变换器初级绕组的第一端相连，用于对述反激式变换器初级绕组的第一端电压信号进行分压，获得第一分压信号；第二分压电路，与所述反激式变换器初级绕组的第二端相连，用于对所述反激式变换器初级绕组的第二端电压信号进行分压，获得第二采样信号；第一采样电路，与所述第一分压电路和所述第二分压电路相连，用于根据所述第一分压信号和所述第二采样信号生成所述第一采样信号。
于所述第一方面的某些实施例中，所述采样模块包括：辅助绕组电路，与所述原边电路和所述副边电路耦合相连；第三分压电路，与所述辅助绕组电路相连，用于对所述辅助绕组电路中的信号进行分压以获得所述第一采样信号；第四分压电路，与所述辅助绕组电路相连，用于对所述辅助绕组电路中的信号进行分压以获得所述第二采样信号。
于所述第一方面的某些实施例中，所述副边控制模块包括：副边断开信号生成单元，与所述副边电路相连，用于根据所述反激式变换器次级绕组的电压生成所述副边断开信号；副边收发单元，与所述副边断开信号生成单元和所述原边控制模块相连，用于接收所述原边断开信号，并发送所述副边断开信号；副边控制信号生成单元，与所述副边断开信号生成单元和所述副边收发单元相连，用于生成所述副边断开信号，并根据所述副边断开信号和所述原边断开信号对所述副边断开信号进行调整。
于所述第一方面的某些实施例中，所述原边控制信号和所述副边控制信号同相或反相。
本发明的第二方面提供一种控制方法，用于反激式变换器的原边，所述反激式变换器包括原边电路和副边电路，所述控制方法包括：对所述反激式变换器初级绕组两端的电压进行采样以获得第一采样信号和第二采样信号；根据所述第一采样信号和所述第二采样信号生成一原边断开信号以调整一原边控制信号进而控制所述原边电路断开，并将所述原边断开信号发送至副边以调整一副边控制信号进而控制所述副边电路导通；根据接收到的副边断开信号调整所述原边控制信号进而控制所述原边电路导通；所述副边断开信号根据反激式变换器次级绕组的电压生成，用于调整所述副边控制信号以控制所述副边电路断开。
于所述第二方面的某些实施例中，生成并调整所述原边控制信号的实现方法包括：根据所述第一采样信号和所述第二采样信号生成一原边导通时间，并根据所述原边导通时间生成所述原边断开信号；接收所述副边断开信号；生成所述原边控制信号，并根据所述原边断开信号和所述副边断开信号对所述原边控制信号进行调整。
于所述第二方面的某些实施例中，所述原边导通时间与所述第一采样信号成正比，与所述第二采样信号成反比。
于所述第二方面的某些实施例中，所述原边控制信号和所述副边控制信号同相或反相。
本发明的第三方面提供一种控制方法，用于反激式变换器的副边，所述反激式变换器包括原边电路和副边电路，所述控制方法包括：根据反激式变换器次级绕组的电压生成一副边断开信号以调整一副边控制信号进而控制所述副边电路断开，并将所述副边断开信号发送至原边以调整一原边控制信号进而控制所述原边电路导通；根据接收到的原边断开信号调整所述副边控制信号进而控制所述副边电路导通；所述原边断开信号根据反激式变换器初级绕组两端的电压生成，用于调整所述原边控制信号进而控制所述原边电路断开。
本发明的第四方面提供一种芯片，所述芯片包括本发明所述控制电路。
本发明的第五方面提供一种反激式变换器，所述反激式变换器包括：原边电路；副边电路；本发明所述控制电路，与所述原边电路和所述副边电路分别相连，用于对所述反激式变换器进行控制。
如上所述，本发明的控制电路、控制方法、芯片及反激式变换器，具有以下有益效果：
所述控制电路中原边控制信号根据所述原边断开信号和副边断开信号生成，其中，所述原边断开信号会发送给副边控制模块，所述副边断开信号由所述副边控制模块生成；副边只需接收所述原边断开信号并结合自身生成的副边断开信号即可获得所述原边控制信号，因此，副边无需采用复杂的副边同步整流控制电路来实现副边功率管的驱动，降低了电路复杂度。
附图说明
图1显示为本发明所述控制电路于一实施例中的电路结构示意图。
图2显示为本发明所述控制电路于又一实施例中的电路结构示意图。
图3显示为本发明所述控制电路于一实施例中的信号波形图。
图4显示为本发明所述控制电路于一实施例中原边控制模块的电路结构示意图。
图5显示为本发明所述控制电路于一实施例中采样模块的电路结构示意图。
图6显示为本发明所述控制电路于又一实施例中采样模块的电路结构示意图。
图7显示为本发明所述控制电路于一实施例中的电路结构示意图。
图8显示为本发明所述控制电路于一实施例中副边控制模块的电路结构示意图。图9显示为本发明所述控制电路于一实施例中副边的信号波形图。
图10显示为本发明所述控制方法于一实施例中的流程图。
图11显示为本发明所述控制方法于一实施例中步骤S13的流程图。
图12显示为本发明所述控制方法于一实施例中的流程图。
图13显示为本发明所述芯片于一实施例中的封装示意图。
元件标号说明
1 原边电路
2 副边电路
3 控制电路
31 采样模块
311 第一分压电路
312 第二分压电路
3121 分压电阻
3122 采样保持器
313 第一采样电路
314 辅助绕组电路
315 第三分压电路
316 第四分压电路
3161 分压电阻
3162 采样保持器
32 原边控制模块
321 原边断开信号生成单元
322 原边收发单元
323 原边控制信号生成单元
33 副边控制模块
331 原边断开信号生成单元
332 副边收发单元
333 副边控制信号生成单元
34 数字耦合器
S11～S13 步骤
S131～S133 步骤
S21～S22 步骤
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
现有同步整流隔离式反激变换器电路主要包括原边、副边和光耦。当采用副边反馈恒压恒流时，副边得到的误差放大信号COMP通过光耦传递到原边，原边根据该误差放大信号COMP生成原边控制信号从而驱动原边的功率管。同时，为实现原边功率管和副边功率管的同步控制，副边需要根据所述原边控制信号来调整副边控制信号以驱动副边功率管。然而，现有反激式变换器的控制电路中，原边控制信号在原边生成，副边无法直接获得所述原边控制信号，因此需要采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，致使电路复杂度增加。
针对上述问题，本发明提供一种控制电路，用于反激式变换器，所述反激式变换器包括原边电路和副边电路，所述控制电路包括：采样模块，与所述原边电路相连，用于对所述反激式变换器初级绕组两端的电压进行采样以获得第一采样信号和第二采样信号；原边控制模块，与所述采样模块和所述原边电路相连，用于根据所述第一采样信号和所述第二采样信号生成原边断开信号以调整一原边控制信号进而控制所述原边电路断开，并根据接收到的副边断开信号调整所述原边控制信号进而控制所述原边电路导通；副边控制模块，与所述副边电路和所述原边控制模块相连，用于根据反激式变换器次级绕组的电压生成所述副边断开信号以调整一副边控制信号进而控制所述副边电路断开，并根据接收到的原边断开信号调整所述副边控制信号进而控制所述副边电路导通。
于本发明中，原边包括原边电路、采样模块和原边控制模块，副边包括副边电路和副边控制模块，所述原边和所述副边之间通过绕组相耦合。所述副边控制模块根据接收到的原边断开信号和副边断开信号即可实现对副边功率管的驱动，因此无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，有效降低了副边控制电路的复杂度。
请参阅图1，于本发明的一实施例中，反激式变换器包括原边电路1、副边电路2和控制电路3。所述原边电路1与所述副边电路2相耦合，所述控制电路3与所述原边电路1和所述副边电路2分别相连，用于控制所述原边电路1的导通与断开，并控制所述副边电路2的导通与断开。具体地，所述控制电路3包括：
采样模块31，与所述原边电路1相连，用于对所述反激式变换器初级绕组L1两端的电压信号PDS和VINS进行采样以获得第一采样信号FSS和第二采样信号SSS。
原边控制模块32，与所述采样模块31相连以获取所述第一采样信号FSS和第二采样信号SSS，与副边控制模块32相连以获取副边断开信号STX。所述原边控制模块32根据所述第一采样信号FSS和第二采样信号SSS生成原边断开信号PTX，并根据所述原边断开信号PTX调整原边控制信号PPWM进而控制所述原边电路1断开。所述原边控制模块32还根据接收到的副边断开信号STX调整所述原边控制信号PPWM进而控制所述原边电路1导通。
副边控制模块33，与所述副边电路2相连以获取反激式变换器次级绕组第二端的电压SD，与所述原边控制模块32相连以获取所述原边断开信号PTX。所述副边控制模块33根据所述反激式变换器次级绕组的电压SD生成所述副边断开信号STX，并根据所述副边断开信号STX调整副边控制信号SPWM进而控制所述副边电路2断开。所述副边控制模块33还根据所述原边断开信号PTX调整所述副边控制信号SPWM进而控制所述副边电路2导通。
本实施例中，所述反激式变换器包括原边和副边，其中，原边包括原边电路和原边控制模块、采样模块，副边包括副边电路和副边控制模块；原边和副边之间通过绕组相耦合，
所述控制电路3通过在所述原边控制模块32和所述副边控制模块33之间建立双向通信使得所述副边控制模块33能够直接获取所述原边断开信号PTX，所述副边断开信号STX由所述副边控制模块33自身生成。所述原边控制信号PPWM的状态由所述原边断开信号PTX和所述副边断开信号STX确定，因此，本实施例中所述副边控制模块33能够根据接收到的原边断开信号PTX和自身生成的副边断开信号STX直接获得所述原边控制信号PPWM，无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，降低了电路复杂度，进而减少了副边控制模块的处理时长，有利于缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2之间的死区时间。
请参阅图2，于本发明的一实施例中，所述原边控制模块32与所述副边控制模块33通过数字耦合器34相连。所述数字耦合器34能够同时实现所述副边断开信号STX和所述原边断开信号PTX信号的双向传输。相对于传统光耦，所述数字耦合器34传输速度更快，有利于进一步缩短所述原边功率管MOS1和所述副边功率管MOS2之间的死区时间。
请参阅图2和图3，于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM为高电平时原边功率管MOS1导通，所述原边控制信号PPWM为低电平时所述原边功率管MOS1断开。所述副边控制信号SPWM为高电平时所述副边功率管MOS2导通，当所述副边控制信号SPWM为低电平时所述副边功率管MOS2断开。
于本实施例中，副边导通一段时间TS后，所述副边控制模块33根据所述反激式变换器次级绕组L2第二端的电压SD生成所述副边断开信号STX并复位所述副边控制信号SPWM为低电平，从而控制所述副边电路2断开。同时，所述副边断开信号STX通过所述数字耦合器34发送至所述原边控制模块32。所述原边控制模块32接收到所述副边断开信号STX后置位所述原边控制信号PPWM为高电平，从而控制所述原边电路1导通。其中，TS为副边导通时间，其与原边断开时间基本相同。
原边导通一段时间TP后，所述原边控制模块32根据所述第一采样信号FSS和所述第二采样信号SSS生成所述原边断开信号PTX并复位所述原边控制信号PPWM为低电平，从而控制所述原边电路1断开。同时，所述原边断开信号PTX通过所述数字耦合器34发送至所述副边控制模块33。所述副边控制模块33接收到所述原边断开信号PTX后置位所述副边控制信号SPWM为高电平，从而控制所述副边电路2导通。其中，TP为原边导通时间，其与副边断开时间基本相同。
于本发明的一实施例中，所述原边断开信号PTX为脉冲信号，在原边电路断开时生成并发送至副边控制模块。所述副边断开信号STX也为脉冲信号，在副边电路断开时生成并发送至原边控制模块。
需要说明的是，本发明所述原边断开信号PTX和副边断开信号STX的波形不限于图3所示正脉冲，其他诸如负脉冲、双脉冲等形式的信号皆可应用于本发明所述控制电路。更进一步地，举凡能够从副边发送至原边并使所述原边控制模块得知副边断开状态的信号皆可作为所述副边断开信号STX；举凡能够从原边发送至副边并使所述副边控制模块得知原边断开状态的信号皆可作为所述原边断开信号PTX。
请参阅图3，于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM为方波，所述原边断开信号PTX的上升沿对应原边控制信号PPWM的下降沿，所述副边断开信号STX的上升沿对应原边控制信号PPWM的上升沿。于本实施例中，副边只需检测所述副边断开信号STX的上升沿和原边断开信号PTX的上升沿即可获得所述原边控制信号PPWM的相关信息。
本实施例中，PPWM信号可以通过对PTX上升沿和STX上升沿的检测获得，因此副边无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，有利于降低副边控制模块的电路复杂度，进而缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2的死区时间。
请参阅图4，于本发明的一实施例中，所述原边控制模块32包括：
原边断开信号生成单元321，与所述采样模块31相连，用于根据所述第一采样信号FSS和所述第二采样信号SSS生成一原边导通时间TP，并根据所述原边导通时间TP生成所述原边断开信号PTX。所述原边导通时间TP即为原边电路的导通时长，根据所述原边导通时间TP生成所述原边断开信号PTX的一种实现方法包括：自所述原边电路1导通时刻开始，经过TP时间后生成一个脉冲，该脉冲即为所述原边断开信号PTX。
原边收发单元322，与所述原边断开信号生成单元321和所述副边控制模块33相连，用于从所述副边控制模块33接收所述副边断开信号STX，并将所述原边断开信号PTX发送至所述副边控制模块33。
原边控制信号生成单元323，与所述原边断开信号生成单元321和所述原边收发单元相连322，用于生成所述原边控制信号PPWM，并根据所述原边断开信号PTX和所述副边断开信号STX对所述原边控制信号PPWM进行调整。优选地，所述原边控制信号生成单元323最初生成的原边控制信号PPWM为零电平，其后根据所述副边断开信号STX将所述原边控制信号PPWM置位为高电平，并根据所述原边断开信号PTX将所述原边控制信号PPWM复位为低电平。
于本发明的一实施例中，所述原边收发单元322采用一套接收子单元，所述接收子单元既能接收到所述原边断开信号PTX又能接收到所述副边断开信号STX。此时，所述接收子单元需要屏蔽掉所述原边断开信号PTX以获得所述副边断开信号STX。
于本发明的一实施例中，所述原边导通时间TP与所述第一采样信号FSS成正比，与所述第二采样信号FSS成反比。优选地，所述第一采样信号FSS的电压值与NPS×VO成正比，所述第二采样信号SSS的电压值与VIN+NPS×VO成正比；其中，VIN为所述初级绕组L1第二端的电压，于图2所示实施例中VIN为所述原边电路1的输入电压；VO为所述次级绕组第二端的电压，于图2所示实施例中VO为所述副边电路2的输出电压；NPS为所述初级绕组L1和次级绕组L2的匝数比。
于一些实施例中，反激式变换器工作在连续电流模式(continuous currentmode，CCM)。然而，这些实施例中均未涉及反激式变换器的准定频控制。所谓准定频控制是指无论所述反激式变换器的输入电压和输出电压如何变化，其开关周期T保持不变。
本实施例中，为实现CCM模式下反激式变换器的准定频控制，将所述原边导通时间TP设置为与所述第一采样信号FSS成正比，与所述第二采样信号SSS成反比。优选地，所述第一采样信号FSS的电压值与NPS×VO成正比，所述第二采样信号SSS的电压值与VIN+NPS×VO成正比。
在CCM模式下，原边控制信号的占空比
Figure BDA0002423414470000091
因此，当TP与NPS×VO成正比、与VIN+NPS×VO成反比时，所述开关周期T与所述反激式变换器的输入电压和输出电压无关。
根据上述描述可知，本实施例中通过将所述原边导通时间TP设置为与所述第一采样信号FSS的电压值成正比、与所述第二采样信号SSS的电压值成反比能够保证所述开关周期T与所述反激式变换器的输入电压和输出电压无关，从而实现反激式变换器的准定频控制。相对于其他控制方式而言，准定频控制使得电源的开关频率不随输入电压和输出电压变化，有利于降低开关电源设计的复杂度。
请参阅图2和图5，于本发明的一实施例中，所述采样模块31包括：
第一分压电路311，与所述反激式变换器初级绕组L1的第一端相连，用于对所述反激式变换器初级绕组L1的第一端电压信号VINS进行分压，获得第一分压信号FPVS。于本实施例中，无论原边电路导通还是断开，所述第一分压信号FPVS的电压值始终为k1×VIN；其中，k1为采样系数，其取值取决于所述第一分压电路311的电路结构。
第二分压电路312，与所述反激式变换器初级绕组L1的第二端相连，用于对所述反激式变换器初级绕组L1的第二端电压信号PDS进行分压，获得所述第二采样信号SSS。具体地，所述第二分压电路312由分压电阻3121和采样保持器3122组成，其工作原理为：当所述原边控制信号PPWM为高电平时所述原边电路1导通，此时所述分压电阻3121对所述第一端电压信号PDS进行分压后得到的第二采样信号的电压值为k2×(VIN+NPS×VO)，其中，k2为采样系数，其取值取决于所述第二分压电路312的电路结构；当所述原边控制信号PPWM为低电平时所述原边电路1断开，此时所述采样保持器SH3122将所述第二采样信号的电压值保持为k2×(VIN+NPS×VO)。通过所述分压电阻3121和所述采样保持器3122对PDS信号的采样保持能够保证所述第二采样信号的电压值与VIN+NPS×VO成正比。
第一采样电路313，与所述第一分压电路311和所述第二分压电路312相连，用于根据所述第一分压信号和所述第二采样信号生成所述第一采样信号。由于所述第一分压信号的电压值始终为k1×VIN，所述第二采样信号的电压值为k2×(VIN+NPS×VO)，通过减法器或差分电路即可获得电压值为NPS×VO成正比的第一采样信号。优选地，k1＝k2，此时所述第二采样信号SSS减去所述第一分压信号FPVS即为所述第一采样信号FSS。
本实施例提供了一种对所述初级绕组两端的电压信号进行采样以获得所述第一采样信号FSS和所述第二采样信号SSS的方案。通过本实施例所述采样方案能够获得电压值与NPS×VO成正比的第一采样信号和电压值与k2×(VIN+NPS×VO)成正比的第二采样信号。于实际应用中，可以根据所述第一采样信号和所述第二采样信号的电压值自适应调整所述原边导通时间TP，从而使得所述原边导通时间TP与NPS×VO成正比、与VIN+NPS×VO成反比，进而保证所述开关周期T不随输入电压和输出电压的变化而变化，实现反激式变换器的准定频控制。
请参阅图6，于本发明的一实施例中，所述采样模块31包括：
辅助绕组电路314，与所述原边电路1和所述副边电路2耦合相连。具体地，所述辅助绕组电路314包括辅助绕组L3，所述辅助绕组L3与所述原边电路1中的原边绕组L1、所述副边电路2中的副边绕组L2相耦合。
第三分压电路315，与所述辅助绕组电路314相连，用于对所述辅助绕组L3第一端的电压进行分压以获得所述第一采样信号FSS。
第四分压电路316，与所述辅助绕组电路314相连，用于对所述辅助绕组L3第一端的电压进行分压以获得所述第二采样信号SSS。
请参阅图6和7，于本发明的一实施例中，所述第三分压电路315对所述辅助绕组L3第一端的电压进行分压后获得的第一采样信号FSS的电压值为
Figure BDA0002423414470000111
其中，k3为采样系数，其取值取决于采样电路的具体结构；NA为所述辅助绕组L3的匝数，NS为所述副边绕组L2的匝数，NP为所述原边绕组L1的匝数；NPS为所述原边绕组L1和所述副边绕组L2的匝数比；VO为所述副边绕组L2第一端的电压，于本实施例中VO为所述反激式变换器的输出电压。根据上述描述可知，通过所述第三分压电路315获得的第一采样信号FSS的电压值与NPS×VO成正比。
所述第四分压电路316用于对所述辅助绕组L3第二端的电压进行分压，具体地：当所述原边控制信号为低电平时，原边电路断开，此时分压电阻3161对所述辅助绕组L3第二端电压进行分压得到的第二采样信号的电压值为
Figure BDA0002423414470000112
其中，k4为采样系数，其取值取决于所述第四分压电路316的具体结构；NP为所述原边绕组L1的匝数，NPS为所述原边绕组L1和副边绕组L2的匝数比；VIN为所述原边绕组L1第一端的电压值，于本实施例中VIN为所述反激式变换器的输入电压；当所述原边控制信号为高电平时，所述原边电路导通，此时采样保持器3162将所述第二采样信号的电压值保持为
Figure BDA0002423414470000113
根据上述描述可知，通过所述第四分压电路316获得的第二采样信号SSS的电压值与VIN+NPS×VO成正比。
本实施例提供了另一种对所述初级绕组两端的电压信号进行采样以获得所述第一采样信号FSS和所述第二采样信号SSS的方案。通过本实施例所述采样方案能够获得电压值与NPS×VO成正比的第一采样信号和电压值与k2×(VIN+NPS×VO)成正比的第二采样信号。于实际应用中，可以根据所述第一采样信号和所述第二采样信号的电压值自适应调整所述原边导通时间TP，从而使得所述原边导通时间TP与NPS×VO成正比、与VIN+NPS×VO成反比，进而保证所述开关周期T不随输入电压和输出电压的变化而变化，实现反激式变换器的准定频控制。
请参阅图8，于本发明的一实施例中，所述副边控制模块33包括：
副边断开信号生成单元331，与所述副边电路2相连，用于根据所述反激式变换器次级绕组L2第二端的电压SD生成所述副边断开信号STX。具体地，请参阅图9，所述副边断开信号生成单元331对所述反激式变换器次级绕组L2第二端的电压SD进行反相放大处理以得到反相放大信号VD，并将所述反相放大信号VD与一误差放大信号COMP进行比较：当所述所述反相放大信号VD与所述误差放大信号COMP相同时，生成所述副边断开信号STX，并复位所述副边控制信号SPWM为低电平。所述误差放大信号COMP可以由反激式变换器的输出电压经采样后获得，其具体获取方式可以参考现有反激式变换电路，此处不再赘述。
对所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行反相放大处理的实现方法包括：当副边电路导通时，对反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行反相放大处理，所述放大倍数为10～40倍；当所述副边电路断开时，对所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行反相处理。
副边收发单元332，与所述副边断开信号生成单元331和所述原边控制模块32相连，用于接收所述原边断开信号PTX，并发送所述副边断开信号STX至所述原边控制模块32。
副边控制信号生成单元333，与所述副边断开信号生成单元331和所述副边收发单元332相连，用于生成所述副边断开信号SPWM，并根据所述副边断开信号STX和所述原边断开信号PTX对所述副边断开信号SPWM进行调整。优选地，所述副边控制信号生成单元333最初生成的副边控制信号SPWM为零电平，其后根据所述原边断开信号PTX将所述副边控制信号SPWM置位为高电平，并根据所述副边断开信号STX将所述副边控制信号SPWM复位为低电平。
于本发明的一实施例中，所述副边收发单元332采用一套接收子单元，所述接收子单元既能接收到所述原边断开信号PTX又能接收到所述副边断开信号STX。此时，所述接收子单元需要屏蔽掉副边控制模块产生的副边断开信号STX以获得所述原边断开信号PTX。
于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM和所述副边控制信号SPWM同相，此时需要将所述副边控制信号SPWM进行反相处理之后再与所述副边功率管MOS2的栅极相连以驱动所述副边功率管MOS2。于本实施例中，由于PPWM和SPWM同相，所述副边控制模块33可以根据所述副边控制信号SPWM的相位直接获取所述原边控制信号PPWM，因此无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，相对于现有方案进一步降低了副边控制电路的复杂度，同时有利于缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2之间的死区时间。
于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM和所述副边控制信号SPWM反相。此时，所述副边控制模块33只需对所述副边控制信号进行反相操作即可获得所述原边控制信号PPWM，因此无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，相对于现有方案进一步降低了副边控制电路的复杂度，同时有利于缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2之间的死区时间。
本发明还提供一种控制方法，用于反激式变换器的原边，所述反激式变换器包括原边电路和副边电路。请参阅图10，于本发明的一实施例中，所述控制方法包括：
S11，对所述反激式变换器初级绕组两端的电压进行采样以获得第一采样信号FSS和第二采样信号SSS；
S12，根据所述第一采样信号FSS和所述第二采样信号SSS生成一原边断开信号PTX以调整一原边控制信号PPWM进而控制所述原边电路断开，并将所述原边断开信号PTX发送至副边以调整一副边控制信号SPWM进而控制所述副边电路导通；
S13，根据接收到的副边断开信号STX调整所述原边控制信号PPWM进而控制所述原边电路导通；所述副边断开信号STX由副边根据反激式变换器次级绕组的电压生成，用于调整所述副边控制信号SPWM进而控制所述副边电路断开。
本实施例中，所述原边控制信号PPWM根据所述原边断开信号PTX和所述副边断开信号STX生成。对于反激式变换器的副边来说，所述副边断开信号STX由副边生成，所述原边断开信号PTX可以通过接收原边发送的信号获得，因此，副边可以通过对PTX和STX的处理直接获得所述原边控制信号PPWM，因此无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，有利于降低副边的电路复杂度，同时有利于缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2之间的死区时间。
请参阅图3，于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM为方波，所述原边断开信号PTX的上升沿对应原边控制信号PPWM的下降沿，所述副边断开信号STX的上升沿对应原边控制信号PPWM的上升沿。于本实施例中，副边只需检测所述副边断开信号STX的上升沿和原边断开信号PTX的上升沿即可获得所述原边控制信号PPWM的相关信息。
本实施例中，PPWM信号可以通过对PTX上升沿和STX上升沿的检查获得，因此无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，有利于降低副边的电路复杂度，同时有利于缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2的死区时间。
请参阅图2，于本发明的一实施例中，所述原边断开信号PTX和所述副边断开信号STX的发送通过数字耦合器34实现。所述数字耦合器34能够同时实现所述副边断开信号STX和所述原边断开信号PTX信号的双向传输。相对于传统光耦，所述数字耦合器34传输速度更快，有利于进一步缩短所述原边功率管MOS1和所述副边功率管MOS2之间的死区时间。
请参阅图2和图3，于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM为高电平时原边功率管MOS1导通，所述原边控制信号PPWM为低电平时所述原边功率管MOS1断开。所述副边控制信号SPWM为高电平时所述副边功率管MOS2导通，当所述副边控制信号SPWM为低电平时所述副边功率管MOS2断开。
于本实施例中，根据所述第一采样信号FSS和所述第二采样信号SSS生成一原边断开信号PTX的实现方法包括：原边导通一段时间TP后，根据所述第一采样信号FSS和所述第二采样信号SSS生成所述原边断开信号PTX并复位所述原边控制信号PPWM使其为低电平，从而控制所述原边电路1断开。同时，将所述原边控制信号PPWM通过所述数字耦合器34发送至副边。其中，TP为原边导通时间，其与副边断开时间基本相同。
于本实施例中，所述原边断开信号PTX为脉冲信号，在原边电路断开时生成并发送至副边。所述副边断开信号STX也为脉冲信号，在副边电路断开时生成并发送至原边。需要注意的是，本发明所述原边断开信号PTX和副边断开信号STX的波形不限于图3所示正脉冲，其他诸如负脉冲、双脉冲等形式的信号皆可应用于本发明所述控制电路。更进一步地，举凡能够从副边发送至原边并使所述原边得知副边断开状态的信号皆可作为所述副边断开信号STX；举凡能够从原边发送至副边并使所述副边得知原边断开状态的信号皆可作为所述原边断开信号PTX。
请参阅图11，生成并调整所述原边控制信号PPWM的实现方法包括：
S131，根据所述第一采样信号FSS和所述第二采样信号SSS生成一原边导通时间TP，并根据所述原边导通时间TP生成所述原边断开信号PTX；所述原边导通时间TP即为原边电路的导通时长，根据所述原边导通时间TP生成所述原边断开信号PTX的一种实现方法包括：自所述原边电路1导通时刻开始，经过TP时间后生成一个脉冲，该脉冲即为所述原边断开信号PTX。
S132，接收所述副边断开信号STX；
S133，生成所述原边控制信号，并根据所述原边断开信号PTX和所述副边断开信号STX对所述原边控制信号PPWM进行调整以实现对原边电路的控制。优选地，步骤S133中生成的初始原边控制信号PPWM为零电平，其后根据所述副边断开信号STX将所述原边控制信号PPWM置位为高电平，并根据所述原边断开信号PTX将所述原边控制信号PPWM复位为低电平。
于本发明的一实施例中，步骤S132既能接收到所述原边断开信号PTX，又能接收到所述副边断开信号STX，此时，接收所述副边断开信号STX的实现方法包括：屏蔽所述原边断开信号PTX以获得所述副边断开信号STX。
于本发明的一实施例中，所述原边导通时间TP与所述第一采样信号FSS成正比，与所述第二采样信号FSS成反比。优选地，所述第一采样信号FSS的电压值与NPS×VO成正比，所述第二采样信号SSS的电压值与VIN+NPS×VO成正比；其中，VIN为所述初级绕组L1第二端的电压，于图2所示实施例中VIN为所述原边电路1的输入电压；VO为所述次级绕组第二端的电压，于图2所示实施例中VO为所述副边电路2的输出电压；NPS为所述初级绕组L1和次级绕组L2的匝数比。
于一些实施例中，反激式变换器工作在连续电流模式(continuous currentmode，CCM)。然而，这些实施例中均未涉及反激式变换器的准定频控制。所谓准定频控制是指无论所述反激式变换器的输入电压和输出电压如何变化，其开关周期T保持不变。
本实施例中，为实现CCM模式下反激式变换器的准定频控制，将所述原边导通时间TP设置为与所述第一采样信号FSS成正比，与所述第二采样信号SSS成反比。优选地，所述第一采样信号FSS的电压值与NPS×VO成正比，所述第二采样信号SSS的电压值与VIN+NPS×VO成正比。
在CCM模式下，原边控制信号PPWM的占空比
Figure BDA0002423414470000151
因此，当TP与NPS×VO成正比、与VIN+NPS×VO成反比时，所述开关周期T与所述反激式变换器的输入电压和输出电压无关，故本实施例所述控制方法能够实现反激式变换器的准定频控制。
本实施例中根据输入电压和输出电压自适应调整所述原边导通时间TP，从而使所述原边导通时间TP与所述第一采样信号FSS成正比、与所述第二采样信号SSS成反比，进而能够实现对所述反激式变换器的准定频控制，有利于降低开关电源设计的复杂度。。本实施例中根据输入电压和输出电压在自适应调整所述原边导通时间的方法可以通过图5、图6或图7所示电路结构实现，此处不再赘述。
于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM和所述副边控制信号SPWM同相，此时需要将所述副边控制信号SPWM进行反相处理之后再与副边功率管MOS2的栅极相连以驱动所述副边功率管MOS2。于本实施例中，由于PPWM和SPWM同相，副边只需根据所述副边控制信号SPWM的相位即可直接获取所述原边控制信号PPWM，因此无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，相对于现有方案进一步降低了副边的电路复杂度，有利于进一步缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2之间的死区时间。
于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM和所述副边控制信号SPWM反相。此时，副边只需对所述副边控制信号进行反相操作即可获得所述原边控制信号PPWM的相位，因此无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，相对于现有方案进一步降低了副边的电路复杂度，有利于进一步缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2之间的死区时间。
本发明还提供一种控制方法，用于反激式变换器的副边，所述反激式变换器包括原边电路和副边电路。请参阅图12，于本发明的一实施例中，所述控制方法包括：
S21，根据反激式变换器次级绕组L2的第二端电压生成一副边断开信号STX以调整一副边控制信号SPWM进而控制所述副边电路断开，并将所述副边断开信号STX发送至原边以调整一原边控制信号PPWM进而控制所述原边电路导通；
S22，根据接收到的原边断开信号PTX调整所述副边控制信号SPWM进而控制所述副边电路导通；所述原边断开信号PTX由原边根据反激式变换器初级绕组两端的电压生成，用于调整所述原边控制信号PPWM进而控制所述原边电路断开。
本实施例中，所述原边控制信号PPWM根据所述原边断开信号PTX和所述副边断开信号STX生成。对于反激式变换器的副边来说，PPWM的获取可以通过PTX和STX直接获得，因此无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，有利于降低副边的电路复杂度，同时有利于缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2之间的死区时间。
请参阅图2和图3，于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM为高电平时原边功率管MOS1导通，所述原边控制信号PPWM为低电平时所述原边功率管MOS1断开。所述副边控制信号SPWM为高电平时所述副边功率管MOS2导通，当所述副边控制信号SPWM为低电平时所述副边功率管MOS2断开。
于本实施例中，根据反激式变换器次级绕组L2的电压生成一副边断开信号STX以调整一副边控制信号SPWM进而控制所述副边电路断开的实现方法包括：副边导通一段时间TS后，根据所述反激式变换器次级绕组L2第二端的电压生成所述副边断开信号STX并复位所述副边控制信号SPWM使其为低电平，从而控制所述副边电路断开。同时，所述副边断开信号STX通过所述数字耦合器34发送至所述原边；原边接收到所述副边断开信号STX后置位所述原边控制信号PPWM为高电平，从而控制所述原边电路导通。其中，TS为副边导通时间，其与原边断开时间基本相同。
于本发明的一实施例中，所述原边断开信号PTX为脉冲信号，在原边电路断开时生成并发送至副边。所述副边断开信号STX也为脉冲信号，在副边电路断开时生成并发送至原边。
需要说明的是，本发明所述原边断开信号PTX和副边断开信号STX的波形不限于图3所示正脉冲，其他诸如负脉冲、双脉冲等形式的信号皆可应用于本发明所述控制电路。更进一步地，举凡能够从副边发送至原边并使所述原边控制模块得知副边断开状态的信号皆可作为所述副边断开信号STX；举凡能够从原边发送至副边并使所述副边控制模块得知原边断开状态的信号皆可作为所述原边断开信号PTX。
请参阅图3，于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM为方波，其上升沿对应原边电路的导通时刻，其下降沿对应原边电路的断开时刻。于本实施例中，所述原边断开信号PTX的上升沿对应原边控制信号PPWM的下降沿，所述副边断开信号STX的上升沿对应原边控制信号PPWM的上升沿。此时，副边只需检测所述副边断开信号STX的上升沿和原边断开信号PTX的上升沿即可获得所述原边控制信号PPWM的相关信息。
本实施例中，PPWM信号可以通过对PTX上升沿和STX上升沿的检测获得，因此无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，有利于降低副边的电路复杂度，同时有利于缩短原边功率管MOS1和副边功率管MOS2的死区时间。
于本发明的一实施例中，根据反激式变换器次级绕组L2的电压生成一副边断开信号STX以调整一副边控制信号SPWM进而控制所述副边电路断开的实现方法包括：
获取所述反激式变换器次级绕组L2第二端的电压SD，并对所述反激式变换器次级绕组L2第二端的电压SD进行反相放大处理以获得一反相放大信号VD，其后将所述反相放大信号VD与一误差放大信号COMP进行比较；当所述反相放大信号VD与所述误差放大信号COMP相同时，生成所述副边断开信号STX，并复位所述副边控制信号SPWM为低电平。所述误差放大信号COMP可以由反激式变换器的输出电压经采样后获得，其具体获取方式可以参考现有反激式变换电路，此处不再赘述。
对所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行反相放大处理的实现方法包括：当副边电路导通时，对反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行反相放大处理，所述放大倍数为10～40倍；当所述副边电路断开时，对所述反激式变换器次级绕组第二端的电压SD进行反相处理。
于本发明的一实施例中，生成并调整所述副边控制信号的实现方法包括：生成一零电平的信号作为所述副边控制信号SPWM，其后根据所述原边断开信号PTX将所述副边控制信号SPWM置位为高电平，并根据所述副边断开信号STX将所述副边控制信号SPWM复位为低电平。
于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM和所述副边控制信号SPWM同相，此时需要将所述副边控制信号SPWM反相后驱动所述副边功率管MOS2。于本实施例中，由于PPWM和SPWM同相，副边根据SPWN即可直接获得PPWM，因此无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，有利于降低副边的电路复杂度，缩短原边和副边之间的死区时间。
于本发明的一实施例中，所述原边控制信号PPWM和所述副边控制信号SPWM反相。副边只需将SPWM进行反相操作即可获得PPWM，因此无需采用复杂的副边同步整流控制电路以实现副边功率管的驱动，有利于降低副边的电路复杂度，缩短原边和副边之间的死区时间。
通过对上述控制电路的描述，本发明还提供一种芯片，所述芯片包括本发明所述控制电路中的至少部分器件。例如，所述芯片可以包含整个控制电路，也可以只包含所述控制电路中的原边控制模块等。所述芯片可表示为将利用半导体技术在晶圆上制造的控制电路进行封装而成的可售有源器件；或者表示为利用PCB封装技术将所述控制电路进行封装而成的可售有源器件。
请参阅图13，于本发明的一实施例中，所述芯片包含用于接收采样信号的第一引脚，用于接入原边电路的第二引脚，用于接入副边电路的第三引脚等。在一些示例中，通过第一引脚，芯片中的采样模块、副边控制模块等均可获得原边电路和/或副边电路上的采样信号。在另一些示例中，通过第二引脚和第三引脚，芯片中原边控制模块和副边控制模块可以接入原边电路和副边电路并提供用于电路控制的控制信号。
通过对上述控制电路的描述，本发明还提供一种反激式变换器。所述反激式变换器包括：原边电路；副边电路；本发明所述控制电路，与所述原边电路和所述副边电路分别相连，用于对所述反激式变换器进行控制。
本发明所述的控制方法的保护范围不限于本实施例列举的步骤执行顺序，凡是根据本发明的原理所做的现有技术的步骤增减、步骤替换所实现的方案都包括在本发明的保护范围内。
本发明还提供一种控制电路，所述控制电路可以实现本发明所述的控制方法，但本发明所述的控制方法的实现装置包括但不限于本实施例列举的控制电路的结构，凡是根据本发明的原理所做的现有技术的结构变形和替换，都包括在本发明的保护范围内。
本发明所述控制电路中采用一个双向数字耦合器实现了原边和副边之间的分时双向通信，从而实现了原边和副边控制信号的同步，故所述控制电路控制方便，有利于提升整机转换效率。
本发明所述控制电路能够在副边实现对恒压恒流环路的处理，稳定性好且控制精度高。
本发明中所述原边导通时间TP可以根据输入电压和输出电压进行自适应调整，从而保证开关周期T不随输入电压和输出电压的变化而变化，能够实现反激式变换器的准定频控制。
综上所述，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (14)

1.一种控制电路，用于反激式变换器，所述反激式变换器包括原边电路和副边电路，其特征在于，所述控制电路包括：
采样模块，与所述原边电路相连，用于对所述反激式变换器初级绕组输入端的电压进行采样以获得第一采样信号，并对所述反激式变换器初级绕组输出端的电压进行采样以获得第二采样信号；
原边控制模块，与所述采样模块和所述原边电路相连，用于根据所述第一采样信号和所述第二采样信号生成原边断开信号以调整一原边控制信号进而控制所述原边电路断开，并根据接收到的副边断开信号调整所述原边控制信号进而控制所述原边电路导通；
副边控制模块，与所述副边电路和所述原边控制模块相连，用于根据反激式变换器次级绕组的电压生成所述副边断开信号以调整一副边控制信号进而控制所述副边电路断开，并根据接收到的原边断开信号调整所述副边控制信号进而控制所述副边电路导通；
耦合器；所述原边控制模块与所述副边控制模块通过所述耦合器相连，所述耦合器用于在所述原边控制模块和所述副边控制模块之间建立双向通信，以将所述副边断开信号从所述副边控制模块传输至所述原边控制模块，并将所述原边断开信号从所述原边控制模块传输至所述副边控制模块。
2.根据权利要求1所述控制电路，其特征在于，所述原边控制模块包括：
原边断开信号生成单元，与所述采样模块相连，用于根据所述第一采样信号和所述第二采样信号生成一原边导通时间，并根据所述原边导通时间生成所述原边断开信号；
原边收发单元，与所述原边断开信号生成单元和所述副边控制模块相连，用于接收所述副边断开信号，并发送所述原边断开信号；
原边控制信号生成单元，与所述原边断开信号生成单元和所述原边收发单元相连，用于生成所述原边控制信号，并根据所述原边断开信号和所述副边断开信号对所述原边控制信号进行调整。
3.根据权利要求2所述控制电路，其特征在于：所述原边导通时间与所述第一采样信号成正比，与所述第二采样信号成反比。
4.根据权利要求3所述控制电路，其特征在于，所述采样模块包括：
第一分压电路，与所述反激式变换器初级绕组的第一端相连，用于对述反激式变换器初级绕组的第一端电压信号进行分压，获得第一分压信号；
第二分压电路，与所述反激式变换器初级绕组的第二端相连，用于对所述反激式变换器初级绕组的第二端电压信号进行分压，获得第二采样信号；
第一采样电路，与所述第一分压电路和所述第二分压电路相连，用于根据所述第一分压信号和所述第二采样信号生成所述第一采样信号。
5.根据权利要求3所述控制电路，其特征在于，所述采样模块包括：
辅助绕组电路，与所述原边电路和所述副边电路耦合相连；
第三分压电路，与所述辅助绕组电路相连，用于对所述辅助绕组电路中的信号进行分压以获得所述第一采样信号；
第四分压电路，与所述辅助绕组电路相连，用于对所述辅助绕组电路中的信号进行分压以获得所述第二采样信号。
6.根据权利要求1所述控制电路，其特征在于，所述副边控制模块包括：
副边断开信号生成单元，与所述副边电路相连，用于根据所述反激式变换器次级绕组的电压生成所述副边断开信号；
副边收发单元，与所述副边断开信号生成单元和所述原边控制模块相连，用于接收所述原边断开信号，并发送所述副边断开信号；
副边控制信号生成单元，与所述副边断开信号生成单元和所述副边收发单元相连，用于生成所述副边断开信号，并根据所述副边断开信号和所述原边断开信号对所述副边断开信号进行调整。
7.根据权利要求1所述控制电路，其特征在于：所述原边控制信号和所述副边控制信号同相或反相。
8.一种控制方法，用于反激式变换器的原边，所述反激式变换器包括原边电路和副边电路，其特征在于，所述控制方法包括：
对所述反激式变换器初级绕组输入端的电压进行采样以获得第一采样信号，并对所述反激式变换器初级绕组输出端的电压进行采样以获得第二采样信号；
根据所述第一采样信号和所述第二采样信号生成一原边断开信号以调整一原边控制信号进而控制所述原边电路断开，并将所述原边断开信号通过一耦合器发送至所述反激式变换器的副边以调整一副边控制信号进而控制所述副边电路导通；
根据接收到的副边断开信号调整所述原边控制信号进而控制所述原边电路导通；所述副边断开信号由所述反激式变换器的副边根据反激式变换器次级绕组的电压生成，用于调整所述副边控制信号以控制所述副边电路断开；所述副边断开信号通过所述耦合器由所述反激式变换器的副边发送至所述反激式变换器的原边。
9.根据权利要求8所述控制方法，其特征在于，生成并调整所述原边控制信号的实现方法包括：
根据所述第一采样信号和所述第二采样信号生成一原边导通时间，并根据所述原边导通时间生成所述原边断开信号；
接收所述副边断开信号；
生成所述原边控制信号，并根据所述原边断开信号和所述副边断开信号对所述原边控制信号进行调整。
10.根据权利要求9所述控制方法，其特征在于：所述原边导通时间与所述第一采样信号成正比，与所述第二采样信号成反比。
11.根据权利要求8所述控制方法，其特征在于：所述原边控制信号和所述副边控制信号同相或反相。
12.一种控制方法，用于反激式变换器的副边，所述反激式变换器包括原边电路和副边电路，其特征在于，所述控制方法包括：
根据反激式变换器次级绕组的电压生成一副边断开信号以调整一副边控制信号进而控制所述副边电路断开，并将所述副边断开信号通过一耦合器发送至所述反激式变换器的原边以调整一原边控制信号进而控制所述原边电路导通；
根据接收到的原边断开信号调整所述副边控制信号进而控制所述副边电路导通；所述原边断开信号由所述反激式变换器的原边根据反激式变换器初级绕组两端的电压生成，用于调整所述原边控制信号进而控制所述原边电路断开；所述原边断开信号通过所述耦合器由所述反激式变换器的原边发送至所述反激式变换器的副边。
13.一种芯片，其特征在于：所述芯片包括权利要求1-7任一项所述控制电路。
14.一种反激式变换器，其特征在于，所述反激式变换器包括：
原边电路；
副边电路；
权利要求1-7任一项所述控制电路，与所述原边电路和所述副边电路分别相连，用于对所述反激式变换器进行控制。
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