CN111342688A - 四电平变换器电压平衡调制方法 - Google Patents

四电平变换器电压平衡调制方法 Download PDF

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CN111342688A CN202010055503.4A CN202010055503A CN111342688A CN 111342688 A CN111342688 A CN 111342688A CN 202010055503 A CN202010055503 A CN 202010055503A CN 111342688 A CN111342688 A CN 111342688A
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Abstract

本发明公开了四电平变换器电压平衡调制方法。针对不含飞跨电容的四电平变换器，本发明通过PI调节器将中间电容C2的电压UC2控制为1/3Udc，同时电容C1和C3的电压UC1和UC3自动平衡，从而实现三个电容C1、C2、C3的电压平衡；针对含飞跨电容的NNPC‑4L和TNNPC‑4L两种四电平变换器，在所提出的不含飞跨电容四电平变换器电压平衡方法的基础上，提出了两个调制方法，并通过选择冗余开关状态实现了飞跨电容的电压平衡控制，即使在低频工况下也可以实现较好的电压平衡效果；针对含飞跨电容的HC‑4L变换器，在所提出的不含飞跨电容四电平变换器电压平衡方法的基础上，结果冗余开关状态，实现对直流母线电容和飞跨电容的电压平衡控制，即使在低频工况下也具有较好的电压平衡效果。

Description

四电平变换器电压平衡调制方法
技术领域
本发明涉及电压平衡控制领域，具体是四电平变换器电压平衡调制方法。
背景技术
多电平变换器广泛应用于中压大功率领域，主要包括三电平变换器，五电平变换器，级联多电平变换器等，而四电平变换器的应用相对较少。这主要是因为电平数量为偶数的多电平变换器的电压平衡控制相对于电平数量为奇数的多电平变换器更难以实现。而且，不含飞跨电容的四电平变换器比含飞跨电容的四电平变换器的电压不平衡问题更加难以解决。
截止到目前，不含飞跨电容的四电平变换器拓扑主要包括中点钳位四电平变换器I(Neutral Point Clamped Four-Level Converter,NPC-4L-I，如图1所示)，中点钳位四电平变换器II(Neutral Point Clamped Four-Level Converter II,NPC-4L-II，如图2所示)，混合中点钳位四电平变换器(Hybrid Neutral Point Clamped Four-LevelConverter,HNPC-4L，如图3所示)，有源中点钳位四电平变换器(Active Neutral PointClamped Four-level Converter,ANPC-4L，如图4所示)，双T型四电平变换器(Dual T-TypeFour-Level,DT-4L，如图5所示)，嵌套四电平变换器(Nested Four-Level Converter,N-4L，如图6所示)。这6种不含飞跨电容的四电平变换器的直流母线都由三个电容串联组成，没有冗余开关状态。其中，ANPC-4L变换器已于2016年成功商业化应用，具体表现为施耐德电气公司的不间断电源Galaxy VX系列产品。在该产品中，ANPC-4L变换器的直流母线电容电压平衡问题是通过额外的电压平衡电路实现的，该方法不仅增加了成本，而且降低了系统效率和可靠性。
为了解决不含飞跨电容的四电平变换器的母线电容电压不平衡问题，针对NPC-4L-I变换器和NPC-4L-II变换器，目前存在一种虚拟空间矢量控制方法，可以实现全调制比范围和全功率因数范围内的电容电压平衡控制，但是该算法计算量大，工程实现难度也较大；针对NPC-4L-I变换器，目前存在一种模型预测控制方法，缺点是计算量大，开关频率不固定；针对ANPC-4L变换器，目前存在一种载波调制方法，但是该方法需要判断输出相电流的流动方向，算法相对复杂。
另外，通过引入飞跨电容，增加冗余开关状态，可以解决电容电压不平衡问题。有学者提出了如图7所示的嵌套中点钳位四电平变换器(Nested Neutral Point ClampedFour-Level Converter,NNPC-4L)和如图8所示的T型嵌套中点钳位四电平变换器(T-TypeNested Neutral Point Clamped Four-Level Converter,TNNPC-4L)，以及如图9所示的混合钳位四电平变换器(Hybrid Clamped Four-Level Converter,HC-4L)。这三种四电平变换器都属于含飞跨电容的四电平变换器，飞跨电容的引入，增加了冗余开关状态，可以很好地解决电容电压不平衡问题。其中，针对NNPC-4L变换器，目前存在简化型虚拟空间矢量调制方法，不仅克服电容电压不平衡问题，而且减小了飞跨电容在低频工况下的电压纹波，但是该算法相对复杂，不易于工程实现；针对HC-4L变换器，，目前存在一种注入零序电压和载波移相调制方法，该方法可以实现直流母线电容和飞跨电容的平衡控制，但是该算法无法减小电容电压低频纹波，限制了HC-4L变换器在电机控制领域的应用。
基于以上分析，不含飞跨电容的四电平变换器没有被广泛应用，究其原因是其直流母线电容电压平衡问题不容易解决，尽管一些学者提出了相应的电压平衡算法，但存在计算量大，开关频率不固定，逻辑判段复杂等缺点。而含飞跨电容的四电平变换器存在低频电压波动问题，限制了其在电机控制等领域的应用。
发明内容
本发明的目的是解决现有技术中存在的问题。
为实现本发明目的而采用的技术方案是这样的，不含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)。 (1)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (2)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (3)
式中，x＝a,b,c。1.5Vm为三角载波VIcarr1和三角载波VIcarr3的幅值，fm为基波频率。
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000021
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz+1.5Vm。 (4)
4)利用PI调节器实现三角载波VIcarr2的变幅值控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k1。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。电压差ΔUC2＝1/3Udc-Uc2。当四电平变换器工作在逆变模式，参数h等于1。当四电平变换器工作在整流模式，参数h等于-1。
利用三角载波VIcarr1和三角载波VIcarr3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。
所述三角载波VIcarr1、三角载波VIcarr2和三角载波VIcarr3的相位和载波频率相同。三角载波VIcarr1幅值为1.5Vm，三角载波VIcarr1的最低点为1.5Vm，三角载波VIcarr1最高点为3Vm。三角载波VIcarr3的幅值为1.5Vm，三角载波VIcarr3的最低点为0，三角载波VIcarr3最高点为1.5Vm。三角载波VIcarr2的幅值为k1*VIcarr3。
利用三角载波VIcarr1和三角载波VIcarr3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。
所述三角载波VIcarr1、三角载波VIcarr2和三角载波VIcarr3相位相同。三角载波VIcarr1幅值为1.5Vm，三角载波VIcarr1的最低点为1.5Vm，三角载波VIcarr1最高点为3Vm。三角载波VIcarr3的幅值为1.5Vm，三角载波VIcarr3的最低点为0，三角载波VIcarr3最高点为1.5Vm。三角载波VIcarr2的幅值为k1*Vcarr3。
不含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝Vmsin(2πfmt)。 (5)
ub＝Vmsin(2πfmt-2π/3)。 (6)
uc＝Vmsin(2πfmt+2π/3)。 (7)
式中，x＝a,b,c。Vm为三角载波Vcarr0的幅值，fm为基波频率。
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000022
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz。 (8)
4)将三相参考电压urefx分解为参考信号uIIrefx1、参考信号uIIrefx2和参考信号uIIrefx3，即：
uIIrefx1＝urefx。 (9)
uIIrefx2＝urefx3/k2。 (10)
uIIrefx3＝uIIrefx1+Vm。 (11)
5)利用PI调节器对参考信号uIIrefx2进行控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k2。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。
利用三角载波信号Vcarr0对参考信号uIIrefx1和参考信号uIIrefx3进行调制，并利用调制后的参考信号uIIrefx1和参考信号uIIrefx3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。三角载波信号Vcarr0幅值为Vm。
不含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)。 (12)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (13)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (14)
式中，x＝a,b,c。1.5Vm为三角载波VIIIcarr1和三角载波VIIIcarr3的幅值，fm为基波频率。
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000031
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz+1.5Vm。 (15)
4)基于三相参考电压urefx，确定调制信号uIIIrefx2＝urefx/k3。
5)利用PI调节器对参考信号uIIIrefx2进行控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k3。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。
6)利用三角载波VIIIcarr1和三角载波VIIIcarr3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。
所述三角载波VIIIcarr1和三角载波VIIIcarr3相位相同。其中，三角载波VIIIcarr1幅值为1.5Vm，三角载波VIIIcarr1的最低点为1.5Vm，三角载波VIIIcarr1最高点为3Vm。三角载波VIIIcarr3的幅值为1.5Vm，三角载波VIIIcarr3的最低点为0，最高点为1.5Vm。
不含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)。 (16)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (17)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (18)
式中，x＝a,b,c。Vm为三角载波Vcarr0的幅值，fm为基波频率。
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000032
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz+1.5Vm。 (19)
4)将三相参考电压urefx分解为参考信号uIVrefx1和参考信号uIVrefx3，即：
uIVrefx1＝uIVrefx3-Vm。 (20)
uIVrefx3＝urefx/1.5。 (21)
5)利用PI调节器实现对三角载波VIVcarr2的变幅值控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k4。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。
利用三角载波Vcarr0对参考信号uIVrefx1和参考信号uIVrefx3进行调制，并利用调制后的参考信号uIVrefx1和参考信号uIVrefx3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。其中，三角载波Vcarr0幅值为Vm。三角载波VIVcarr2幅值为k4*Vcarr0。
适用于NNPC-4L变换器和TNNPC-4L变换器的含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)。 (22)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (23)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (24)
式中，x＝a,b,c。1.5Vm为三角载波VVcarr1和三角载波VVcarr3的幅值，fm为基波频率。
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000041
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz+1.5Vm。 (25)
4)利用PI调节器实现三角载波VVcarr2的变幅值控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k5。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。ΔUC2为电压差。
利用三角载波VVcarr1和三角载波VVcarr3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。
所述三角载波VVcarr1、三角载波VVcarr2和三角载波VVcarr3的相位和载波频率相同。三角载波VVcarr1幅值为1.5Vm，三角载波VVcarr1的最低点为1.5Vm，三角载波VVcarr1最高点为3Vm。三角载波VVcarr2的幅值为3Vm，三角载波VVcarr2的最低点为0，三角载波VVcarr2最高点为3Vm。三角载波VVcarr3幅值为1.5Vm，三角载波VVcarr3的最低点为0，三角载波VVcarr3最高点为1.5Vm。
5)Udc为直流母线电压。定义飞跨电容Cfx1的实际电压Ufx1与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx1，定义飞跨电容Cfx2的实际电压Ufx2与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx2，即：
Figure BDA0002372649270000042
Figure BDA0002372649270000043
6)通过选择不同的冗余开关状态实现飞跨电容Cfxi的充电或放电，以达到平衡飞跨电容Cfxi电压的目的。其中，当电压差△Ufxi>0时，选择使得飞跨电容Cfxi放电的冗余开关状态，达到使得△Ufxi趋近于0的目的。当电压差△Ufxi<0时，选择使得飞跨电容Cfxi充电的冗余开关状态，达到使得△Ufxi趋近于0的目的。i＝1,2。
适用于NNPC-4L变换器和TNNPC-4L变换器的含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝mVmsin(2πfmt)。 (28)
ub＝mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (29)
uc＝mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (30)
式中，x＝a,b,c。Vm为三角载波Vcarr0的幅值，fm为基波频率。
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000044
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz。 (31)
4)将三相参考电压urefx分解为参考信号uVIrefx1、参考信号uVIrefx2和参考信号uVIrefx3，即：
uVIrefx1＝urefx。 (32)
uVIrefx2＝uVIrefx3/2。 (33)
uVIrefx3＝urefx+Vm。 (34)
5)Udc为直流母线电压。利用三角载波信号Vcarr0对参考信号uVIrefx1和参考信号uVIrefx3进行调制，并利用调制后的参考信号uVIrefx1和参考信号uVIrefx3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。三角载波信号Vcarr0幅值为Vm。三角载波Vcarr0的最低点为0，三角载波Vcarr0最高点为Vm。
6)定义飞跨电容Cfx1的实际电压Ufx1与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx1，定义飞跨电容Cfx2的实际电压Ufx2与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx2，即：
Figure BDA0002372649270000051
Figure BDA0002372649270000052
7)通过选择不同的冗余开关状态实现飞跨电容Cfxi的充电或放电，以达到平衡飞跨电容Cfxi电压的目的。其中，当电压差△Ufxi>0时，选择使得飞跨电容Cfxi放电的冗余开关状态，达到使得△Ufxi趋近于0的目的。当电压差△Ufxi<0时，选择使得飞跨电容Cfxi充电的冗余开关状态，达到使得△Ufxi趋近于0的目的。i＝1,2。
冗余开关状态包括A1＝[Sx1＝1,Sx1’＝0,Sx2＝1,Sx2’＝0,Sx3＝1,Sx3’＝0]、B1＝[Sx1＝1,Sx1’＝0,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝1,Sx3’＝0]、B2＝[Sx1＝0,Sx1’＝1,Sx2＝1,Sx2’＝0,Sx3＝1,Sx3’＝0]、C1＝[Sx1＝1,Sx1’＝0,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝0,Sx3’＝1]、C2＝[Sx1＝0,Sx1’＝1,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝1,Sx3’＝0]和D1＝[Sx1＝0,Sx1’＝1,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝0,Sx3’＝1]。其中，Sx1、Sx1’、Sx2、Sx2’、Sx3和Sx3’为四电平变换器电路中的开关管。
冗余开关状态为A1或D1时，飞跨电容Cfx1和飞跨电容Cfx2维持原状态。冗余开关状态为B1且相电流ix>0时，飞跨电容Cfx1充电，飞跨电容Cfx2维持原状态。冗余开关状态为B1且相电流ix<0时，飞跨电容Cfx1放电，飞跨电容Cfx2维持原状态。冗余开关状态为B2且相电流ix>0时，飞跨电容Cfx1和飞跨电容Cfx2放电。冗余开关状态为B2且相电流ix<0时，飞跨电容Cfx1和飞跨电容Cfx2充电。冗余开关状态为C1且相电流ix>0时，飞跨电容Cfx1和飞跨电容Cfx2充电。冗余开关状态为C1且相电流ix<0时，飞跨电容Cfx1和飞跨电容Cfx2放电。
适用于HC-4L变换器的含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)。 (37)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (38)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (39)
式中，x＝a,b,c。1.5Vm为三角载波VVIIcarr1和三角载波VVIIcarr3的幅值，fm为基波频率。
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000053
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz+1.5Vm。 (40)
4)利用PI调节器对参考信号uVIIrefx2进行控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k7。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。
6)利用三角载波VVIIcarr1和三角载波VVIIcarr3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。
所述三角载波VVIIcarr1、三角载波VVIIcarr2和三角载波VVIIcarr3相位相同。其中，三角载波VVIIcarr1幅值为1.5Vm，三角载波VVIIcarr1的最低点为1.5Vm，三角载波VVIIcarr1最高点为3Vm。三角载波VVIIcarr3的幅值为1.5Vm，三角载波VVIIcarr3的最低点为0，三角载波VVIIcarr3最高点为1.5Vm。三角载波VVIIcarr2的幅值为k7*VVIIcarr3。
7)定义飞跨电容Cfx的实际电压Ufx与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx，即：
Figure BDA0002372649270000061
8)通过选择不同的冗余开关状态实现飞跨电容Cfx的充电或放电，以达到平衡飞跨电容Cfx电压的目的。其中，当电压差△Ufx>0时，选择使得飞跨电容Cfx放电的冗余开关状态，令△Ufx→0。当电压差△Ufx<0时，选择使得飞跨电容Cfx充电的冗余开关状态，令△Ufx→0。
适用于HC-4L变换器的含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝mVmsin(2πfmt)。 (42)
ub＝mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (43)
uc＝mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (44)
式中，x＝a,b,c。Vm为三角载波Vcarr0的幅值，fm为基波频率。
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000062
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz。 (45)
4)将三相参考电压urefx分解为参考信号uVIIIrefx1、参考信号uVIIIrefx2和参考信号uVIIIrefx3，即：
uVIIIrefx1＝urefx。 (46)
uVIIIrefx2＝uVIIIrefx3/k8。 (47)
uVIIIrefx3＝uVIIIrefx1+Vm。 (48)
5)利用PI调节器对参考信号uVIIIrefx2的控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k8。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。ΔUC2为中间母线电容的实际电压UC2与参考电压1/3Udc之间的电压差。
利用三角载波Vcarr0对参考信号uVIIIrefx1、参考信号uVIIIrefx3进行调制，并利用调制后的参考信号uVIIIrefx1、参考信号uVIIIrefx3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。
三角载波Vcarr0幅值为Vm，三角载波Vcarr0的最低点为0，三角载波Vcarr0最高点为Vm。
6)定义飞跨电容Cfx的实际电压Ufx与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx，即：
Figure BDA0002372649270000063
7)通过选择不同的冗余开关状态实现飞跨电容Cfx的充电或放电，以达到平衡飞跨电容Cfx电压的目的。其中，当电压差△Ufx>0时，选择使得飞跨电容Cfx放电的冗余开关状态，令△Ufx→0。当电压差△Ufx<0时，选择使得飞跨电容Cfx充电的冗余开关状态，令△Ufx→0。
冗余开关状态包括A2＝[Sx1＝1,Sx1’＝0,Sx2＝1,Sx2’＝0,Sx3＝1,Sx3’＝0]、B3＝[Sx1＝1,Sx1’＝0,Sx2＝1,Sx2’＝0,Sx3＝0,Sx3’＝1]、B4＝[Sx1＝0,Sx1’＝1,Sx2＝1,Sx2’＝0,Sx3＝1,Sx3’＝0]、B5＝[Sx1＝1,Sx1’＝0,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝1,Sx3’＝0]、C3＝[Sx1＝0,Sx1’＝1,Sx2＝1,Sx2’＝0,Sx3＝0,Sx3’＝1]、C4＝[Sx1＝1,Sx1’＝0,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝0,Sx3’＝1]、C5＝[Sx1＝0,Sx1’＝1,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝1,Sx3’＝0]和D2＝[Sx1＝0,Sx1’＝1,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝0,Sx3’＝1]。其中，Sx1、Sx1’、Sx2、Sx2’、Sx3和Sx3’为四电平变换器电路中的开关管。
冗余开关状态为A2、B4、C4或D2时，飞跨电容Cfx维持原状态；冗余开关状态为B3且相电流ix>0时，飞跨电容Cfx1充电；冗余开关状态为B3且相电流ix<0时，飞跨电容Cfx放电；冗余开关状态为B5且相电流ix>0时，飞跨电容Cfx放电；冗余开关状态为B5且相电流ix<0时，飞跨电容Cfx充电；冗余开关状态为C3且相电流ix>0时，飞跨电容Cfx充电；冗余开关状态为C3且相电流ix<0时，飞跨电容Cfx放电。
本发明的技术效果是毋庸置疑的。本专利针对不含飞跨电容的6种四电平变换器拓扑，提出了四种电压平衡调制方法，尽管实现方式不同，但是这四种调制方法的本质和目的都是一致的，即通过PI调节器将中间电容C2的电压UC2控制为直流母线电压的1/3，同时电容C1和C3的电压UC1和UC3自动平衡，从而实现三个电容C1、C2、C3的电压平衡；
针对含飞跨电容的NNPC-4L变换器和TNNPC-4L变换器，提出了两种电压平衡调制方法，既满足其在较高的基波频率工况下工作，又满足其在低频工况(如电机控制领域)下工作；同时电容电压纹波小，使得其在中压大功率电机控制领域的应用成为可能。
针对含飞跨电容的HC-4L变换器，结合HC-4L变换器的冗余开关状态，本发明也提出了两种电压平衡调制方法,既满足其在较高的基波频率工况下工作，又满足其在低频工况下工作。
附图说明
图1为中点钳位四电平变换器I(NPC-4L-I)；
图2为中点钳位四电平变换器II(NPC-4L-II)；
图3为混合中点钳位四电平变换器(HNPC-4L)；
图4为有源中点钳位四电平变换器(ANPC-4L)；
图5为双T型四电平变换器(DT-4L)；
图6为嵌套四电平变换器(N-4L)；
图7为嵌套中点钳位四电平变换器(NNPC-4L)；
图8为T型嵌套中点钳位四电平变换器(TNNPC-4L)；
图9为混合钳位四电平变换器(HC-4L)；
图10为实施例1公开的电压平衡调制方法；
图11为实施例2公开的电压平衡调制方法；
图12为实施例3公开的电压平衡调制方法；
图13为实施例4公开的电压平衡调制方法；
图14为ANPC-4L变换器在调制比为0.98下母线电容电压UC1、UC2、UC33波形；
图15为ANPC-4L变换器在调制比为0.98下LC滤波器前的输出线电压uab、ubc、uca波形；
图16为ANPC-4L变换器在调制比为0.98下局部放大的输出线电压uab、ubc、uca波形；
图17为ANPC-4L变换器在调制比为0.98下LC滤波器后的输出线电压波形uab'、ubc'、uca'和线电流波形iab'、ibc'、ica'；
图18为ANPC-4L变换器在调制比为0.98下调制信号urefx1、urefx2、urefx3波形；
图19为ANPC-4L变换器在调制比为0.2下母线电容电压UC1、UC2、UC33波形；
图20为ANPC-4L变换器在调制比为0.2下LC滤波器前的输出线电压uab、ubc、uca波形；
图21为ANPC-4L变换器在调制比为0.2下局部放大的输出线电压uab、ubc、uca波形；
图22为ANPC-4L变换器在调制比为0.2下LC滤波器后的输出线电压波形uab'、ubc'、uca'和线电流波形iab'、ibc'、ica'；
图23为ANPC-4L变换器在调制比为0.2下调制信号urefx1、urefx2、urefx3波形；
图24为ANPC-4L变换器的C相电路中开关管SC1、SC1'的电压电流波形。
图25为ANPC-4L变换器的C相电路中开关管SC2、SC2'的电压电流波形；
图26为ANPC-4L变换器的C相电路中开关管SC3、SC3'的电压电流波形；
图27为TNNPC-4L变换器的等效电路；
图28为实施例5公开的适用于NNPC-4L变换器和TNNPC-4L变换器的电压平衡调制方法；
图29为实施例6公开的适用于NNPC-4L变换器和TNNPC-4L变换器的电压平衡调制方法；
图30为HC-4L变换器的等效电路；
图31为实施例7公开的适用于HC-4L四电平变换器的电压平衡调制方法；
图32为实施例8公开的适用于HC-4L四电平变换器的电压平衡调制方法；
图33为TNNPC-4L变换器在基波频率为2Hz和调制比为0.95时的滤波前线电压波形；
图34为TNNPC-4L变换器在基波频率为2Hz和调制比为0.95时的滤波后线电压波形；
图35为TNNPC-4L变换器在基波频率为2Hz和调制比为0.95时谐波畸变率；
图36为TNNPC-4L变换器在基波频率为2Hz和调制比为0.95时飞跨电容电压波形；
图37为TNNPC-4L变换器在基波频率为50Hz和调制比为0.95时的滤波前线电压波形；
图38为TNNPC-4L变换器在基波频率为50Hz和调制比为0.95时的滤波后线电压波形；
图39为TNNPC-4L变换器在基波频率为50Hz和调制比为0.95时谐波畸变率；
图40为TNNPC-4L变换器在基波频率为50Hz和调制比为0.95时飞跨电容电压波形；
图41为HC-4L变换器在基波频率为2Hz和调制比为0.95时的滤波前线电压波形；
图42为HC-4L变换器在基波频率为2Hz和调制比为0.95时的滤波后线电压波形；
图43为HC-4L变换器在基波频率为2Hz和调制比为0.95时谐波畸变率；
图44为HC-4L变换器在基波频率为2Hz和调制比为0.95时飞跨电容电压波形；
图45为HC-4L变换器在基波频率为2Hz和调制比为0.95时电流谐波畸变率
图46为HC-4L变换器在基波频率为50Hz和调制比为0.95时的滤波前线电压波形；
图47为HC-4L变换器在基波频率为50Hz和调制比为0.95时的滤波后线电压波形；
图48为HC-4L变换器在基波频率为50Hz和调制比为0.95时谐波畸变率；
图49为HC-4L变换器在基波频率为50Hz和调制比为0.95时飞跨电容电压波形；
图50为HC-4L变换器在基波频率为50Hz和调制比为0.95时电流谐波畸变率
具体实施方式
下面结合实施例对本发明作进一步说明，但不应该理解为本发明上述主题范围仅限于下述实施例。在不脱离本发明上述技术思想的情况下，根据本领域普通技术知识和惯用手段，做出各种替换和变更，均应包括在本发明的保护范围内。
实施例1：
参见图1至图6、图10，不含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)。 (1)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (2)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (3)
式中，x＝a,b,c。1.5Vm为三角载波VIcarr1和三角载波VIcarr3的幅值，fm为基波频率。
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000091
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：urefx＝ux+uz+1.5Vm。 (4)
4)利用PI调节器实现三角载波VIcarr2的变幅值控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k1。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。电压差ΔUC2＝1/3Udc-UC2。当四电平变换器工作在逆变模式，参数h等于1。当四电平变换器工作在整流模式，参数h等于-1。
利用三角载波VIcarr1和三角载波VIcarr3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。
所述三角载波VIcarr1、三角载波VIcarr2和三角载波VIcarr3相位相同。三角载波VIcarr1幅值为1.5Vm，三角载波VIcarr1的最低点为1.5Vm，三角载波VIcarr1最高点为3Vm。三角载波VIcarr3的幅值为1.5Vm，三角载波VIcarr3的最低点为0，三角载波VIcarr3最高点为1.5Vm。三角载波VIcarr2的幅值为k1*VIcarr3。
利用三角载波VIcarr1和三角载波VIcarr3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。所述三角载波VIcarr1、三角载波VIcarr2和三角载波VIcarr3相位相同。三角载波VIcarr1幅值为1.5Vm，三角载波VIcarr1的最低点为1.5Vm，三角载波VIcarr1最高点为3Vm。三角载波VIcarr3的幅值为1.5Vm，三角载波VIcarr3的最低点为0，三角载波VIcarr3最高点为1.5Vm。三角载波VIcarr2的幅值为k1*Vcarr3。
实施例2：
参见图1至图6、图11，不含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux。
ua＝mVmsin(2πfmt)。 (1)
ub＝mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (2)
uc＝mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (3)
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000092
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：urefx＝ux+uz。(4)
4)将三相参考电压urefx分解为参考信号uIIrefx1、参考信号uIIrefx2和参考信号uIIrefx3，即：
uIIrefx1＝urefx。 (5)
uIIrefx2＝urefx3/k2。 (6)
uIIrefx3＝uIIrefx1+Vm。 (7)
5)利用PI调节器对参考信号uIIrefx2进行控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k2。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。利用三角载波信号Vcarr0对参考信号uIIrefx1和参考信号uIIrefx3进行调制，并利用调制后的参考信号uIIrefx1和参考信号uIIrefx3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。三角载波信号Vcarr0幅值为Vm。
实施例3：
参见图1至图6、图12，不含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux。
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)。 (1)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (2)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (3)
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000101
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：urefx＝ux+uz+1.5Vm。 (4)
4)基于三相参考电压urefx，确定调制信号uIIIrefx2＝urefx/k3。
5)利用PI调节器对参考信号uIIIrefx2进行控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k3。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。
6)利用三角载波VIIIcarr1和三角载波VIIIcarr3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。所述三角载波VIIIcarr1和三角载波VIIIcarr3相位相同。其中，三角载波VIIIcarr1幅值为1.5Vm，三角载波VIIIcarr1的最低点为1.5Vm，三角载波VIIIcarr1最高点为3Vm。三角载波VIIIcarr3的幅值为1.5Vm，三角载波VIIIcarr3的最低点为0，最高点为1.5Vm。
实施例4：
参见图1至图6、图13，不含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux。
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)。 (1)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (2)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (3)
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000102
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：urefx＝ux+uz+1.5Vm。 (4)
4)将三相参考电压urefx分解为参考信号uIVrefx1和参考信号uIVrefx3，即：
uIVrefx1＝uIVrefx3-Vm。 (5)
uIVrefx3＝urefx/1.5。 (6)
5)利用PI调节器实现对三角载波VIVcarr2的变幅值控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k4。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。
利用三角载波Vcarr0对参考信号uIVrefx1和参考信号uIVrefx3进行调制，并利用调制后的参考信号uIVrefx1和参考信号uIVrefx3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。其中，三角载波Vcarr0幅值为Vm。三角载波VIVcarr2幅值为k4*Vcarr0。
实施例1至实施例4公开的调制方法均适用于如图1至图6所示的NPC-4L-I，NPC-4L-II，ANPC-4L，DT-4L，N-4L，HNPC-4L等不含飞跨电容的四电平变换器。实施例1至实施例4通过PI调节器将中间电容C2的电压UC2控制为1/3Udc，同时电容C1和C3的电压UC1和UC3自动平衡，从而实现三个电容C1、C2、C3的电压平衡。
实施例5：
参见图7、图8和图28，适用于NNPC-4L变换器和TNNPC-4L变换器的含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux。
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)。 (1)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (2)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (3)
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000111
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：urefx＝ux+uz+1.5Vm。 (4)
4)利用PI调节器实现三角载波VVcarr2的变幅值控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k5。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。ΔUC2为电压差。
利用三角载波VVcarr1和三角载波VVcarr3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。
所述三角载波VVcarr1、三角载波VVcarr2和三角载波VVcarr3相位相同。三角载波VVcarr1幅值为1.5Vm，三角载波VVcarr1的最低点为1.5Vm，三角载波VVcarr1最高点为3Vm。三角载波VVcarr2的幅值为3Vm，三角载波VVcarr2的最低点为0，三角载波VVcarr2最高点为3Vm。三角载波VVcarr3幅值为1.5Vm，三角载波VVcarr3的最低点为0，三角载波VVcarr3最高点为1.5Vm。
5)Udc为直流母线电压。定义飞跨电容Cfx1的实际电压Ufx1与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx1，定义飞跨电容Cfx2的实际电压Ufx2与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx2，即：
Figure BDA0002372649270000112
Figure BDA0002372649270000113
6)通过选择不同的冗余开关状态实现飞跨电容Cfxi的充电或放电，以达到平衡飞跨电容Cfxi电压的目的。其中，当电压差△Ufxi>0时，选择使得飞跨电容Cfxi放电的冗余开关状态，达到使得△Ufxi趋近于0的目的。当电压差△Ufxi<0时，选择使得飞跨电容Cfxi充电的冗余开关状态，达到使得△Ufxi趋近于0的目的。(i＝1,2)。
实施例6：
参见图7、图8和图29，适用于NNPC-4L变换器和TNNPC-4L变换器的含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux。
ua＝mVmsin(2πfmt)。 (1)
ub＝mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (2)
uc＝mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (3)
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000114
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：urefx＝ux+uz。 (4)
4)将三相参考电压urefx分解为参考信号uVIrefx1、参考信号uVIrefx2和参考信号uVIrefx3，即：
uVIrefx1＝urefx。 (5)
uVIrefx2＝uVIrefx3/2。 (6)
uVIrefx3＝uVIrefx1+Vm。 (7)
5)利用PI调节器对参考信号uVIrefx2进行控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k6。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。
利用三角载波信号Vcarr0对参考信号uVIrefx1和参考信号uVIrefx3进行调制，并利用调制后的参考信号uVIrefx1和参考信号uVIrefx3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。三角载波信号Vcarr0幅值为Vm。三角载波Vcarr0的最低点为0，三角载波Vcarr0最高点为Vm。
6)定义飞跨电容Cfx1的实际电压Ufx1与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx1，定义飞跨电容Cfx2的实际电压Ufx2与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx2，即：
Figure BDA0002372649270000121
Figure BDA0002372649270000122
7)通过选择不同的冗余开关状态实现飞跨电容Cfxi的充电或放电，以达到平衡飞跨电容Cfxi电压的目的。
进一步，以TNNPC-4L变换器为例，图27给出了其等效电路(以单相电路为例)，同时表I描述了各个开关状态或等效电路中飞跨电容Cfx1和Cfx2的充放电状态。其中，当电压差△Ufxi>0时，根据相电流流动方向选择使得飞跨电容Cfxi放电的冗余开关状态，最终达到△Ufxi(i＝1,2)趋近于0的目的。当电压差△Ufxi<0时，根据相电流流动方向选择使得飞跨电容Cfxi充电的冗余开关状态，最终达到电压差△Ufxi(i＝1,2)趋近于0的目的。
表I飞跨电容Cfx1和Cfx2的充放电状态
Figure BDA0002372649270000123
针对NNPC-4L变换器和TNNPC-4L变换器，结合表I中的冗余开关状态，提出了如图28和图29所示的两种电压平衡调制方法，其中实施例5公开的电压平衡调制方法是基于三个三角载波信号实现的，实施例6公开的电压平衡调制方法是基于一个三角载波信号实现的。需要说明的是，提出的两种电压平衡调制方法，不仅可以使得NNPC-4L变换器和TNNPC-4L变换器在较高的基波频率工况下工作，还可以使其在低频工况下工作，同时电容电压纹波小，使得其在中压大功率电机控制领域的应用成为可能。因此，实施例5和实施例6公开的调制方法适用于如图7和图8所示的NNPC-4L，TNNPC-4L等四电平变换器。
实施例7：
参见图9和图31，适用于HC-4L变换器的含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)。 (1)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (2)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (3)
式中，x＝a,b,c。1.5Vm为三角载波VVIIcarr1和三角载波VVIIcarr3的幅值，fm为基波频率。
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000124
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz+1.5Vm。 (4)
4)利用PI调节器对参考信号uVIIrefx2进行控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k7。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。
6)利用三角载波VVIIcarr1和三角载波VVIIcarr3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。
所述三角载波VVIIcarr1、三角载波VVIIcarr2和三角载波VVIIcarr3相位相同。其中，三角载波VVIIcarr1幅值为1.5Vm，三角载波VVIIcarr1的最低点为1.5Vm，三角载波VVIIcarr1最高点为3Vm。三角载波VVIIcarr3的幅值为1.5Vm，三角载波VVIIcarr3的最低点为0，三角载波VVIIcarr3最高点为1.5Vm。三角载波VVIIcarr2的幅值为k7*VVIIcarr3。
7)定义飞跨电容Cfx的实际电压Ufx与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx，即：
Figure BDA0002372649270000131
8)通过选择不同的冗余开关状态实现飞跨电容Cfx的充电或放电，以达到平衡飞跨电容Cfx电压的目的。其中，当电压差△Ufx>0时，根据相电流流动方向选择使得飞跨电容Cfxi放电的冗余开关状态，最终达到△Ufxi(i＝1,2)趋近于0的目的。当电压差△Ufxi<0时，根据相电流流动方向选择使得飞跨电容Cfxi充电的冗余开关状态，最终达到电压差△Ufxi(i＝1,2)趋近于0的目的。
实施例8：
参见图9和图32，适用于HC-4L变换器的含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)。 (1)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)。 (2)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)。 (3)
式中，x＝a,b,c。Vm为三角载波Vcarr0的幅值，fm为基波频率。
2)注入零序电压
Figure BDA0002372649270000132
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz+1.5Vm。 (4)
4)将三相参考电压urefx分解为参考信号uVIIIrefx1、参考信号uVIIIrefx2和参考信号uVIIIrefx3，即：
uVIIIrefx1＝uVIIIrefx3-Vm。 (5)
uVIIIrefx2＝urefx/k8。 (6)
uVIIIrefx3＝urefx/1.5。 (7)
5)利用PI调节器对参考信号uVIIIrefx2的控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc。PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k8。h为工作模式参数。Udc为直流母线电压。ΔUC2为中间母线电容的实际电压UC2与参考电压1/3Udc之间的电压差。
利用三角载波Vcarr0对参考信号uVIIIrefx1、参考信号uVIIIrefx3进行调制，并利用调制后的参考信号uVIIIrefx1、参考信号uVIIIrefx3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。
三角载波Vcarr0幅值为Vm，三角载波Vcarr0的最低点为0，三角载波Vcarr0最高点为Vm。
6)定义飞跨电容Cfx的实际电压Ufx与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx，即：
Figure BDA0002372649270000133
7)通过选择不同的冗余开关状态实现飞跨电容Cfx的充电或放电，以达到平衡飞跨电容Cfx电压的目的。其中，当电压差△Ufx>0时，根据相电流流动方向选择使得飞跨电容Cfx放电的冗余开关状态，最终达到使得△Ufx趋近于0的目的。当电压差△Ufx<0时，根据相电流流动方向选择使得飞跨电容Cfx充电的冗余开关状态，最终达到使得△Ufx趋近于0的目的。
进一步，根据表II中的相电流方向和飞跨电容Cfx(x＝a,b,c)的充放电状态，遵循如下原则：如果ΔUfx(x＝a,b,c)大于0，飞跨电容Cfx(x＝a,b,c)需要放电；否则，Cfx(x＝a,b,c)需要被充电，通过选择合适的冗余开关状态，实现飞跨电容Cfx(x＝a,b,c)的电压平衡控制。需要说明的是，这两种电压平衡调制方法，不仅可以使得HC-4L变换器在较高的基波频率工况下工作，还可以使其在低频工况下工作，电容电压纹波小，使得其在中压大功率电机控制领域的应用成为可能。
表II飞跨电容Cfx的充放电状态
Figure BDA0002372649270000141
针对图9中的HC-4L变换器，图30给出了其等效电路(以单相电路为例)，同时表II描述了各个开关状态或等效电路中飞跨电容Cfx的充放电状态。在图10和图11所示的电压平衡调制方法基础上，结合表II中的冗余开关状态，提出适用于HC-4L变换器的两种电压平衡调制方法。因此，实施例7和实施例8公开的调制方法适用于如图9所示的HC-4L四电平变换器。
实施例9：
参见图14至图26，一种验证不含飞跨电容的四电平变换器电压平衡调制方法的实验，主要如下：
1)以ANPC-4L变换器和实施例2公开的电压平衡调制方法为例，基于表III所示的仿真参数搭建了一个仿真模型，ANPC-4L变换器工作在逆变模式。图14至图18以及图24至图26给出了高调制比(如0.98)的仿真结果，图19至图23给出了低调制因子(如0.2)的仿真结果。
可以看出来，在图14中，三个电容的电压都平衡在300V，即母线电压900V的1/3。在图15中，线电压uab、ubc、uca呈现出7个电平，即900V、600V、300V、0V、-300V、-600V、-900V。
同时，从图24至图26所示的开关管电压电流波形可知，开关电压为300V，是母线电压的1/3，开关电压没有增加，表明所提出的电压平衡调制方法2没有给ANPC-4L变换器带来副作用。以上仿真结果论证了电压平衡调制方法2的正确性与可行性，同时也表明其它3种电压平衡调制方法的正确性与可行性。
表III ANPC-4L变换器的仿真参数
母线电压U<sub>dc</sub> 900V
母线电容C<sub>1</sub>,C<sub>2</sub>,C<sub>3</sub> 1000uF
开关频率f<sub>s</sub> 5kHz
滤波电感L<sub>x</sub> 2mH
滤波电容C<sub>x</sub> 5uF
负载R<sub>x</sub> 10Ω
实施例10：
参见图33至图40，一种验证适用于NNPC-4L变换器和TNNPC-4L变换器的含飞跨电容的四电平变换器电压平衡调制方法的实验，主要如下：
以TNNPC-4L变换器和电压平衡调制方法VI为例，搭建了一个仿真模型，模型参数如表IV所示。TNNPC-4L变换器工作在逆变模式。图33至图40给出了高调制比(如0.95)的仿真结果。可以看出来，在图33至图40中，三个飞跨电容的电压都平衡在1100V，线电压uab、ubc、uca呈现出7个电平，即3300V、2200V、1100V、0V、-1100V、-2200V、-3300V。即使在低基波频率(2Hz)工况下，飞跨电容电压低频波动小。以上仿真结果论证了电压平衡调制方法VI的正确性与可行性，使得NNPC-4L变换器和TNNPC-4L变换器在低频工况下正常稳定工作成为可能。
表IV TNNPC-4L变换器的仿真参数
母线电压U<sub>dc</sub> 3300V
飞跨电容C<sub>fx1</sub>,C<sub>fx2</sub> 1000uF
开关频率f<sub>s</sub> 4kHz
滤波电感L<sub>x</sub> 7.5mH
负载R<sub>x</sub> 3.1Ω
实施例11：
参见图41至图50，一种验证适用于HC-4L变换器含飞跨电容的四电平变换器电压平衡调制方法的实验，主要如下：
以HC-4L变换器和电压平衡调制方法VIII为例，搭建了一个仿真模型，模型参数如表V所示。HC-4L变换器工作在逆变模式。图41至图50给出了HC-4L变换器在相同高调制比(如0.95)和不同基波频率工况下的仿真结果。可以看出来，在图41至图50中，三个飞跨电容的电压都平衡在1100V，线电压uab、ubc、uca呈现出7个电平，即3300V、2200V、1100V、0V、-1100V、-2200V、-3300V。即使在低基波频率(2Hz)工况下，飞跨电容电压低频波动小，与基波频率50Hz工况下的低频电压纹波大小相近。因而，基波频率对飞跨电容的低频电压纹波影响不大，尽管2Hz工况下母线电容的低频电压纹波比50Hz工况下的低频电压纹波大，但是其值在一个可以接受的范围内。以上仿真结果论证了电压平衡调制方法VIII的正确性与可行性，使得HC-4L变换器在低频工况下正常稳定工作成为可能。
表V HC-4L变换器的仿真参数
母线电压U<sub>dc</sub> 3300V
母线电容C<sub>1</sub>,C<sub>2</sub>,C<sub>3</sub> 1500uF
飞跨电容C<sub>fx1</sub>,C<sub>fx2</sub> 47uF
开关频率f<sub>s</sub> 4kHz
滤波电感L<sub>x</sub> 7.5mH
电阻负载R<sub>x</sub> 10Ω

Claims (10)

1.不含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，其特征在于，主要包括以下步骤：
1)确定三相所述电压ux，即：
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)； (1)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)； (2)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)； (3)
式中，x＝a,b,c；1.5Vm为三角载波VIcarr1和三角载波VIcarr3的幅值，fm为基波频率；
2)注入零序电压
Figure FDA0002372649260000011
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz+1.5Vm； (4)
4)利用PI调节器实现三角载波VIcarr2的变幅值控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc；PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k1；h为工作模式参数；Udc为直流母线电压；电压差ΔUC2＝1/3Udc-UC2；当四电平变换器工作在逆变模式，参数h等于1；当四电平变换器工作在整流模式，参数h等于-1；
利用三角载波VIcarr1和三角载波VIcarr3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制；
所述三角载波VIcarr1、三角载波VIcarr2和三角载波VIcarr3相位相同；三角载波VIcarr1幅值为1.5Vm，三角载波VIcarr1的最低点为1.5Vm，三角载波VIcarr1最高点为3Vm；三角载波VIcarr3的幅值为1.5Vm，三角载波VIcarr3的最低点为0，三角载波VIcarr3最高点为1.5Vm；三角载波VIcarr2的幅值为k1*VIcarr3。
2.不含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，其特征在于，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝mVmsin(2πfmt)； (5)
ub＝mVmsin(2πfmt-2π/3)； (6)
uc＝mVmsin(2πfmt+2π/3)； (7)
式中，x＝a,b,c；Vm为三角载波Vcarr0的幅值，fm为基波频率；
2)注入零序电压
Figure FDA0002372649260000012
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz； (8)
4)将三相参考电压urefx分解为参考信号uIIrefx1、参考信号uIIrefx2和参考信号uIIrefx3，即：
uIIrefx1＝urefx； (9)
uIIrefx2＝uIIrefx3/k2； (10)
uIIrefx3＝uIIrefx1+Vm； (11)
5)利用PI调节器对参考信号uIIrefx2进行控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc；PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k2；h为工作模式参数；Udc为直流母线电压；
利用三角载波信号Vcarr0对参考信号uIIrefx1和参考信号uIIrefx3进行调制，并利用调制后的参考信号uIIrefx1和参考信号uIIrefx3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制；三角载波信号Vcarr0幅值为Vm。
3.不含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，其特征在于，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)； (12)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)； (13)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)； (14)
式中，x＝a,b,c；1.5Vm为三角载波VIIIcarr1和三角载波VIIIcarr3的幅值，fm为基波频率；
2)注入零序电压
Figure FDA0002372649260000021
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz+1.5Vm； (15)
4)基于三相参考电压urefx，确定调制信号uIIIrefx2＝urefx/k3；
5)利用PI调节器对参考信号uIIIrefx2进行控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc；PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k3；h为工作模式参数；Udc为直流母线电压；
6)利用三角载波VIIIcarr1和三角载波VIIIcarr3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制；
所述三角载波VIIIcarr1和三角载波VIIIcarr3相位相同；其中，三角载波VIIIcarr1幅值为1.5Vm，三角载波VIIIcarr1的最低点为1.5Vm，三角载波VIIIcarr1最高点为3Vm；三角载波VIIIcarr3的幅值为1.5Vm，三角载波VIIIcarr3的最低点为0，最高点为1.5Vm。
4.不含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，其特征在于，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)； (16)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)； (17)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)； (18)
式中，x＝a,b,c；Vm为三角载波Vcarr0的幅值，fm为基波频率；
2)注入零序电压
Figure FDA0002372649260000022
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz+1.5Vm； (19)
4)将三相参考电压urefx分解为参考信号uIVrefx1和参考信号uIVrefx3，即：
uIVrefx1＝uIVrefx3-Vm； (20)
uIVrefx3＝urefx/1.5； (21)
5)利用PI调节器实现对三角载波VIVcarr2的变幅值控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc；PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k4；h为工作模式参数；Udc为直流母线电压；
利用三角载波Vcarr0对参考信号uIVrefx1和参考信号uIVrefx3进行调制，并利用调制后的参考信号uIVrefx1和参考信号uIVrefx3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制。其中，三角载波Vcarr0幅值为Vm，三角载波VIVcarr2幅值为k4*Vcarr0。
5.适用于NNPC-4L变换器和TNNPC-4L变换器的含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，其特征在于，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)； (22)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)； (23)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)； (24)
式中，x＝a,b,c；1.5Vm为三角载波VVcarr1和三角载波VVcarr3的幅值，fm为基波频率；
2)注入零序电压
Figure FDA0002372649260000023
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz+1.5Vm； (25)
4)利用PI调节器实现三角载波VVcarr2的变幅值控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc；PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k5；h为工作模式参数；Udc为直流母线电压；ΔUC2为电压差；
利用三角载波VVcarr1和三角载波VVcarr3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制；
所述三角载波VVcarr1、三角载波VVcarr2和三角载波VVcarr3的相位和载波频率相同；三角载波VVcarr1幅值为1.5Vm，三角载波VVcarr1的最低点为1.5Vm，三角载波VVcarr1最高点为3Vm；三角载波VVcarr2的幅值为3Vm，三角载波VVcarr2的最低点为0，三角载波VVcarr2最高点为3Vm；三角载波VVcarr3幅值为1.5Vm，三角载波VVcarr3的最低点为0，三角载波VVcarr3最高点为1.5Vm；
5)Udc为直流母线电压；定义飞跨电容Cfx1的实际电压Ufx1与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx1，定义飞跨电容Cfx2的实际电压Ufx2与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx2，即：
Figure FDA0002372649260000031
Figure FDA0002372649260000032
6)通过选择不同的冗余开关状态实现飞跨电容Cfxi的充电或放电，以达到平衡飞跨电容Cfxi电压的目的；其中，当电压差△Ufxi>0时，飞跨电容Cfxi放电，直至△Ufxi＝0；当电压差△Ufxi<0时，飞跨电容Cfxi充电，直至电压差△Ufxi＝0；I＝1,2。
6.适用于NNPC-4L变换器和TNNPC-4L变换器的含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，其特征在于，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝mVmsin(2πfmt)； (28)
ub＝mVmsin(2πfmt-2π/3)； (29)
uc＝mVmsin(2πfmt+2π/3)； (30)
式中，x＝a,b,c；Vm为三角载波Vcarr0的幅值，fm为基波频率；
2)注入零序电压
Figure FDA0002372649260000033
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz； (31)
4)将三相参考电压urefx分解为参考信号uVIrefx1、参考信号uVIrefx2和参考信号uVIrefx3，即：
uVIrefx1＝urefx； (32)
uVIrefx2＝uVIrefx3/2； (33)
uVIrefx3＝uVIrefx1+Vm； (34)
5)利用PI调节器对参考信号uVIrefx2进行控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc；PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k6；h为工作模式参数；Udc为直流母线电压；
利用三角载波信号Vcarr0对参考信号uVIrefx1和参考信号uVIrefx3进行调制，并利用调制后的参考信号uVIrefx1和参考信号uVIrefx3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制；三角载波信号Vcarr0幅值为Vm；三角载波Vcarr0的最低点为0，三角载波Vcarr0最高点为Vm；
6)定义飞跨电容Cfx1的实际电压Ufx1与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx1，定义飞跨电容Cfx2的实际电压Ufx2与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx2，即：
Figure FDA0002372649260000041
Figure FDA0002372649260000042
7)通过选择不同的冗余开关状态实现飞跨电容Cfxi的充电或放电，以达到平衡飞跨电容Cfxi电压的目的；其中，当电压差△Ufxi>0时，选择使得飞跨电容Cfxi放电的冗余开关状态，令△Ufxi→0；当电压差△Ufxi<0时，选择使得飞跨电容Cfxi充电的冗余开关状态，令△Ufxi→0；i＝1,2。
7.根据权利要求1、5或6所述的适用于NNPC-4L变换器和TNNPC-4L变换器的含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，其特征在于：冗余开关状态包括A1＝[Sx1＝1,Sx1’＝0,Sx2＝1,Sx2’＝0,Sx3＝1,Sx3’＝0]、B1＝[Sx1＝1,Sx1’＝0,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝1,Sx3’＝0]、B2＝[Sx1＝0,Sx1’＝1,Sx2＝1,Sx2’＝0,Sx3＝1,Sx3’＝0]、C1＝[Sx1＝1,Sx1’＝0,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝0,Sx3’＝1]、C2＝[Sx1＝0,Sx1’＝1,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝1,Sx3’＝0]和D1＝[Sx1＝0,Sx1’＝1,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝0,Sx3’＝1]；其中，Sx1、Sx1’、Sx2、Sx2’、Sx3和Sx3’为四电平变换器电路中的开关管；
冗余开关状态为A1或D1时，飞跨电容Cfx1和飞跨电容Cfx2维持原状态；冗余开关状态为B1且相电流ix>0时，飞跨电容Cfx1充电，飞跨电容Cfx2维持原状态；冗余开关状态为B1且相电流ix<0时，飞跨电容Cfx1放电，飞跨电容Cfx2维持原状态；冗余开关状态为B2且相电流ix>0时，飞跨电容Cfx1和飞跨电容Cfx2放电；冗余开关状态为B2且相电流ix<0时，飞跨电容Cfx1和飞跨电容Cfx2充电；冗余开关状态为C1且相电流ix>0时，飞跨电容Cfx1和飞跨电容Cfx2充电；冗余开关状态为C1且相电流ix<0时，飞跨电容Cfx1和飞跨电容Cfx2放电。
8.适用于HC-4L变换器的含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，其特征在于，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)； (37)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)； (38)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)； (39)
式中，x＝a,b,c；1.5Vm为三角载波VVIIcarr1和三角载波VVIIcarr3的幅值，fm为基波频率；
2)注入零序电压
Figure FDA0002372649260000043
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz+1.5Vm； (40)
4)利用PI调节器对参考信号uVIIrefx2进行控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc；PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k7；h为工作模式参数；Udc为直流母线电压；
6)利用三角载波VVIIcarr1和三角载波VVIIcarr3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制；
所述三角载波VVIIcarr1、三角载波VVIIcarr2和三角载波VVIIcarr3相位相同；其中，三角载波VVIIcarr1幅值为1.5Vm，三角载波VVIIcarr1的最低点为1.5Vm，三角载波VVIIcarr1最高点为3Vm；三角载波VVIIcarr3的幅值为1.5Vm，三角载波VVIIcarr3的最低点为0，三角载波VVIIcarr3最高点为1.5Vm；三角载波VVIIcarr2的幅值为k7*VVIIcarr3；
7)定义飞跨电容Cfx的实际电压Ufx与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx，即：
Figure FDA0002372649260000044
8)通过选择不同的冗余开关状态实现飞跨电容Cfx的充电或放电，以达到平衡飞跨电容Cfx电压的目的；其中，当电压差△Ufx>0时，选择使得飞跨电容Cfx放电的冗余开关状态，令△Ufx→0；当电压差△Ufx<0时，选择使得飞跨电容Cfx充电的冗余开关状态，令△Ufx→0。
9.适用于HC-4L变换器的含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，其特征在于，主要包括以下步骤：
1)确定三相电压ux，即：
ua＝1.5mVmsin(2πfmt)； (42)
ub＝1.5mVmsin(2πfmt-2π/3)； (43)
uc＝1.5mVmsin(2πfmt+2π/3)； (44)
式中，x＝a,b,c；Vm为三角载波Vcarr0的幅值，fm为基波频率；
2)注入零序电压
Figure FDA0002372649260000051
3)计算注入零序电压uz后的三相参考电压urefx，即：
urefx＝ux+uz+1.5Vm； (45)
4)将三相参考电压urefx分解为参考信号uVIIIrefx1、参考信号uVIIIrefx2和参考信号uVIIIrefx3，即：
uVIIIrefx1＝uVIIIrefx3-Vm； (46)
uVIIIrefx2＝urefx/k8； (47)
uVIIIrefx3＝urefx/1.5； (48)
5)利用PI调节器对参考信号uVIIIrefx2的控制，从而将中间母线电容电压UC2稳定在1/3Udc；PI调节器的输入为hΔUC2，输出为k8；h为工作模式参数；Udc为直流母线电压；ΔUC2为中间母线电容的实际电压UC2与参考电压1/3Udc之间的电压差；
利用三角载波Vcarr0对参考信号uVIIIrefx1、参考信号uVIIIrefx3进行调制，并利用调制后的参考信号uVIIIrefx1、参考信号uVIIIrefx3实现上母线电容电压和下母线电容电压的自动平衡，从而完成母线三个电容电压的平衡控制；
三角载波Vcarr0幅值为Vm，三角载波Vcarr0的最低点为0，三角载波Vcarr0最高点为Vm；
6)定义飞跨电容Cfx的实际电压Ufx与参考电压1/3Udc之间的电压差为ΔUfx，即：
Figure FDA0002372649260000052
7)通过选择不同的冗余开关状态实现飞跨电容Cfx的充电或放电，以达到平衡飞跨电容Cfx电压的目的；其中，当电压差△Ufx>0时，选择使得飞跨电容Cfx放电的冗余开关状态，令△Ufx→0；当电压差△Ufx<0时，选择使得飞跨电容Cfx充电的冗余开关状态，令△Ufx→0。
10.根据权利要求8或9所述的适用于HC-4L变换器的含飞跨电容四电平变换器电压平衡调制方法，其特征在于：冗余开关状态包括A2＝[Sx1＝1,Sx1’＝0,Sx2＝1,Sx2’＝0,Sx3＝1,Sx3’＝0]、B3＝[Sx1＝1,Sx1’＝0,Sx2＝1,Sx2’＝0,Sx3＝0,Sx3’＝1]、B4＝[Sx1＝0,Sx1’＝1,Sx2＝1,Sx2’＝0,Sx3＝1,Sx3’＝0]、B5＝[Sx1＝1,Sx1’＝0,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝1,Sx3’＝0]、C3＝[Sx1＝0,Sx1’＝1,Sx2＝1,Sx2’＝0,Sx3＝0,Sx3’＝1]、C4＝[Sx1＝1,Sx1’＝0,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝0,Sx3’＝1]、C5＝[Sx1＝0,Sx1’＝1,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝1,Sx3’＝0]和D2＝[Sx1＝0,Sx1’＝1,Sx2＝0,Sx2’＝1,Sx3＝0,Sx3’＝1]；其中，Sx1、Sx1’、Sx2、Sx2’、Sx3和Sx3’为四电平变换器电路中的开关管；
冗余开关状态为A2、B4、C4或D2时，飞跨电容Cfx维持原状态；冗余开关状态为B3且相电流ix>0时，飞跨电容Cfx1充电；冗余开关状态为B3且相电流ix<0时，飞跨电容Cfx放电；冗余开关状态为B5且相电流ix>0时，飞跨电容Cfx放电；冗余开关状态为B5且相电流ix<0时，飞跨电容Cfx充电；冗余开关状态为C3且相电流ix>0时，飞跨电容Cfx充电；冗余开关状态为C3且相电流ix<0时，飞跨电容Cfx放电。
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