CN113783451A - 多段式零序电压逼近的hanpc多电平变换器的优化控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了、一种多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，包括：根据HANPC多电平变换器中不同开关状态与输出电平的对应关系，对HANPC多电平变换器进行调制；确定HANPC多电平变换器的悬浮电容和直流侧中点电容的电容电压进行解耦控制与占空比调节的对应关系；建立零序电压与悬浮电容的电压控制器输出、直流侧中点电容的电压控制器输出及零序电压线性调节范围之间的约束条件；基于约束条件，采用分段式零序电压逼近方法计算出零序电压值。本发明能够更加精确地求解零序电压值，达到提高变换器工作效率及减少上下母线体积的效果，同时考虑线性调制范围的约束，能够有效地避免过调制，以及减少电平跳变的情况发生。

Description

多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法

技术领域

本发明涉及变换器技术领域，尤其涉及多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法。

背景技术

在现有技术中，围绕有源中点箝位型(Active Neutral Point Clamped，ANPC)的拓扑结构问题，存在多种不同的处理方式。具体如下所示：

(1)在ANPC拓扑结构上加入H桥，将ANPC输出电平数翻倍，但H桥开关管将承受整个直流母线的电压应力，器件不一致性加大。

(2)在ANPC拓扑结构上引入开关电容，增加了输出电平，但没有从本质上解决器件承受开关应力不均的问题。

(3)提出一种新型新型混合有源中点箝位型(Hybrid Active Neutral PointClamped，HANPC)多电平变换器，可以减少拓扑结构开关管及避免开关管承受电压应力不一致问题，并提出了相应的控制策略，但其控制策略较为简单，输出谐波畸变率较大。

(4)将HANPC扩展到5电平，并实现了电容电压均压控制。一种改进的载波移相调制方法，可以有效减少HANPC悬浮电容的充放电时间，达到减少悬浮电容体积的目的。将位于不同电压区间的载波信号进行移位，可以有效减少HANPC的线电压输出谐波畸变率。但上述均未充分考虑零序电压求解精度及HANPC电平扩展后零序电压求解更为困难，造成直流侧上下母线电容电压波动及输出电平数跳变频繁的问题。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于，提供一种多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，以解决零序电压求解误差较大，造成相电压电平跳变频繁及上下母线电容纹波过大的问题。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，包括:

根据HANPC多电平变换器中不同开关状态与输出电平的对应关系，对HANPC多电平变换器进行调制；

确定HANPC多电平变换器的悬浮电容和直流侧中点电容的电容电压进行解耦控制与占空比调节的对应关系；

建立零序电压与所述悬浮电容的电压控制器输出、所述直流侧中点电容的电压控制器输出及零序电压线性调节范围之间的约束条件；

基于所述约束条件，采用分段式零序电压逼近方法计算出零序电压值。

进一步地，所述基于所述约束关系，采用分段式零序电压逼近方法计算出零序电压值的步骤，包括：

根据所述约束条件确定所述零序电压的线性调节区间；

将所述线性调节区间分为预设数量的等距离点，并计算出所述预设数量个所述零序电压注入后流入中性点的单相平均电流的占空比；

根据所述预设数量的所述占空比及实时采集的HANPC多电平变换器的三相输出电流值，计算得到所述预设数量的流入中性点的三相总平均电流；

计算流入中性点的三相总平均电流参考值，以及计算得到使目标函数值最小的最优零序电压；

在各开关管的占空比对应的参考信号上叠加所述最优零序电压。

进一步地，所述约束条件为：

式中，零序电压u_z为待优化变量，Δf_a、Δf_b、Δf_c、Δd_a、Δd_b、Δd_c为通过各开关管控制器的输出获得的控制作用量，u_refa、u_refb、u_refc为各开关管的调制信号。

进一步地，计算所述预设数量个所述零序电压注入后流入中性点的单相平均电流的占空比，采用如下公式：

u′_refx＝u_refx+u_z，

式中，u_refx为参考相电压，u'_refx为注入零序电压后的实际相电压，u_z为注入的零序电压，d'_Nx为注入零序电压后流入中性点的单相电流的占空比。

进一步地，计算得到所述预设数量的流入中性点的三相总平均电流，采用如下公式：

i′_N,ave＝i′_Na,ave+i′_Nb,ave+i′_Nc,ave

＝d′_Na·i_oa+d′_Nb·i_ob+d′_Nc·i_oc

式中，i'_N,ave为零序电压注入后流入中性点的三相总平均电流，i'_Na,ave、i'_Nb,ave和i'_Nc,ave为零序电压注入后流入中性点的各相平均电流，d'_Na、d'_Nb和d'_Nc为注入零序电压后流入中性点的各相电流的占空比，i_oa、i_ob和i_oc为HANPC多电平变换器的各相输出电流值。

进一步地，计算流入中性点的三相总平均电流参考值，采用如下公式：

ΔU_N＝U_d-U_u，

式中，ΔU_N为直流侧上下母线电容电压差，U_d为直流侧上母线电容电压差，U_u为直流侧下母线电容电压差，i_Nref为流入中性点的三相总平均电流参考值，C_ud为直流侧上、下母线电容值，ΔT_s为控制周期；

定义注入零序电压后的流入中性点三相总平均电流与流入中性点三相总平均电流参考值之差的平方作为所述目标函数，如下式：

min[(i′_N,ave-i_Nref)²]

式中，i'_N,ave为零序电压注入后流入中性点的三相总平均电流，i_Nref为流入中性点的三相总平均电流参考值。

进一步的，采用载波移相调制方法对HANPC多电平变换器进行调制，将HANPC多电平变换器的多个载波之间相互移相2π/3，移相后的载波分别对应HANPC多电平变换器的各开关管。

进一步地，所述对HANPC多电平变换器的悬浮电容和直流侧中点电容的电容电压进行解耦控制的步骤，包括：

当所述悬浮电容的电容电压和/或所述直流侧中点电容的电容电压偏离平衡点电压时，分别控制HANPC多电平变换器的各开关管的开闭状态及开闭时间，以调整各开关管的占空比。

进一步地，调整各开关管的占空比，采用如下公式：

式中，d'_1x、d'_2x及d'_3x为调整后的各开关管的占空比，u_refx为归一化后的调制信号，在一个载波周期中，各开关管的占空比等于归一化后的调制信号，即d_1x＝d_2x＝d_3x＝u_refx，Δf和Δd为占空比的变化量；

根据调整各开关管的占空比的公式，可得：

流过直流侧中点电容的平均电流i_m,ave为：

流过悬浮电容的平均电流i_fx,ave为：

式中，i_ox为HANPC的输出电流；

根据上述公式确定HANPC多电平变换器的不同的输出电压及不同得到输出电流与各开关管调整占空比的对应关系。

进一步地，在HANPC多电平变换器的前级加入死区控制，以在P控制器的输入小于预设值时，所述P控制器不产生输出。

本发明与现有技术相比具有明显的优点和有益效果。借由上述技术方案，本发明一种多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法可达到相当的技术进步性及实用性，并具有产业上的广泛利用价值，其至少具有下列优点：

(一)本发明对多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，能够更加精确地求解零序电压值，达到提高变换器工作效率及减少上下母线体积的效果。

(二)本发明将悬浮电容、上下母线电容及中间母线电容的电容电压进行独立控制，将零序电压的求解问题转换为优化问题，同时考虑线性调制范围的约束，能够有效地避免过调制，以及减少电平跳变的情况发生。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图,详细说明如下。

附图说明

图1示出了本发明一实施例的多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法的流程示意图；

图2示出了本发明一实施例的HANPC多电平变换器拓扑结构示意图；

图3示出了本发明一实施例的采用载波移项调制方法的电容电压的波形示意图；

图4示出了本发明一实施例的电容电压均衡控制的示意框图；

图5示出了本发明一实施例的不同分段数的零序电压的逼近效果示意图；

图6示出了本发明一实施例的悬浮电容的电压独立控制的波形示意图；

图7示出了本发明一实施例的各时段对应的线电压的波形示意图；

图8示出了本发明一实施例的直流侧中点电容的电容电压的控制波形示意图；

图9示出了本发明一实施例的多段式零序电压优化控制的波形示意图；

图10示出了本发明一实施例的不同分段数的参考信号波形示意图；

图11示出了本发明一实施例的分段数为一时母线电容电压及输出相电压的波形示意图；

图12示出了本发明一实施例的分段数为二十时母线电容电压及输出相电压的波形示意图；

图13示出了本发明一实施例的悬浮电容的电压控制的波形示意图；

图14示出了本发明一实施例的直流母线中点电容的电压控制的波形示意图；

图15示出了本发明一实施例的多段式零序电压优化控制的上下母线电容的电压波形示意图；

图16示出了本发明一实施例的不同分段值逼近下的直流侧母线电容的电压波形示意图；

图17示出了本发明一实施例的在HANPC多电平变换器启动时线电压及单项电流的波形示意图；

图18示出了本发明一实施例的不同调制比下的线电压、电流的波形示意图；

图19示出了本发明一实施例的不同调制比下的负载突变的相电压、电流的波形示意图。

具体实施方式

为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效,以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的一种多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法的具体实施方式及其功效，详细说明如后。

本发明实施例提供了一种多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，如图1所示，该方法包括:

步骤S10，根据HANPC多电平变换器中不同开关状态与输出电平的对应关系，对HANPC多电平变换器进行调制。

在一实施例中，HANPC多电平变换器为4电平变换器，图2示出了该4电平HANPC变换器的拓扑结构示意图。如图2所示，该4电平HANPC变换器由3个公共直流母线电容C_u、C_m、C_d，一个悬浮C_fx及8开关管S_1x～S_4x、S'_1x～S'_4x组成，其中x表示a，b，c三相，开关管S_1x～S_4x与开关管S'_1x～S'_4x相对应，两者工作在互补状态，S_1x与S_4x共用一个开关信号；该拓扑结构拥有两个中性点分别为N₁和N₂，其流出相应N点的电流分别为iN_1x和iN_2x，流过悬浮电容C_fx的电流为iC_fx，电容电压为E，变换器输出电压、电流分别为u_ox和i_ox。

该4电平HANPC变换器的拓扑结构控制维度为三维，分别对应开关管S_1x、S_2x及S_3x，根据不同的开关组合方式可得8种不同的开关状态V₀～V₇，不同的开关状态决定着变换器输出电流i_ox的不同流通路径，并对母线电容电压及悬浮电容电压产生不同程度的影响，其具体影响见表1所示。

表一

4电平HANPC变换器的调制方法：

当4电平HANPC变换器处于稳态工作时，即在各控制器作用时4电平HANPC变换器处于稳定工作状态时，母线电容电压及悬浮电容电压都为E。假定开关管S_1x、S_2x及S_3x所对应的开关函数分别为f_1x、f_2x及f_3x，当开关函数取值为0时，表示相应开关管关闭，当开关函数取值为1时，表示相应开关管导通。根据表一，可得输出电压V_ox与开关函数f_1x、f_2x及f_3x之间的关系为：

u_ox＝(f_1x+f_2x+f_3x)·E (1)

在4电平HANPC变换器的拓扑结构中，直流侧中点电容电压U_m受到流出中性点电流i_N1x和i_N2x的共同影响。由于直流电容提供瞬时功率支撑，当电流i_N1x从N₁流出时，电容C_d、C_m先放电，直流侧再给电容C_u、C_m及C_d充电；当电流i_N2x从N₂流出时，只有C_d电容放电，直流侧再给电容C_u、C_m及C_d充电。根据充放电关系，可得直流侧中点电容电压变化量ΔU_m关系为：

式中：C_m为电容值；T_s为一个载波周期的时间。

为使4电平HANPC变换器在单个载波周期内实现直流侧中点电容电压U_m及悬浮电容电压U_fx稳定，并且不需要控制环路提供额外的控制力作用，需保证流过悬浮电容电流i_Cfx在一个载波周期内为零，i_N1x和i_N2x在一个载波周期内相等。

根据表一可得，在4电平HANPC变换器输出电平数值为E时，需选择开关状态V₁～V₃；在4电平HANPC变换器输出电平数值为2E时，需选择开关状态V₄～V₆。并且保证每个开关作用时间为2π/3。

根据公式(1)及上述分析,可选择载波移相调制方法，三个载波之间相互移相2π/3，分别对应开关管S_1x、S_2x及S₃。如图4所示，采用载波移相调制方法即可保证HANPC变换器在运行过程中维持直流侧中点电容电压U_m及悬浮电容电压U_fx的静态稳定。

步骤S20,确定HANPC多电平变换器的悬浮电容和直流侧中点电容的电容电压进行解耦控制与占空比调节的对应关系.

在一实施例中，在实际过程中，直流侧中点电容电压U_m及悬浮电容电压U_fx都会因开关损耗、线路阻抗等原因偏离静态稳定点电压E。

为进一步保证HANPC控制器的电容电压稳定，需对各个电容电压加入反馈控制环路，如图5所示，使电容电压回到初始稳定点，让所有电容电压均保持为E，实现电容电压均衡控制。

关于悬浮电容及直流侧中点电容电压解耦控制方法：

根据表一可知，电流i_fx受开关管S_2x及S_3x开关状态的影响；电流i_N1x和i_N2x受开关管S_1x及S_2x开关状态的影响。两者都受到开关管S_2x的共同影响，需对HANPC变换器进行解耦控制。

流过悬浮电容的电流i_fx可表示为：

i_fx＝(f_3x-f_2x)·i_ox (3)

在线性调制范围内，一个载波周期中开关管的占空比d_1x、d_2x及d_3x等于归一化后的调制信号u_refx：

d_1x＝d_2x＝d_3x＝u_refx (4)

流出中性点电流i_N1x与i_N2x可表示为：

流过直流母线中点电容电流i_m可以表示为两个中性点电流i_N1x与i_N2x之差：

i_m＝i_N1x-i_N2x＝(f_2x-f_1x)·i_ox (6)

从式(3)、式(4)和式(6)可以得出，在理想条件下，一个载波周期内流过电容U_fx及U_m的电流平均值为零，电容电压可以自然平衡。当电容电压偏离平衡点电压E时，可以控制开关管S₁、S₂和S₃的导通、关断时间，进而改变冗余开关状态的工作时间，控制流过悬浮电容及母线中点电容的平均电流值，实现对电容电压的控制。不同的输出电压区间具有不同的占空比调节方向，需分别进行讨论。

当HANPC多电平变换器的输出电压区间位于0～E时。假定载波频率足够大，且远大于HANPC多电平变换器的输出电压基波频率50Hz，输出电流可在一个载波周期内看作近似不变的常数。当开关函数f_1x的占空比d_1x减少Δd，为不影响输出电压V_ox，开关函数f_2x、f_3x的占空比d_2x、d_3x都需增加Δd/2、Δd/2，此时单位载波周期内电流i_N2x积分为-Δd·Ts·i_ox，电流i_N1x积分为Δd·Ts·i_ox/2，电流i_fx积分为0；当开关函数f_3x的占空比d_3x增加Δf，为不影响输出电压V_ox，开关函数f_2x、f_3x的占空比d_2x、d_3x都需减少Δf/2，此时单位载波周期内电流i_N1x、i_N2x积分为0，电流i_fx积分为3·Δd·Ts·i_ox/2。

可见，开关函数f_1x占空比增量Δd与开关函数f_3x占空比增量Δf对直流侧中点电容电流i_m积分及悬浮电容电流i_fx积分的控制是独立的，进而可得，悬浮电容电压U_fx及直流侧中点电容电压U_m是独立可控制。

根据上述分析方法，可得HANPC输出电压区间位于E～2E及2E～3E的直流侧中点电容电压U_m及悬浮电容电压U_fx独立控制方法，最后总结可得占空比调整公式为：

式中d'_1x、d'_2x及d'_3x表示为调整后的占空比。

根据式(7)，可得流过直流侧中电电容的平均电流i_m,ave为：

根据式(7)，可得流过悬浮电容的平均电流i_fx,ave为：

输出电压位于不同区间及输出电流不同方向时，各个占空比调整情况如表二所示。

表二

在实际应用过程中，Δd和Δf一般选择较小，但不能小于死区时间、线路阻抗及开关管阻抗造成的额外偏移控制力。除此之外，在线性调制范围内，改变调制信号等价于改变占空比的作用时间，以此达到对电流流通时间的控制，而电容电流和电容电压之间的关系为积分关系，采用P控制器即可完成无静差控制。为进一步避免控制器频繁作用加剧电容电压波动的情况，可在前级加入死区控制，即如图5所示的反馈控制环路。

步骤S30，建立零序电压与所述悬浮电容的电压控制器输出、所述直流侧中点电容的电压控制器输出及零序电压线性调节范围之间的约束条件。

当HANPC多电平变换器的直流母线中点电容电压通过均压控制，使电容电压稳定为E时，中性点N₁和N₂可以看成同一点，流入中性点的电流i_N将全部注入直流侧下母线电容U_d，从直流侧的负极流出。

当位于开关状态V₇及开关状态V₀时，母线电容既不充电也不放电；只有当开关状态位于V₁～V₆时，直流侧上下母线电容处于充放电状态，其充放电时间受到不同开关状态的影响。可采用零序电压注入方法，同时改变三相开关管的不同开关状态，实现上下母线电容电压均衡控制。

在一个载波周期内，流入中性点的单相平均电流的占空比d_Nx与参考电压u_refx之间的关系为：

流入中性点的单相平均电流i_Nx,ave为:

i_Nx,ave＝d_Nx·i_ox (11)

流入中性点的三相总平均电流可写为：

零序电压注入法，不会影响输出线电压和线电流波形。假定在三相参考电压中注入零序电压，则实际相电压和参考调制电压可以写成：

u′_refx＝u_refx+u_z (13)

零序电压注入后，d'_Nx可以重新写成如下形式：

零序电压注入后流入中性点的三相总平均电流i'_N,ave可以重新写成如下形式：

直流侧上下母线电容电压差为：

ΔU_N＝U_d-U_u (16)

当直流侧上下母线电容值相同时，在一个载波周期内所需的流入中性点的三相总平均电流参考值i_Nref为：

式中，ΔU_N为直流侧上下母线电容电压差，U_d为直流侧上母线电容电压差，U_u为直流侧下母线电容电压差，i_Nref为流入中性点的三相总平均电流参考值，C_ud为直流侧上、下母线电容值，ΔT_s为控制周期。

HANPC拓扑结构位于不同的输出电压区间，会产生不同的中性点电流i_N，所对应的零序电压是一个分段函数，并且受到三相悬浮电容均压控制器输出占空比调节量、直流侧中点电容均压控制器输出占空比调节量及零序电压线性调节范围的共同约束，直接求解较为困难，可将其转化为一个优化问题。

定义注入零序电压后的流入中性点三相总平均电流i'_N,ave与流入中性点三相总平均电流参考值i_Nref之差的平方作为目标函数：

min[(i′_N,ave-i_Nref)²] (18)

约束条件为：

式中，零序电压u_z为待优化变量，控制作用量Δf_x及Δd_x可由对应P控制器输出获得。

步骤S40，基于上述约束条件，采用分段式零序电压逼近方法计算出零序电压值。

具体地，该分段式零序电压逼近方法计算零序电压值的方法，包括：

根据所述约束条件确定所述零序电压的线性调节区间；

将所述线性调节区间分为预设数量的等距离点，并计算出所述预设数量个所述零序电压注入后流入中性点的单相平均电流的占空比；

根据所述预设数量的所述占空比及实时采集的HANPC多电平变换器的三相输出电流值，计算得到所述预设数量的流入中性点的三相总平均电流；

计算流入中性点的三相总平均电流参考值，以及计算得到使目标函数(即式18)值最小的最优零序电压；

在各开关管的占空比对应的参考信号上叠加所述最优零序电压。

在一具体实施例中，为实现在线快速求解，可采用多段零序电压逼近方法。如图6所示，为所需占空比d'_Nx在不同分段零序电压情况下的逼近效果图，当分段系数k不断加大时，零序电压分段数呈3k+1比例增长，占空比d'_Nx越能逼近其精确解d_Nxref，所得到的流入中性点三相总平均电流i'_N,ave越接近流入中性点三相总平均电流的参考值i_Nref。

其具体求解流程如下：

1、根据约束条件式(19)，确定零序电压所在的线性调节范围。

2、根据零序电压所在区间，将其分为3k+1个等距离点，并通过式(13)及式(14)计算得到3k+1个d'_Nx点。

3、根据d'_Nx及实时采集到三相输出电流值i_ox，通过公式(15)计算得到3k+1个流入中性点的三相总平均电流i'_N,ave。

4、根据式(16)及式(17)计算流入中性点的三相总平均电流参考值i_Nref，并通过式(18)计算得到使目标函数值最小的最优零序电压u_z,opt。

5、在d'_1x、d'_2x及d'_3x对应的参考信号上叠加最优零序电压u_z,opt。

本发明针对一种在器件开关应力及输出谐波性能上更具优势的新型混合有源中点箝位型(Hybrid Active Neutral Point Clamped，HANPC)多电平变换器，存在零序电压求解误差较大，造成相电压电平跳变频繁及上下母线电容纹波过大的问题，提出一种多段式零序电压逼近的优化控制方法，可以更加精确的求解零序电压值，达到提高变换器工作效率及减少上下母线体积的目的。本发明根据HANPC多电平编花器的拓扑结构，探讨了不同开关状态及相电流对不同位置电容电压的耦合影响，给出了悬浮电容、上下母线电容及中间母线电容电压的独立控制方法。在此基础上，将零序电压求解问题转换为优化问题，同时考虑线性调制范围的约束，可以更加精确的求解零序电压值，避免过调制及减少电平跳变的情况发生。最后通过仿真和实验共同验证了所提方法的有效性。

本发明还提供了多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法的仿真分析及实验分析。

仿真分析

根据上述的多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，在PLECS仿真环境中搭建直流母线为6.5kV的仿真模型，其仿真参数如表3所示。

表三

悬浮电容、中点电容电压控制仿真

如图6及图7所示，为悬浮电容电压独立控制仿真波形图。在t＝1s时，A相悬浮电容U_fa参考电压突增30％，B相悬浮电容U_fb参考电压突减30％，C相悬浮电容U_fc参考电压不变，A、B相悬浮电容经过约1.5s到达所给定的参考电压；t＝1s之前，线电压U_ab为标准的7电平，在t＝1s到t＝4.3s之间，A、B相悬浮电容电压偏离电压E，输出线电压波形发生了相应的畸变；在t＝3s时，A、B相参考电压恢复初始状态，A、B相悬浮电容经过约1.5s也恢复初始状态。全过程中，C相电压没有波动。

如图8所示，为直流母线中间电容电压独立控制仿真波形图。在t＝1s时，直流母线电容参考电压突减30％，直流母线电容电压U_m经过约1.5s到达所给定的参考电压，在此过程中，上下母线电容电压一直保持相同，并且同时上升了15％的电压；在t＝3s时，母线中间电容参考电压恢复初始状态，各个母线电容电压经过约1.5s也恢复初始状态。线电压波形变化情况与悬浮电容电压控制下相近。

多段式零序电压优化控制仿真

如图9所示，为多段式零序电压优化控制仿真波形。前1s时间内，没有注入零序电压，上下母线电容电压波动剧烈并且有发散趋势；在t＝1s时，采用多段式零序电压逼近方法，上下电容电压波动得到了抑制，并且不再发散，和中点电容电压波动幅值相当，全过程中母线中点电容电压U_m不受到零序电压注入的影响。

如图10所示，为不同k值下的参考电压波形图。从图可以的得出，在传统零序电压注入方法下(k＝1)，参考信号跳变非常厉害，开关管动作频率较大；而在多段式零序电压逼近方法下(k＝20)，零序电压分段越多，越逼近其精确解，参考信号变化平滑，可以有效减少参考信号频繁突变引起的额外开关损耗。

如图11及图12所示，分别为传统方法(k＝1)和多段式零序电压优化控制方法(k＝20)母线电容电压及输出相电压波形图。因母线中点电容电压U_m不受到零序电压注入的影响，以此作为参考电压，比较不同k值下，上下母线电容电压的波动情况。从图中可以得出，采用传统方法，上下母线电容电压波动为14V，相对于中点母线电容电压波动1V的14倍；采用多段式零序电压逼近方法，当k＝20时，上下母线电容电压波动为1.9V，相对于中点母线电容电压波动1V的1.9倍。总的来说，零序电压分段越多，所得到的三相总平均电流越逼近最优值，上下电容电压波动越小，相电压跳变越小，输出波形效果越好，谐波畸变率越低。

实验分析

为验证HANPC多电平变换器的控制策略的有效性，搭建了样机模型，其中包三相负载柜、三相电感、三相HANPC样机、RTBOX、直流供电电源、示波器、录波仪及大功率直流调压电源。为进一步验证控制的有效性，选择不同的电容值，使其更快偏离稳定点，其参数如表四所示。

表四

悬浮电容、中点电容电压控制实验

如图13所示，为悬浮电容电压控制的波形图。由图可得，变换器开始工作后，悬浮电容在控制作用下，电压缓慢抬升，最后各相悬浮电容电压均达到稳态；在控制器使能10s后，A相悬浮电容电压U_fa的参考值突变为初始参考值的60％，B相悬浮电容电压U_fb的参考值突变为初始参考值的80％，悬浮电容电压的控制环路迅速响应，使电压达到了新的参考电压稳态值；再次经过10s后，两个悬浮电容电压恢复初始参考值，A、B两相的悬浮电容电压在控制作用下重新回归初始电压E＝16V。整个实验过程中，悬浮电容电压一直跟随参考电压，验证了悬浮电容电压独立控制的有效性。

如图14所示，为直流母线中点电容电压控制实验。从图中可以得出，变换器开始工作前，直流侧已经提供直流电压，母线电容进行分压，因电容值不一致，电容电压呈现不一致，(U_m)：(U_u、U_d)＝24V:12V＝2:1，在控制器使能后，电容电压迅速均衡趋于同一值E＝16V。为了进一步验证其动态过程，在控制器使能10s后，直流侧中点电容电压U_m的参考值突变为初始参考值的180％，控制环流迅速相应，中间母线电容电压抬升至新的稳态电压，由于母线电容总电压被直流电源电压箝位及零序注入的原因，上下直流母线电容电压保持一致，并共同承担直流侧中点电容C_m带来的电压下降结果，其下降速度为直流侧中点电容电压上升速度的一半；再次经过10s后，电压参考值回归初始值，电容电压重新达到初始稳态电压。整个实验过程中，直流侧中点电容电压一直跟随参考电压，验证了直流侧中点电容电压独立控制的有效性。

多段式零序电压优化控制实验

如图15所示，为多段式零序电压优化控制的上下母线电容C_u、C_d电压波形图。从图中可以得出，在多段式零序电压优化控制器给定参考值为零，即上下电容电压之差的参考值为零，控制器迅速响应，使上下母线电容电压保持一致；在控制器使能10s时后，上下直流母线电容给定电压差值为40％E，零序电压控制器响应，重新计算零序电压逼近值，上下母线电容在控制器的作用下形成电压差，并达到新的稳态；再次经过10s后，上下直流母线电容电压差参考值回归初始状态，上下母线电容电压再次保持一致。整个实验过程中，直流侧上下母线电容电压差值一直跟随参考信号，验证了多段式零序电压优化控制的有效性。

如图16所示，为不同k值逼近下的直流侧母线电容电压图。在k值较低的情况下，因变换器开关特性、线路阻抗等因素影响，进一步加大了求解最优零序电压的难度，并且上下母线电容电压存在稳态静差，可见传统方法对于抑制外界扰动效果较差；随着k值的加大，该问题得到有效缓解，求解的最优零序电压更为精确，稳态误差趋近于零。为进一步验证其求解精度，将传统控制方法(k＝1)和多段式零序电压优化控制方法(k＝20)逼近的部分电压进行放大。从放大的波形可以得出，以中间母线电压作为参考，上下母线电容电压波动明显低于传统方法，电容电压波动值约减少30％，因AD采样精度和电容值较大原因，实际效果没有仿真效果理想。在实际应用中，采用本文方法可以有效减少上下母线电容体积和电容值。

启动实验

如图17所示，为HANPC启动时线电压及单相电流波形。启动前母线电压48V已经供电，此时E＝48V/3＝16V，受到电容值的影响，HANPC上下母线电容电压及中间电容电压之比为1:2，悬浮电容电压为零。启动瞬间多段式零序电压优化控制、母线中点电容电压控制及悬浮电容电压控制同时作用，使HANPC母线电容电压、悬浮电容电压很快达到稳定的16V，线电压波形随着电容电压控制逐渐变为清晰的7电平波形。

不同调制比及负载下的控制实验

如图18所示，为不同调制比下线电压、电流波形图。从图中可以得出，从调制比m＝1、0.8、0.6、0.4变化的过程中，线电压逐渐从7电平退化为5电平，最终在调制比m＝0.4时退化为3电平，其电平数每次衰减2；随着电平的减少，其谐波畸变率会不断加大，并且相电流幅值也随之减少，电流谐波逐步加大。在不同调制比下，HANPC输出电压、电流都没发生畸变，电压控制策略及多段式零序电压优化控制方法稳定运行。

如图19所示，为不同调制比下负载突变的相电压、电流波形，本实验共设定了四段负载突变过程，从初始的三相电阻为5欧姆，依次突变为5.25欧姆、5.6欧姆、6.25欧姆、8.1欧姆。其中放大部分为电阻从6.25欧姆突变到8.1欧姆时，不同调制比下的相电压、电流波形。在相同调制比下，随着负荷的不断减少，负荷电流也不断减少，在电压均衡控制下，负荷突变并不影响变换器工作，并且对相电压波形不造成影响，只有相电流值在负荷突变处产生相应幅值变化。负荷突变并不会对电压控制策略及多段式零序电压优化控制造成影响。

本发明针对一种HANPC多电平变换器的零序电压求解精度低的问题，提出一种多段式零序电压逼近的优化控制方法，可以有效提高零序电压求解精度，并通过仿真和实验验证所提优化控制方法的有效性。实验表明，本发明所提方法可以让HANPC变换器在不同调制比、变负载的情况下稳定运行，各个位置电容电压可以相互独立控制，优化控制后的上下电容电压波动及相电压电平跳变情况明显低于传统控制方法，能更好的抑制线路阻抗及开关管特性不一致等原因造成的稳态误差，有助于提高变换器的谐波性能，进一步减少母线电容值和电容体积，为其在中高压场合的应用提供了参考。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明,任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内,当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例,但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (10)

1.一种多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，其特征在于，包括：

根据HANPC多电平变换器中不同开关状态与输出电平的对应关系，对HANPC多电平变换器进行调制；

确定HANPC多电平变换器的悬浮电容和直流侧中点电容的电容电压进行解耦控制与占空比调节的对应关系；

建立零序电压与所述悬浮电容的电压控制器输出、所述直流侧中点电容的电压控制器输出及零序电压线性调节范围之间的约束条件；

基于所述约束条件，采用分段式零序电压逼近方法计算出零序电压值。

2.根据权利要求1所述的多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，其特征在于，所述基于所述约束关系，采用分段式零序电压逼近方法计算出零序电压值的步骤，包括：

根据所述约束条件确定所述零序电压的线性调节区间；

将所述线性调节区间分为预设数量的等距离点，并计算出所述预设数量个所述零序电压注入后流入中性点的单相平均电流的占空比；

根据所述预设数量的所述占空比及实时采集的HANPC多电平变换器的三相输出电流值，计算得到所述预设数量的流入中性点的三相总平均电流；

计算流入中性点的三相总平均电流参考值，以及计算得到使目标函数值最小的最优零序电压；

在各开关管的占空比对应的参考信号上叠加所述最优零序电压。

3.根据权利要求2所述的多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，其特征在于，所述约束条件为：

式中，零序电压u_z为待优化变量，Δf_a、Δf_b、Δf_c、Δd_a、Δd_b、Δd_c为通过各开关管控制器的输出获得的控制作用量，u_refa、u_refb、u_refc为各开关管的调制信号。

4.根据权利要求2所述的多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，其特征在于，计算所述预设数量个所述零序电压注入后流入中性点的单相平均电流的占空比，采用如下公式：

u′_refx＝u_refx+u_z，

式中，u_refx为参考相电压，u'_refx为注入零序电压后的实际相电压，u_z为注入的零序电压，d'_Nx为注入零序电压后流入中性点的单相电流的占空比。

5.根据权利要求2所述的多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，其特征在于，计算得到所述预设数量的流入中性点的三相总平均电流，采用如下公式：

i′_N,ave＝i′_Na,ave+i′_Nb,ave+i′_Nc,ave

＝d′_Na·i_oa+d′_Nb·i_ob+d′_Nc·i_oc

式中，i'_N,ave为零序电压注入后流入中性点的三相总平均电流，i'_Na,ave、i'_Nb,ave和i'_Nc,ave为零序电压注入后流入中性点的各相平均电流，d'_Na、d'_Nb和d'_Nc为注入零序电压后流入中性点的各相电流的占空比，i_oa、i_ob和i_oc为HANPC多电平变换器的各相输出电流值。

6.根据权利要求2所述的多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，其特征在于，计算流入中性点的三相总平均电流参考值，采用如下公式：

ΔU_N＝U_d-U_u，

式中，ΔU_N为直流侧上下母线电容电压差，U_d为直流侧上母线电容电压差，U_u为直流侧下母线电容电压差，i_Nref为流入中性点的三相总平均电流参考值，C_ud为直流侧上、下母线电容值，ΔT_s为控制周期；

定义注入零序电压后的流入中性点三相总平均电流与流入中性点三相总平均电流参考值之差的平方作为所述目标函数，如下式：

min[(i′_N，ave-i_Nref)²]

式中，i′_N，ave为零序电压注入后流入中性点的三相总平均电流，i_Nref为流入中性点的三相总平均电流参考值。

7.根据权利要求1所述的多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，其特征在于，采用载波移相调制方法对HANPC多电平变换器进行调制，将HANPC多电平变换器的多个载波之间相互移相2π/3，移相后的载波分别对应HANPC多电平变换器的各开关管。

8.根据权利要求1所述的多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，其特征在于，所述对HANPC多电平变换器的悬浮电容和直流侧中点电容的电容电压进行解耦控制的步骤，包括：

当所述悬浮电容的电容电压和/或所述直流侧中点电容的电容电压偏离平衡点电压时，分别控制HANPC多电平变换器的各开关管的开闭状态及开闭时间，以调整各开关管的占空比。

9.根据权利要求8所述的多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，其特征在于，调整各开关管的占空比，采用如下公式：

式中，d′_1x、d′_2x及d′_3x为调整后的各开关管的占空比，u_refx为归一化后的调制信号，在一个载波周期中，各开关管的占空比等于归一化后的调制信号，即d_1x＝d_2x＝d_3x＝u_refx，Δf和Δd为占空比的变化量；

根据调整各开关管的占空比的公式，可得：

流过直流侧中点电容的平均电流i_m，ave为：

流过悬浮电容的平均电流i_fx，ave为：

式中，i_ox为HANPC的输出电流；

根据上述公式确定HANPC多电平变换器的不同的输出电压及不同得到输出电流与各开关管调整占空比的对应关系。

10.根据权利要求9所述的多段式零序电压逼近的HANPC多电平变换器的优化控制方法，其特征在于，在HANPC多电平变换器的前级加入死区控制，以在P控制器的输入小于预设值时，所述P控制器不产生输出。

Images