CN111342663B - 开关电源的假负载电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种开关电源的假负载电路，包括变压器Tr1、开关管S5、二极管D6，大功率电源输出端正极VOUT依次经过变压器Tr1原边绕组的同名端、异名端和开关管S5的漏极、源极连接到大功率电源输出端负极GND1，大功率电源原边正极HVDC依次经过二极管D6的阴极、阳极和变压器Tr1副边绕组的异名端、同名端连接到大功率电源原边负极GND。本发明将需要用假负载消耗的电能，通过开关变换器处理后，回馈到大功率开关电源电源的输入侧，大大减小了假负载真实的消耗电量，提高了大功率开关电源整体转换效率，不仅达到了在开关电源的输出端并联连接假负载的效果，还降低大功率开关电源的散热需求。

Description

开关电源的假负载电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及AC-DC、DC-DC电源，特别涉及大功率并且使用假负载的开关电源。
背景技术
在大功率开关电源的开发设计与应用中，为了开关电源输出电压的稳定性和优越的动态负载特性，常常在开关电源的输出端增加一定功率的假负载，以使大功率开关电源工作在特定的模式，如在开关电源的输出端并入几十欧姆至几千欧姆的功率电阻。
图1为现代大功率开关电源的典型拓扑结构，如图1所示：包括开关管S1、开关管S2、开关管S3、开关管S4、二极管DR1、二极管DR2、电容EC、电容Cof、电感Lr、电感Lo、以及变压器Tr，组成了典型的移相全桥拓扑结构，通常电源在空载或者轻负载时，电源会进入Burst Mode，通常还称为跳周期模式或间歇工作模式，此时输出电压幅值会在一定范围内波动，在此工作模式情况下，输出电压精度与输出纹波电压都难以达到设计要求，若输出端突然带重负载时，会造成幅值非常大的输出电压欠冲。
尤其是在LLC谐振型拓扑中，因为变压器、电感的固有寄生参数影响，LLC谐振拓扑电路在空载时工作频率升高，导致增益不会降低反而会升高，这样就会造成LLC谐振型的开关电源在空载时输出电压浮高(飘高)，不符合设计的输出电压，因此，通常采用LLC谐振拓扑的开关电源在空载时都会设计进入Burst Mode(跳周期模式或间歇工作模式)，以解决空载时输出电压浮高(飘高)的弊端。此时输出电压幅值依然会在一定范围内波动，在此工作模式情况下，输出电压精度与输出纹波电压都难以达到设计要求，若输出端突然带重负载时，也会造成幅值非常大的输出电压欠冲。另一种解决途径就是在开关电源的输出端并入几十欧姆至几千欧姆的功率电阻，这样会导致开关电源的空载功耗大幅增加，还会降低开关电源的转换效率。
鉴于以上所述大功率开关电源的弊端，在众多应用领域都不能满足应用要求，如电镀、电解、激光切割等应用领域对开关电源的动态负载特性要求都非常高，在电镀领域应用的开关电源动态负载特性不好时，会造成工件电镀膜厚度不一致，轻则导致工件外观不良，重则导致工件不能正常发挥功用。同样在激光切割领域也同对开关电源动态负负载特性要求极高。
为了解决上所述大功率开关电源的弊端，通常会在开关电源的输出端并联连接假负载，即图1中的电阻RL，为了迫使电源退出BurstMode，假负载RL所消耗功率常常会达到几瓦至几十瓦，甚至几百瓦。如此大功率的功率的损耗，不仅仅降低了大功率开关电源的转换效率，还增加了大功率开关电源的散热需求。
发明内容
有鉴于此，本发明主要解决上述的问题，提供一种实现节能型假负载方法，不仅能解决上所述大功率开关电源的弊端，还可以将需要用假负载消耗的电能，回馈到大功率开关电源的原边。
本申请总的发明构思为：在大功率开关电源的输出端再连接一个小功率的DC转DC的开关变换器，将现有假负载需要消耗的电能，经过开关变换器处理后，回馈到大功率开关电源的输入侧，大大减小了假负载真实的消耗电量，提高了大功率开关电源整体转换效率，不仅达到了在开关电源的输出端并联连接假负载的效果，还降低大功率开关电源的散热需求。
依据上述发明构思，本发明依据不同的DC转DC开关变换器结构拓扑，提供技术方案如下：
方案一：一种开关电源的假负载电路，用于连接在开关电源的输出端正极VOUT与输出端负极GND1之间，所述假负载为小功率DCDC变换器，包括由变压器Tr1所构成的原边电路和副边电路，变压器Tr1的原边电路连接在开关电源的输出端正极VOUT与输出端负极GND1之间，变压器Tr1的副边电路连接在开关电源的输入端正极HVDC与输入端负极GND之间；变压器Tr1的原边电路，包括变压器Tr1的原边绕组和开关管S5，开关电源输出端正极VOUT依次经过变压器Tr1原边绕组的同名端、异名端和开关管S5的漏极、源极连接到开关电源输出端负极GND1；变压器Tr1的副边电路包括变压器Tr1的副边绕组和二极管D6，开关电源输入端正极HVDC依次经过二极管D6的阴极、阳极和变压器Tr1副边绕组的异名端、同名端连接到开关电源原边负极GND。通过由变压器Tr1、开关管S5、二极管D6组成反激拓扑结构的DC转DC开关变换器，将需要用假负载消耗的电能，经过开关变换器处理后，回馈到大功率开关电源电源的输入侧。
优选的，所述变压器Tr1的原边电路，还包括电阻R1、电容C5和二极管D5，变压器Tr1原边绕组的同名端还依次经过电阻R1、二极管D5的阴极、阳极连接到变压器Tr1原边绕组的异名端，电容C5与电阻R1并联。
优选的，所述变压器Tr1的副边电路，包括变压器Tr1的副边绕组和二极管D6，还包括电感L1和二极管D7，开关电源输入端正极HVDC依次经过电感L1、二极管D6的阴极、阳极和变压器Tr1副边绕组的同名端、异名端连接到开关电源输入端负极GND，二极管D7的阴极连接二极管D6的阴极，二极管D7的阳极连接开关电源输入端负极GND。
方案二：一种开关电源的假负载电路的控制方法，包括如下控制步骤，假负载电路采用反激电路拓扑，在变压器储能阶段，变压器将开关电源输出的部分电能存储起来，等效于在开关电源输出端增加了一个负载；在变压器电能回馈阶段，变压器将存储的电能回馈到开关电源的输入端。通过反激拓扑结构的DC转DC开关变换器，将需要用假负载消耗的电能，经过开关变换器处理后，回馈到大功率开关电源电源的输入侧，与方案一的区别在于，方案二中在变压器Tr1的原边绕组增加了由电阻R1、电容C5、二极管D5组成RCD漏感尖峰电压吸收电路，使的DC转DC开关变换器工作更加稳定可靠。
方案三：一种开关电源的假负载电路的控制方法，包括如下步骤，假负载电路采用正激电路拓扑，在开关管导通阶段，将开关电源输出的部分电能通过变压器回馈到开关电源的输入端，等效于在开关电源输出端增加了一个负载；在开关管关断阶段，变压器进行退磁，电感通过二极管续流，继续回馈电能到开关电源的输入端。通过正激拓扑结构的DC转DC开关变换器，将需要用假负载消耗的电能，经过开关变换器处理后，回馈到大功率开关电源电源的输入侧。
本发明所提供上述技术方案可以实现的有益效果如下：
1、用在大功率开关电源中，可以避免开关电源进入Burst Mode(跳周期模式或间歇工作模式)，使开关电源的输出电压精度提高、输出纹波电压更加稳定，还可以提升大功率开关电源的动态负载特性，同时具有工作可靠、控制电路简单、低成本和假负载功率大小可调的特性。
2、应用在谐振型拓扑结构的大功率开关电源中，不仅可以解决谐振型拓扑结构的开关电源在空载时输出电压浮高(飘高)的弊端，还因为一种实现节能型假负载方法可以将需要用假负载消耗的电能，经过开关变换器处理后，回馈到大功率开关电源电源的输入侧的优点，大大减小了谐振型拓扑结构大功率开关电源的空载功耗和提升了转换效率。
3、以上技术方案可以满足几瓦至几百瓦的假负载需求。
4、以上所述的节能型假负载电路技术方案，并不会将电量全部消耗，而是回馈到大功率开关电源的输入侧，提升了大功率电源的转换效率。
附图说明
图1为现有的大功率开关电源带假负载RL的电路原理图；
图2为本发明第一实施例开关电源的假负载电路的电路原理图；
图3为本发明第二实施例开关电源的假负载电路的电路原理图；
图4为本发明第三实施例开关电源的假负载电路的电路原理图。
具体实施方式
为了使得本领域的技术人员更加容易理解本发明，下面结合具体的实施方式对本发明进行说明。
第一实施例
图2所示为本发明第一实施例开关电源的假负载电路的电路原理图，一种开关电源的假负载电路，用于连接在开关电源的输出端正极VOUT与输出端负极GND1之间，采用小功率DCDC变换器，包括由变压器Tr1所构成的原边电路和副边电路，变压器Tr1的原边电路连接在开关电源的输出端正极VOUT与输出端负极GND1之间，变压器Tr1的副边电路连接在开关电源的输入端正极HVDC与输入端负极GND之间。
开关电源的假负载电路，包括变压器Tr1、开关管S5、二极管D6，开关管S5与变压器Tr1的原边绕组构成变压器Tr1的原边电路，二极管D6与变压器Tr1的副边绕组构成变压器Tr1的副边电路，其中，大功率开关电源输出端正极VOUT依次经过变压器Tr1原边绕组的同名端、异名端和开关管S5的漏极、源极连接到大功率开关电源输出端负极GND1，大功率电源原边正极(也可称为输入端正极)HVDC依次经过二极管D6的阴极、阳极和变压器Tr1副边绕组的异名端、同名端连接到大功率电源原边负极(也可称为输入端负极)GND，变压器Tr1、开关管S5、二极管D6组成反激拓扑结构，将需要用假负载消耗的电能，经过该反激拓扑结构的开关变换器处理后，回馈到大功率开关电源电源的输入侧，大大减小了假负载真实的消耗电量，提高了大功率开关电源整体转换效率，不仅达到了在开关电源的输出端并联连接假负载的效果，还降低大功率开关电源的散热需求。
本发明开关电源的假负载电路的工作原理说明如下：
本实施例只针对改进点进行重点分析，并且认为变压器Tr1、开关管S5、二极管D6的电能损耗忽略不计，结合图2所示本发明第一实施例的电路原理图，开关电源的假负载电路的工作过程共分两个阶段，分别为：变压器Tr1储能阶段和变压器Tr1电能回馈阶段，分析如下：
1、变压器Tr1储能阶段：变压器Tr1、开关管S5、二极管D6组成反激拓扑结构，当开关管Q5被PWM脉冲驱动导通时，电流从大功率开关电源输出端正极VOUT依次经过变压器Tr1原边绕组的同名端、异名端和开关管S5的漏极、源极流向大功率开关电源输出端负极GND1(即副边地)，此时，由反激开关电源原理可知，此时，二极管D6截止，变压器Tr1储能。
2、变压器Tr1电能回馈阶段：当开关管Q5被PWM脉冲驱动关断时，由反激开关电源原理可知，此时，变压器Tr1释放电能，变压器Tr1的储能与释放电能遵守伏秒平衡定律，此时，二极管D6导通，电流从大功率开关电源原边负极GND(即原边地)依次流经过变压器Tr1副边绕组的同名端、异名端和二极管D6的阳极、阴极流向大功率开关电源原边正极HVDC，此时，变压器Tr1向大功率开关电源原边正极HVDC与大功率开关电源原边负极GND之间的电容Ec中回馈电能。
通过上述对电路工作原理的分析，本发明的假负载电路的加载方法，是通过将时间分为：变压器Tr1储能阶段和变压器Tr1电能回馈阶段，在变压器Tr1储能阶段时，假负载电路将大功率开关电源输出的部分电能存储起来，等效于在大功率开关电源输出端，增加了一个负载。在变压器Tr1电能回馈阶段时，变压器Tr1将存储的电能通过二极管D6回馈到大功率开关电源的原边。如此，达到了在大功率开关电源输出端，增加假负载的效果，同时也提升了大功率电源的转换效率，也使大功率开关电源在轻载时的输出更稳定，改善了动态负载响应特性，解决了LLC谐振类型拓扑的固有特性，空载时输出电压飘高的问题，达到了在电源输出端增加假负载电阻的效果。
第二实施例
图3所示为本发明第二实施例开关电源的假负载电路的电路原理图，与第一实施例的不同之处在于增加电阻R1、电容C5和二极管D5，变压器Tr1原边绕组的同名端还依次经过电阻R1、二极管D5的阴极、阳极连接到变压器Tr1原边绕组的异名端，电容C5与电阻R1并联，电阻R1、电容C5和二极管D5组成吸收电路。
本发明第二实施例开关电源的假负载电路的工作原理与第一实施例的工作原理类同，此处不在赘述。与第一实施例不同之处，在于通过电容C5与电阻R1并联，电阻R1、电容C5和二极管D5组成吸收电路的作用为，在变压器Tr1电能回馈阶段吸收掉由于变压器Tr1固有的寄生参数引起的电压尖峰，如变压器Tr1漏感在工作时引的漏感尖峰，进一步减小了开关管S5的电压应力，使假负载电路工作更加稳定可靠。
第三实施例
图4所示为本发明第三实施例开关电源的假负载电路的电路原理图，在第二实施例的基础上，本实施例的假负载电路在变压器Tr1的副边电路增加电感L1和二极管D7，联接关系为：大功率开关电源原边正极HVDC依次经过电感L1、二极管D6的阴极、阳极和变压器Tr1副边绕组的同名端、异名端连接到大功率开关电源原边负极GND，二极管D7的阴极连接二极管D6的阴极，二极管D7的阳极连接大功率开关电源原边负极GND，变压器Tr1、开关管S5、二极管D6、二极管D7和电感L1组成正激拓扑结构。电阻R1、电容C5和二极管D5组成变压器Tr1退磁电路，将需要用假负载消耗的电能，经过该正激拓扑结构的开关变换器处理后，回馈到大功率开关电源电源的输入侧。
本发明开关电源的假负载电路的工作原理说明如下：
1、变压器Tr1、开关管S5、二极管D6、二极管D7和电感L1组成正激拓扑结构，当开关管Q5被PWM脉冲驱动导通时，电流从大功率开关电源输出端正极VOUT依次经过变压器Tr1原边绕组的同名端、异名端和开关管S5的漏极、源极流向大功率开关电源输出端负极GND1，此时，由正激开关电源原理可知，此时，二极管D6导通，变压器Tr1依次通过二极管D6、电感L1向大功率电源原边正极HVDC与大功率开关电源原边负极GND之间的电容Ec中回馈电能。
2、当开关管Q5被PWM脉冲驱动关断时，由正激开关电源原理可知，此时，二极管D6截止，变压器Tr1停止通过二极管D6、电感L1向大功率开关电源原边正极HVDC与大功率开关电源原边负极GND之间的电容Ec中回馈电能，但是由于流过电感L1的电流不能发生突变的固有特性，此时，电感L1产生的自感电流将通过二极管D7续流，继续向大功率开关电源原边正极HVDC与大功率开关电源原边负极GND之间的电容Ec中回馈电能。与此同时变压器还通过电阻R1、电容C5和二极管D5组成变压器Tr1退磁电路退磁，以避免变压器趋于饱和。
通过上述对电路工作原理的分析，本发明的假负载电路的加载方法是，可以利用正激拓扑的特性，可以实现连续回馈电能到大功率开关电源的原边。达到了在大功率开关电源输出端，增加了假负载的效果，同时更提升了大功率电源的转换效率。
以上文中所述小功率DCDC变换器，也可称为小功率DCDC，或称为小功率DCDC电源，均是直流转直流电源的通用行业称谓。一般而言，输出功率在75W以下的DCDC变换器属于小功率DCDC变换器。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制，在不脱离本发明构思的情况下还可以通过谐振型的其他拓扑实现节能型假负载电路的效果，如电感L与电容C并联谐振拓扑、电感L与电容C串联谐振拓扑等。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干等同变换、改进和润饰，这些等同变换、改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。专利中涉及到的所有“电联接”、“接”和“连接”关系，均并非单指构件直接相接，而是指可根据具体实施情况，通过添加或减少联接辅件，来组成更优的联接结构，本发明中明确用“电联接”的地方只是为了强调此含义，但并不排除用“接”和“连接”的地方也具备这样的含义。本发明创造中的各个技术特征，在不互相矛盾冲突的前提下可以交互组合。

Claims (5)

1.一种开关电源的假负载电路，用于连接在开关电源的输出端正极VOUT与输出端负极GND1之间，其特征在于：所述假负载电路为小功率DCDC变换器，包括变压器Tr1及由变压器Tr1所形成的原边电路和副边电路，变压器Tr1的原边电路连接在开关电源的输出端正极VOUT与输出端负极GND1之间，变压器Tr1的副边电路连接在开关电源的输入端正极HVDC与输入端负极GND之间；
变压器Tr1的原边电路，包括变压器Tr1的原边绕组和开关管S5，开关电源输出端正极VOUT依次经过变压器Tr1原边绕组的同名端、异名端和开关管S5的漏极、源极连接到开关电源输出端负极GND1；
变压器Tr1的副边电路包括变压器Tr1的副边绕组和二极管D6，开关电源输入端正极HVDC依次经过二极管D6的阴极、阳极和变压器Tr1副边绕组的异名端、同名端连接到开关电源原边负极GND。
2.根据权利要求1所述的开关电源的假负载电路，其特征在于：所述变压器Tr1的原边电路，还包括电阻R1、电容C5和二极管D5，变压器Tr1原边绕组的同名端还依次经过电阻R1、二极管D5的阴极、阳极连接到变压器Tr1原边绕组的异名端，电容C5与电阻R1并联。
3.一种开关电源的假负载电路，用于连接在开关电源的输出端正极VOUT与输出端负极GND1之间，其特征在于：所述假负载电路为小功率DCDC变换器，包括变压器Tr1及由变压器Tr1所形成的原边电路和副边电路，变压器Tr1的原边电路连接在开关电源的输出端正极VOUT与输出端负极GND1之间，变压器Tr1的副边电路连接在开关电源的输入端正极HVDC与输入端负极GND之间；
变压器Tr1的原边电路，包括变压器Tr1的原边绕组和开关管S5，开关电源输出端正极VOUT依次经过变压器Tr1原边绕组的同名端、异名端和开关管S5的漏极、源极连接到开关电源输出端负极GND1；
所述变压器Tr1的副边电路，包括变压器Tr1的副边绕组和二极管D6，还包括电感L1和二极管D7，开关电源输入端正极HVDC依次经过电感L1、二极管D6的阴极、阳极和变压器Tr1副边绕组的同名端、异名端连接到开关电源输入端负极GND，二极管D7的阴极连接二极管D6的阴极，二极管D7的阳极连接开关电源输入端负极GND。
4.一种开关电源的假负载电路的控制方法，包括如下步骤，
假负载电路采用反激电路拓扑，
在变压器储能阶段，变压器将开关电源输出的部分电能存储起来，等效于在开关电源输出端增加了一个负载；
在变压器电能回馈阶段，变压器将存储的电能回馈到开关电源的输入端。
5.一种开关电源的假负载电路的控制方法，包括如下步骤，
假负载电路采用正激电路拓扑，
在开关管导通阶段，将开关电源输出的部分电能通过变压器回馈到开关电源的输入端，等效于在开关电源输出端增加了一个负载；
在开关管关断阶段，变压器进行退磁，同时电感通过二极管续流，继续回馈电能到开关电源的输入端。
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