CN111313843A - 放大器中的飞跨电容器电压控制 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及放大器中的飞跨电容器电压控制。一种放大器包括：输入级、脉冲宽度调制级和切换输出级。在操作期间，输入级接收输入信号(诸如音频信号)。输入级基于来自放大器的切换输出级的反馈来调节输入信号。根据一种配置，来自切换输出级的反馈是跨设置在切换输出级中的飞跨电容器的电压。脉冲宽度调制级使用调节后的一个或多个输入信号来产生相应的脉冲宽度调制信号，这些脉冲宽度调制信号随后用于驱动(控制)切换输出级中的开关。切换输出级中的开关基于脉冲宽度调制信号的状态，生成用于驱动负载的输出电压。基于反馈而向输入信号施加的调节将飞跨电容器电压的大小保持在期望的设定点。

Description

放大器中的飞跨电容器电压控制
技术领域
本公开涉及放大器中的飞跨电容器电压控制。
背景技术
传统的音频放大器有时包括设置在相应的切换输出级中以驱动负载的所谓的飞跨电容器。通常，飞跨电容器存储中间电压值，该中间电压值的大小是为切换输出级供电的主电压轨的大小的分数。飞跨电容器的存在使得控制器能够将飞跨电容器的电压施加到负载，以及能够将标准电压轨(诸如主电源电压和地)施加到负载。
作为更具体的示例，放大器的切换输出级的主电压轨可以是5伏DC；飞跨电容器上的电压可以设置为主电压轨的1/2或2.5伏DC。当存在于放大器电路中时，所谓的飞跨电容器跨切换输出级中的多个开关(诸如配置为桥电路的一系列串联开关)被电耦合。
众所周知，切换输出级中的开关可以被独立地控制以产生输出电压来驱动负载。例如，可以控制输出级中的开关(在适当的时间导通(ON)和截止(OFF))以在不同时间以最大电压(主电压轨)或接地参考电压驱动负载。
如上所述，除了具有使用主电压轨或接地参考值来驱动负载的能力之外，在相应的驱动电路中还存在一个或多个飞跨电容器，以使得输出级能够在不同时间使用一个或多个飞跨电容器的电压来驱动负载。因此，经由激活切换输出级中的开关的不同组合，相应的控制器能够在使用具有不同电压大小的电压(诸如主轨电压、一个或多个中间电压或分数电压(存储在一个或多个飞跨电容器中)和接地参考电压)来驱动负载之间进行软件化，以产生输出电压来为相应负载供电。
发明内容
理想地，存储在飞跨电容器中的电压精确地被保持在预定值。这确保了输出电压的准确生成。然而，放大器电路中的飞跨电容器的传统实现的一个缺点是，跨飞跨电容器的电压会相对于期望的设定值漂移或变化。在这种情况下，存储在飞跨电容器中的中间电压(用于驱动相应负载)的不希望的变化会导致所生成的输出信号中的不必要的噪声或失真。
本文中的实施例包括提供放大器的改进性能和输出电压的生成的新颖方法。
例如，根据一个实施例，一种放大器包括：输入级、脉冲宽度调制级和切换输出级。在操作期间，输入级接收输入信号，诸如音频信号。输入级基于来自切换输出级的反馈来调节输入信号。在一个实施例中，反馈与设置在切换输出级中的飞跨电容器相关联。脉冲宽度调制级使用一个或多个调节后的输入信号来产生相应的脉冲宽度调制信号，这些脉冲宽度调制信号随后用于驱动(控制)切换输出级中的开关。然后，切换输出级基于脉冲宽度调制信号的状态生成用于驱动负载(诸如音频扬声器)的输出电压。通常，驱动负载的输出电压是输入信号的放大表示。
在一个实施例中，切换输出级包括一系列串联开关(诸如一个或多个桥式电路)以驱动负载；飞跨电容器耦合到串联开关。此外，输入级产生一个或多个调节后的输入信号以控制存储在飞跨电容器中的电压的大小。换言之，在一个实施例中，基于来自飞跨电容器的反馈的一个或多个调节后的输入信号的生成，将跨飞跨电容器的电压的大小保持为期望的设定点电压。因此，可以修改被放大以驱动负载的输入信号，使得修改后的输入信号还控制相应的一个或多个飞跨电容器上的电压的大小。
在另外的实施例中，来自输出级的反馈是切换输出级中的飞跨电容器的电压的大小。在这种情况下，输入级基于存储在切换输出级的飞跨电容器中的电压大小来调节输入信号。如上所述，对输入信号的调节将飞跨电容器上的电压保持在为输出级供电的电压轨的大小的期望设定点(诸如一半、三分之一等)。
作为另一非限制性示例，飞跨电容器存储用于为负载供电的中间电压；该中间电压的大小是为输出级供电的电压轨的预定百分比或数量。在一个非限制性示例实施例中，为切换输出级供电的主电压轨为Pvdd；经由调节后的输入信号，飞跨电容器的电压被控制为1/2Vppd。注意，飞跨电容器电压的期望大小和设定点可以根据实施例而改变。
还应当注意，如本文所述的放大器的输入级可以被配置为基于所接收的反馈来产生修改值(诸如误差电压本身或增益调节后的误差电压值)。在这样的实施例中，输入级使用修改值来产生一个或多个调节后的输入信号，以控制存储在切换输出级的飞跨电容器中的电压的大小。
更具体地，在一个实施例中，输入级可以被配置为包括误差电压发生器，该误差电压发生器可操作以：i)将来自飞跨电容器的反馈与期望的设定点电压进行比较；以及ii)生成误差电压信号，误差电压信号指示跨飞跨电容器的电压的大小与期望的设定点电压之间的差值。
输入级还可以包括调节器。在一个实施例中，输入级中的调节器基于由误差电压发生器产生的所生成的误差电压信号的大小来修改所接收的输入信号。例如，对于多个相中的第一相，输入级中的调节器基于将输入信号与修改值(诸如误差电压或增益调节后的误差电压)相加而产生第一调节信号；对于多个相中的第二相，调节器基于从所接收的输入信号中减去修改值来产生第二调节信号。
在一个非限制性示例实施例中，多个调节后的输入信号(诸如第一调节信号和第二调节信号)表示互补信号对，该互补信号对被生成以控制放大器中支持的多个相中的相应的第一相和第二相以产生驱动负载的输出电压。
调节后的输入信号可以是模拟或数字信号。
注意，脉冲宽度调制级可以是可操作以驱动切换输出级中的N相/开关对的多相脉冲宽度调制信号发生器。更具体地，以如上所述的方式，输入级可操作以使用从切换输出级中存在的一个或多个飞跨电容器接收的反馈，针对放大器的N个相中的每个相个体地导出(产生)相应的调节后的输入信号。在一个实施例中，由输入级生成的每个调节后的输入信号控制驱动负载的输出级中的对应的相位或一对互补开关。
本文中的实施例优于控制飞跨电容器电压的传统技术。例如，本文中的实施例包括新颖的飞跨电容器电压控制技术，该技术产生更平滑且噪声更低的输出电压，从而使得可以在相应的放大器应用中实现较小的飞跨电容器。在一个实施例中，如本文所述，模拟或数字电路系统计算飞跨电容器电压相对于理想值(诸如1/2Pvdd)(为放大器供电的轨电压)的偏差。此外，如上所述，放大器的输入级生成误差电压，该误差电压被用作修改多级半桥电路中的个体开关对的占空比的基础。对占空比的调节将平均飞跨电容器电流控制为期望值。
如本文中进一步所述，本文中的一个实施例包括在半桥电路中的开关对之间连续地(或在逐周期的基础上，其实际上是相同的)改变PWM(脉冲宽度调制)占空比，以控制半桥电路中的相应的飞跨电容器电压。这样的实施例为飞跨电容器电压平衡提供了紧凑且低噪声的解决方案，从而确保了最佳空闲功率(由于在低开关频率下为多级)和音频性能(由于最小飞跨电容器平衡噪声，即使在低开关频率下)是可以同时实现的。
这些和其他更具体的实施例在下面更详细地公开。
进一步注意，尽管本文中讨论的实施例适用于放大器电路，但是本文中公开的概念可以有利地应用于任何其他合适的拓扑。
注意，尽管本文中的每个不同特征、技术、配置等可以在本公开的不同地方进行讨论，但是意图在于，在适当的情况下，每个概念可以可选地彼此独立地或彼此组合地执行。因此，可以以很多不同方式来实现和查看本文所述的一个或多个本发明。
另外，注意，本文中对实施例的这种初步讨论并非有目的地指定本公开或(多个)所要求保护的发明的每个实施例和/或递增的新颖方面。相反，该简要描述仅呈现一般实施例和相对于传统技术的新颖性的对应点。关于本发明的另外的细节和/或可能的观点(排列)，读者参考“具体实施方式”部分和本公开的对应附图，如下面进一步讨论的。
附图说明
图1是示出根据传统技术的放大器装置的组件的示例图；
图2是示出根据本文中的实施例的放大器装置的实现的更详细的示例图；
图3是示出根据本文中的实施例的脉冲宽度调制级的细节的示例图；
图4是示出根据本文中的实施例的切换输出级的控制和操作的示例图；
图5是示出根据本文中的实施例的切换输出级的不同操作模式的示例图；
图6是示出根据本文中的实施例的调制输出信号的生成的示例图；以及
图7是示出根据本文中的实施例的提供信号生成的方法的示例图。
根据如附图所示的本文中下面的更具体的描述，本文中的实施例的前述和其他目的、特征和优点将变得很清楚，在附图中，在所有不同的视图中，相同的附图标记指代相同的部分。附图不一定按比例绘制，而是着重于说明实施例、原理、概念等。
具体实施方式
根据一个实施例，一种放大器包括：输入级、脉冲宽度调制级和切换输出级。输入级接收输入信号。输入级基于来自驱动负载的切换输出级的反馈来调节输入信号。在一个实施例中，该反馈指示跨切换输出级中的飞跨电容器的电压。脉冲宽度调制级使用调节后的输入信号来产生相应的脉冲宽度调制信号，这些脉冲宽度调制信号随后用于驱动(控制)切换输出级中的开关，从而生成输出电压来为负载供电。在一个实施例中，输出电压是输入信号的实质副本。对输入信号进行重复或连续的调节(诸如一个周期接一个周期)将飞跨电容器上的电压保持在期望的服务提供者值(或期望的电压范围内)。
图1是示出根据传统技术的多级放大器装置的一般组件的示例图。
如该示例实施例中所示，放大器140包括输入级120、脉冲宽度调制级130和切换输出级140。
在一个实施例中，放大器100是多级D类音频功率放大器。但是，注意，根据实施例，放大器100可以是任何合适类型的放大器。
通常，放大器140产生用于驱动负载118的输出电压Vout。输出电压Vout实质上是输入电压105的放大表示。
如图1所示，放大器100的输入级120接收输入信号105。输入信号105可以从诸如音频文件、麦克风等任何合适的资源来接收。
为了进一步产生输出电压Vout，输入级120基于从切换输出级140接收的反馈145来调节输入信号105。在一个实施例中，切换输出级140包括飞跨电容器148。反馈145基于存储在设置在切换输出级140中的飞跨电容器148中的电压。
脉冲宽度调制级130使用调节后的输入信号125(或多个调节后的输入信号125)产生相应的脉冲宽度调制信号135，这些脉冲宽度调制信号135随后用于驱动(控制)切换输出级140中的开关。切换输出级140基于脉冲宽度调制信号135的状态来生成用于驱动负载118(诸如音频扬声器)的输出电压Vout。
在一个实施例中，输入级120产生调节后的输入信号125以控制存储在飞跨电容器148中的电压的大小。换言之，基于反馈145将所接收的输入信号105修改为调节后的输入信号125将跨飞跨电容器148的电压的大小保持为期望的设定点电压，或者将该电压保持在期望的电压范围内。如下面进一步讨论的，切换输出级140利用诸如输入电压Pvdd、飞跨电容器148上的电压和接地参考电压的电压源来生成输出电压Vout。
因此，与传统技术相比，如本文所述的调节后的输入信号125提供对飞跨电容器148中的电压的控制，并且提供用于生成Vout(诸如输入信号105的放大表示)以驱动负载118的基础。
图2是示出根据本文中的实施例的多级放大器装置的实现的更详细的示例图。
如图2所示，放大器100包括音频环路滤波器210、输入级120、脉冲宽度调制级130、切换输出级140和负载118。
如进一步所示，输入级120(诸如经由模拟电路系统、数字电路系统或模拟和数字电路系统的组合来实现)包括输入级120-1和输入级120-2。
输入级120-1包括求和器221-1、求和器221-2、增益级231、可控极性改变器241、增益级261(诸如“乘以-1”放大器(模拟反相器，其是可控极性改变器241的一部分))、求和器221-3和求和器221-4。
输入级120-2包括求和器222-1、求和器222-2、增益级232，可控极性改变器242、增益级262(诸如“乘以-1”放大器(模拟反相器，其是可控极性改变器242的一部分))、求和器222-3和求和器222-4。
脉冲宽度调制级130包括如图3中进一步示出和讨论的组件。
再次参考图2，切换输出级140包括切换输出级140-1(诸如第一半桥或其他合适类型的切换电路)和切换输出级140-2(第二半桥或其他合适类型的切换电路)。
切换输出级140-1包括栅极驱动器141-1、开关144-1、开关144-2、开关144-3、开关144-4、飞跨电容器148-1和比较器151。
在一个实施例中，比较器151是输出级电流极性检测器。如图所示，比较器151感测来自源电压Vout_a的瞬时输出电流的表示。
切换输出级140-2包括栅极驱动器141-2、开关145-1、开关145-2、开关145-3、开关145-4、飞跨电容器148-2和比较器152。
在一个实施例中，比较器152是输出级电流极性检测器。如图所示，比较器152感测来自源电压Vout_b的瞬时输出电流的表示。
在操作期间，音频环路滤波器210接收输入信号205，并且产生由输入级120接收的相应的输入信号105。在一个实施例中，输入信号205是被放大的模拟音频信号。
音频环路滤波器210可以被配置为：基于由切换输出级140产生的反馈(诸如Vout_a和Vout_b)，控制产生输入信号105(来自输入信号205)的生成。
在一个非限制性示例实施例中，输入信号105是偏移750mVDC的准正弦模拟信号；输入信号105的大小在0到1.5VDC之间变化。然而，注意，取决于应用，输入信号105的大小可以在任何合适的电压范围内变化。
在一个实施例中，输入信号105的频率接近DC，诸如在10Hz到10KHz之间，尽管该频率可以根据应用在任何合适的范围内变化。
如进一步所示，输入级120-1使用输入信号105(也称为VMOD)来针对相位0和180生成调节后的输入信号125-1和125-2。
输入级120-1包括误差电压发生器(诸如求和器221-1和221-2的组合)，该误差电压发生器将来自飞跨电容器148-1的反馈(诸如差分电压Vcf_a_p和Vcf_a_n)与期望的设定点电压1/2Pvdd进行比较，并且生成误差电压信号EV1，误差电压信号EV1指示跨飞跨电容器148-1的电压的大小与期望的设定点电压1/2Pvdd之间的差值。
再次注意，设置1/2Pvdd作为非限制性示例实施例；设定值可以是任何合适的值。
更具体地，经由从切换输出级140到输入级120的反馈路径，输入级120-1的求和器221-1接收跨飞跨电容器148-1的差分电压(Vcf_a_p和Vcf_a_n)。
求和器221-1从Vcf_a_p中减去Vcf_a_n以产生差值信号Vcf1_mag(表示跨飞跨电容器148-1的电压的大小)。
如进一步所示，求和器221-2从期望的设定点电压值1/2Pvdd中减去信号Vcf1_mag(跨飞跨电容器148-1的电压)以产生误差电压EV1。误差电压EV1的大小指示跨飞跨电容器148-1的电压的大小与期望的设定点Pvdd/2相差的量。
输入级120的增益级231接收从求和器221-2输出的误差电压EV1。增益级231向误差电压EV1施加增益(诸如增益+M)，并且将乘以EV1的+M(诸如修改值)输入到可控极性改变器241。以上述方式，修改值+M EV1的大小取决于跨飞跨电容器148-1的电压而变化。
比较器151将电压Vout_a(馈入比较器151的非反相输入)的大小与参考值(诸如地)(馈入比较器151的反相输入)进行比较以产生控制信号Iout_sign_a。
基于控制信号Iout_sign_a，可控极性改变器241在将增益调节电压+M EV1(+M乘以EV1)或-M EV1(-M乘以EV1，通过可控极性改变器241中的-1增益级261)输入到求和器221-3和求和器221-4之间进行切换。因此，经由从切换输出级140-1接收的控制信号Iout_sign_a，(切换输出级140-2的)比较器151的输出控制是将输出电压MEV1设置为+M EV1还是-M EV1。
如进一步所示，求和器221-4(诸如调节器)接收输入信号105(VMOD)，并且将其与MEV1(其取决于输入到可控极性改变器241的Iout_sign_a的状态而等于+MEV1或-MEV1)相加。在该示例实施例中，求和器221-4将调节后的输入信号125-1(诸如VMOD+MEV1)输出到脉冲宽度调制级130。
本文中的实施例包括利用比较器151感测输出电流极性，以及使用感测到的信息利用可控极性改变器241来翻转反馈系统极性。这是因为，输出电流的极性确定MEV1与飞跨电容器电压之间的关系。注意，如果电流极性不正确，则控制环路中将存在正反馈(这表示飞跨电容器电压将变得不稳定)，而不是负反馈(这将使飞跨电容器电压稳定)。
求和器221-3还接收输入信号105(VMOD)，并且从中减去MEV1(其取决于Iout_sign_a的状态而等于+MEV1或-MEV1)以产生信号125-2。求和器221-4也将信号125-2(诸如VMOD-MEV1)输出到脉冲宽度调制级130。
以类似的方式，输入级120-2针对不同的相位(诸如相位90和270)产生调节后的输入信号125-3和125 4。
例如，输入级120-2包括误差电压发生器(诸如求和器222-1和222-2的组合)，该误差电压发生器将来自飞跨电容器148-2的反馈(Vcf_b_p和Vcf_b_n)与期望的设定点电压1/2Pvdd进行比较，并且生成指示跨飞跨电容器148-2的电压的大小与期望的设定点电压1/2Pvdd之间的差值的误差电压信号EV2。
更具体地，如图所示，输入级120-2的求和器222-1接收跨飞跨电容器148-2的差分电压(Vcf_b_p和Vcf_b_n)。
求和器221-1从Vcf_b_p中减去Vcf_b_n以产生差值信号Vcf2_mag(表示跨飞跨电容器148-2的电压的大小)。
如进一步所示，求和器222-2从期望的设定点电压值Pvdd/2中减去信号Vcf2_mag(跨飞跨电容器148-2的电压)以产生误差电压EV2。误差电压EV2的大小指示跨飞跨电容器148-2的电压的大小与期望的设定点Pvdd/2相差的程度。
增益级232接收从求和器222-2输出的误差电压EV2。增益级232向误差电压EV2施加增益(诸如+M的增益)，并且将乘以EV2的+M(诸如修改值)输入到可控极性改变器242。修改值+M乘以EV2的大小取决于跨飞跨电容器148-2的电压而变化。
比较器152将电压Vout_b(馈入比较器152的非反相输入)的大小与参考值(诸如地)(馈入比较器152的反相输入)进行比较以产生控制信号Iout_sign_a。
基于控制信号Iout_sign_b，可控极性改变器242在将增益调节电压+M乘以EV2或-M乘以EV2(诸如通过可控极性改变器242中的-1增益级262)输入到求和器222-3和求和器222-4之间进行切换。
因此，经由控制信号Iout_sign_b，(切换输出级140-2的)比较器152的输出控制是将输出电压MEV2设置为+M乘以EV2还是-M乘以EV2。
如进一步所示，求和器222-3(诸如调节器)接收输入信号105(VMOD)，并且将其与M乘以EV2(取决于输入到可控极性转换器242的Iout_sign_b的状态而等于+MEV2或-MEV2)相加。求和器222-3将调节后的输入信号125-3(诸如VMOD+MEV2)输出到脉冲宽度调制级130。
本文中的实施例包括利用比较器152感测输出电流极性，以及使用感测到的信息通过可控极性改变器242来翻转反馈系统极性。这是因为，输出电流的极性确定MEV2与飞跨电容器电压之间的关系。注意，如果电流极性不正确，则控制回路中将存在正反馈(这表示飞跨电容器电压将变得不稳定)，而不是负反馈(这将使飞跨电容器电压稳定)。
求和器222-4接收输入信号105(VMOD)，并且从中减去MEV2(取决于Iout_sign_b的状态而等于+M乘以EV2或-M乘以EV2)以产生信号125-4。
求和器222-4也将信号125-4(诸如VMOD-MEV4)输出到脉冲宽度调制级130。
因此，输入级120根据存储在飞跨电容器148-1和飞跨电容器148-2上的相应电压的大小来修改输入信号105(VMOD)。
图3是示出根据本文中的实施例的脉冲宽度调制级的细节的示例图。
如该示例实施例中所示，脉冲宽度调制级130包括比较器311、比较器312、比较器313、比较器314、反相器321、反相器322、反相器323和反相器324。
如图所示，比较器311的非反相输入(+)接收由输入级120生成的调节后的输入信号125-1(VMOD+MEV1)。比较器311的反相输入(-)接收锯齿(或三角形)参考信号301。在一个实施例中，调节后的输入信号125-1的大小(其变化)落在锯齿参考信号301的电压大小范围内(其可以是任何合适的范围，诸如在0到1.5VDC之间)。典型地，锯齿参考信号301的频率在100kHz到1MHz之间，尽管该频率可以是任何合适的值。
在该示例实施例中，当输入信号125-1(诸如VMOD+MEV1)的大小大于锯齿参考信号301的大小时，比较器311产生逻辑hi输出。当输入信号125-1(诸如VMOD+MEV1)的大小小于锯齿参考信号301的大小时，比较器311产生逻辑lo输出。
在该示例实施例中，基于调节后的输入信号125-1(VMOD+MEV1)与锯齿参考信号301的比较，比较器311产生脉冲宽度调制信号PWM0_P。
反相器321接收脉冲宽度调制信号PWM0_P并且产生对应的脉冲宽度调制信号PWM0_N，该脉冲宽度调制信号PWM0_N是脉冲宽度调制信号PWM0_P的反相。
如进一步所示，比较器312的非反相输入(+)接收由输入级120生成的调节后的输入信号125-2(VMOD-MEV1)。比较器312的反相输入(-)接收锯齿参考信号302(与锯齿参考信号301相差180度)。典型地，锯齿参考信号302的频率在100kHz到1MHz之间，尽管该频率可以是任何合适的值。
当输入信号125-2(VMOD-MEV1)的大小大于锯齿参考信号302的大小时，比较器312产生逻辑hi输出。当输入信号125-2(VMOD-MEV1)的大小小于锯齿参考信号302的大小时，比较器312产生逻辑lo输出。
此外，在该示例实施例中，基于调节后的输入信号125-2(VMOD-MEV1)与锯齿参考信号302的比较，比较器312产生脉冲宽度调制信号PWM180_P。
反相器322接收脉冲宽度调制信号PWM180_P并且产生对应的脉冲宽度调制信号PWM180_N，该脉冲宽度调制信号PWM180_N是脉冲宽度调制信号PWM180_P的反相。
如进一步所示，比较器313的反相输入(-)接收由输入级120生成的调节后的输入信号125-3(VMOD+MEV2)。比较器313的非反相输入(+)接收锯齿状参考信号303(与锯齿参考信号301相差90度)。典型地，锯齿参考信号301的频率在100kHz到1MHz之间，尽管该频率可以是任何合适的值。
当输入信号125-3(VMOD+MEV2)的大小大于锯齿参考信号303的大小时，比较器313产生逻辑lo输出。当输入信号125-3(VMOD+MEV2)的大小小于锯齿参考信号303的大小时，比较器313产生逻辑hi输出。
基于调节后的输入信号125-3(VMOD+MEV2)与锯齿参考信号303的比较，比较器313产生脉冲宽度调制信号PWM90_P。
反相器323接收脉冲宽度调制信号PWM90_P，并且产生对应的脉冲宽度调制信号PWM90_N，该脉冲宽度调制信号PWM90_N是脉冲宽度调制信号PWM90_P的反相。
如进一步所示，比较器314的反相输入(-)接收由输入级120生成的调节后的输入信号125-4(VMOD-MEV2)。比较器314的非反相输入(+)接收锯齿状参考信号304(与锯齿参考信号301相差270度)。典型地，锯齿参考信号301的频率在100kHz到1MHz之间，尽管该频率可以是任何合适的值。
当输入信号125-4(VMOD-MEV2)的大小大于锯齿参考信号304的大小时，比较器314产生逻辑lo输出。当输入信号125-4(VMOD-MEV2)的大小小于锯齿参考信号304的大小时，比较器314产生逻辑hi输出。
此外，在该示例实施例中，基于调节后的输入信号125-4(VMOD-MEV2)与锯齿参考信号304的比较，比较器314产生脉冲宽度调制信号PWM270_N。
反相器324接收脉冲宽度调制信号PWM270_P并且产生对应的脉冲宽度调制信号PWM270_N，该脉冲宽度调制信号PWM270_N是脉冲宽度调制信号PWM270_P的反相。
在一个实施例中，脉冲宽度调制信号的频率(fsw)在100到200KHz之间，尽管该频率可以是任何合适的值。
再次参考图2，切换输出级140-1包括一系列串联开关(诸如包括相应开关的一个或多个半桥型电路)以将Vout_a或Vout_b驱动到负载118。如上所述，脉冲宽度调制控制信号控制开关144的状态。
以所示的方式，飞跨电容器148-1耦合到切换输出级140-1中的串联开关144；飞跨电容器148-2耦合到切换输出级140-2中的开关145。
如上所述，输入级120产生一个或多个调节后的输入信号125，以控制存储在飞跨电容器148中的电压的大小。换言之，在一个实施例中，基于飞跨电容器148的电压的反馈和调节后的输入信号125的生成来修改所接收的输入信号105，将跨飞跨电容器148-1和148-2中的每个飞跨电容器的电压的大小保持在期望的设定点电压(诸如1/2Pvdd)。
因此，可以修改被放大的输入信号105，使得修改后的输入信号125控制飞跨电容器148上的电压的大小以及控制开关，以产生输出电压Vout_a和Vout_b(输入信号105的副本)。
注意，相应的脉冲宽度调制信号的逻辑hi电压激活相应开关，而逻辑低去激活相应开关。
如图所示，通过相应的栅极驱动器141-1，脉冲宽度调制信号PWM0_P驱动开关144-1的栅极(诸如场效应晶体管或其他合适的开关组件)以控制开关144-1的激活；脉冲宽度调制信号PWM180_P驱动开关144-2的栅极(诸如场效应晶体管或其他合适的开关组件)以控制开关144-2的激活；脉冲宽度调制信号PWM180_N驱动开关144-3的栅极(诸如场效应晶体管或其他合适的开关组件)以控制开关144-3的激活；脉冲宽度调制信号PWM0_N驱动开关144-4的栅极(诸如场效应晶体管或其他合适的开关组件)以控制开关144-4的激活。
如进一步所示，通过相应的栅极驱动器141-2，脉冲宽度调制信号PWM90_N驱动开关145-1的栅极(诸如场效应晶体管或其他合适的开关组件)以控制开关145-1的激活；脉冲宽度调制信号PWM270_N驱动开关145-2的栅极(诸如场效应晶体管或其他合适的开关组件)以控制开关145-2的激活；脉冲宽度调制信号PWM270_P驱动开关145-3的栅极(诸如场效应晶体管或其他合适的开关组件)以控制开关145-3的激活；脉冲宽度调制信号PWM90_P驱动开关145-4的栅极(诸如场效应晶体管或其他合适的开关组件)以控制开关145-4的激活。
因此，总而言之，输入级120接收诸如音频信号的输入信号105。输入级120基于来自切换输出级140的反馈(诸如来自飞跨电容器148-1的Vcf_a_p和Vcf_a_n以及来自飞跨电容器148-2的Vcf_b_p和Vcf_b_n)对输入信号105进行调节。脉冲宽度调制级130使用调节后的输入信号125产生相应的脉冲宽度调制信号135，这些脉冲宽度调制信号135随后用于驱动(控制)切换输出级140中的开关144和145。切换输出级140基于脉冲宽度调制信号135的状态来生成输出电压Vout_a和Vout_b以驱动负载119(诸如建模为电感器或音圈的音频扬声器，与电阻器串联)。在一个实施例中，输出电压Vout是输入信号105的放大表示。
如上所述，本文中的实施例优于实现和控制飞跨电容器电压的传统技术。例如，本文中描述的新颖的飞跨电容器电压控制技术提供了放大器100的更平滑和更少的噪声操作，从而使得可以在放大器100中实现更小的飞跨电容器。在一个实施例中，如本文所述，模拟或数字电路系统计算飞跨电容器电压相对于理想值(诸如1/2Pvdd)(为放大器和切换输出级140供电的轨电压)的偏差。如上所述，输入级120生成误差电压(诸如EV1和/或EV2)以修改多级半桥电路中的个体开关对的占空比，以控制平均飞跨电容器电流。
如本文中进一步所述，本文中的一个实施例包括：在飞跨电容器半桥电路中的开关对之间连续地(或在逐周期的基础上，其实际上是相同的)改变PWM(脉冲宽度调制)占空比，以控制飞跨电容器电压。这样的实施例为飞跨电容器电压平衡提供了紧凑且低噪声的解决方案，从而确保了最佳空闲功率(由于在低开关频率下为多级)和音频性能(由于最小飞跨电容器平衡噪声，即使在低开关频率下)是可以同时实现的。
在该示例实施例中，放大器100支持四个相位(即，相位0、90、180和270)。注意，如本文所述的放大器100可以被配置为经由合适的电路系统支持任何数目的N个相位。
图4是示出根据本文中的实施例的切换输出级的控制和操作的示例图。
在该示例实施例中，切换输出级140-1包括开关144-1、开关144-2、开关144-3和开关144-4。
注意，施加到开关的相应栅极的逻辑hi将相应开关的状态控制为导通状态(低电阻路径)；施加到开关的相应栅极的逻辑lo将相应开关的状态控制为截止状态(高电阻路径)。
如进一步所示，脉冲宽度调制信号PWM0_P控制开关144-1；脉冲宽度调制信号PWM0_N控制开关144-4。
脉冲宽度调制信号PWM180_P控制开关144-2；脉冲宽度调制信号PWM180_N控制开关144-3。
切换输出级140-2和对应的开关以类似的方式被控制。例如，如图2所示，脉冲宽度调制信号PWM90_N控制开关145-1；脉冲宽度调制信号PWM90_P控制开关145-4。
脉冲宽度调制信号PWM270_N控制开关145-2；脉冲宽度调制信号PWM270_P控制开关145-3。
图5是示出根据本文中的实施例的切换输出级的不同操作模式的示例图。
如图5所示，用于控制开关144-1、144-2、144-3和144-4的不同可能模式包括模式A、模式B、模式C和模式D。
如上所述，飞跨电容器148-1存储电压1/2Pvdd。因此，取决于相应开关144-1、144-2、144-3和144-4的状态，切换输出级140可以被配置为输出电压Pvdd、1/2Pvdd或0VDC。
在该示例实施例中的模式A期间：脉冲宽度调制信号PWM0_P驱动开关144-1的栅极，使得开关144-1导通；脉冲宽度调制信号PWM180_P驱动开关144-2的栅极，使得开关144-2导通；脉冲宽度调制信号PWM180_N驱动开关144-3的栅极，使得开关144-3截止，开关140-3有效地变为固有二极管140-D3；脉冲宽度调制信号PWM0_N驱动开关144-4的栅极，使得开关144-4截止，开关144-4有效地变为固有二极管144-D4。
在这种情况下，在模式A期间，输出电压Vouta近似等于电压Pvdd。
在模式B期间：脉冲宽度调制信号PWM0_P驱动开关144-1的栅极，使得开关144-1导通；脉冲宽度调制信号PWM180_P驱动开关144-2的栅极，使得开关144-2截止，开关144-2有效地变为固有二极管140-D2；脉冲宽度调制信号PWM180_N驱动开关144-3的栅极，使得开关144-3导通；脉冲宽度调制信号PWM0_N驱动开关144-4的栅极，使得开关144-4截止，开关144-4有效地变为固有二极管144-D4。
在这种情况下，在模式B期间，来自切换输出级140-1的输出电压Vouta近似等于电压1/2Pvdd。
在模式C期间：脉冲宽度调制信号PWM0_P驱动开关144-1的栅极，使得开关144-1截止，开关144-1有效地变为固有二极管144D1；脉冲宽度调制信号PWM180_P驱动开关144-2的栅极，使得开关144-2导通；脉冲宽度调制信号PWM180_N驱动开关144-3的栅极，使得开关144-3截止，开关144-3有效地变为固有二极管144-D3；脉冲宽度调制信号PWM0_N驱动开关144-4的栅极，使得开关144-4导通。
在这种情况下，在模式C期间，输出电压Vouta近似等于电压1/2Pvdd。
在模式D期间：脉冲宽度调制信号PWM0_P驱动开关144-1的栅极，使得开关140-1截止，开关144-1有效地变为固有二极管144-D1；脉冲宽度调制信号PWM180_P驱动开关144-2的栅极，使得开关144-2截止，开关144-2有效地变为固有二极管144-D2；脉冲宽度调制信号PWM180_N驱动开关144-3的栅极，使得开关144-3导通；脉冲宽度调制信号PWM0_N驱动开关144-4的栅极，使得开关144-4导通。
在这种情况下，在模式D期间，输出电压Vouta近似等于电压0VDC。
脉冲宽度调制级130基于90和270相位脉冲宽度调制控制信号，以类似的方式控制切换输出级140-2中的开关组145以输出与电压Voutb相关联的不同电压电平。
图6是示出根据本文中的实施例的调制输出信号的生成的示例图。
在该示例实施例中，脉冲宽度调制级130使用脉冲宽度调制信号来驱动切换输出级140，如上所述。跨负载118的电压为Vouta-Voutb(差分信号或调制信号)。
在一个实施例中，负载118包括滤波器(诸如串联电阻器和电感器)以将调制信号Vouta-Voutb平滑为输入信号105(诸如正弦波、准正弦波、可变电压信号等)的放大副本。
现在将通过图7中的流程图讨论由不同资源支持的功能。注意，以下流程图中的步骤可以按任何合适的顺序执行。
图7是示出根据本文中的实施例的示例方法的流程图700。注意，如上所述，在概念方面会有一些重叠。
在处理操作710中，输入级120接收输入信号105(诸如音频信号)以在诸如扬声器的负载118上回放。
在处理操作720中，输入级120基于与驱动负载118的放大器100的切换输出级140中的飞跨电容器148(即，Cfly)相关联的反馈145，向输入信号105施加修改(基于误差电压EVx)。对输入信号105的修改控制飞跨电容器148上的电压Cfly的大小。
在处理操作730中，脉冲宽度调制级130从调节后的输入信号125产生脉冲宽度调制信号135。
在处理操作740中，根据脉冲宽度调制信号135的状态，切换输出级140至少偶尔使用飞跨电容器148上的电压(Cfly)以利用输出电压(诸如Vout_a)驱动负载118。
在处理操作750中，切换输出级140将来自飞跨电容器148(Cfly)的反馈145提供给输入级120。
再次注意，本文中的技术非常适合在放大器装置中使用。然而，应当注意，本文中的实施例不限于在这样的应用中使用，并且本文中讨论的技术也很好地适合于其他应用。
尽管已经参考本发明的优选实施例具体示出和描述了本发明，但是本领域技术人员将理解，可以在不脱离由所附权利要求书限定的本发明的精神和范围的情况下在形式和细节上进行各种改变。这样的变化旨在被本申请的范围覆盖。这样，本申请的实施例的前述描述不旨在是限制性的。相反，在所附权利要求中提出了对本发明的任何限制。

Claims (26)

1.一种放大器，包括：
输入级，用于接收输入信号，所述输入级可操作以基于来自所述放大器的切换输出级的反馈来调节所述输入信号；
脉冲宽度调制级，可操作以从调节后的所述输入信号产生脉冲宽度调制信号；以及
所述切换输出级，可操作以基于所述脉冲宽度调制信号生成输出电压以为负载供电，所述切换输出级生成由所述输入级用来调节所述输入信号的所述反馈。
2.根据权利要求1所述的放大器，其中所述输入级可操作以根据跨所述切换输出级中的飞跨电容器的电压的大小来调节所述输入信号。
3.根据权利要求2所述的放大器，其中所述飞跨电容器存储用于向所述负载驱动电流的中间电压，所述中间电压具有的大小是为所述切换输出级供电的电压轨的大小的预定分数。
4.根据权利要求1所述的放大器，其中所述输入级基于所述反馈产生修改值；以及
其中所述输入级使用所述修改值产生多个调节后的输入信号，以控制存储在所述切换输出级的飞跨电容器中的电压的大小。
5.根据权利要求1所述的放大器，其中所述脉冲宽度调制级是可操作以驱动所述切换输出级中的开关对的N个相的多相脉冲宽度调制信号发生器；以及
其中所述输入级可操作以使用所述反馈针对所述N个相中的每个相个体地导出相应的调节后的输入信号。
6.根据权利要求1所述的放大器，其中所述切换输出级包括：i)用于驱动所述负载的一系列串联开关，并且ii)耦合到所述串联开关的飞跨电容器；以及
其中所述反馈指示跨所述飞跨电容器的电压的大小。
7.根据权利要求6所述的放大器，其中所述输入级包括：
误差电压发生器，可操作以：i)将所述反馈与期望的设定点电压进行比较；以及ii)生成误差电压信号，所述误差电压信号指示跨所述飞跨电容器的所述电压的所述大小与所述期望的设定点电压之间的差值；以及
调节器，可操作以基于所述误差电压信号的大小来修改接收的所述输入信号。
8.根据权利要求7所述的放大器，其中对接收的所述输入信号的所述修改将跨所述飞跨电容器的所述电压的所述大小保持为所述期望的设定点电压。
9.根据权利要求1所述的放大器，其中所述输入信号是音频信号，所述输出信号是所述输入信号的放大表示。
10.根据权利要求1所述的放大器，其中所述输出电压是包括第一输出电压和第二输出电压的差分输出电压；以及
其中所述切换输出级包括：i)可操作以产生所述第一输出电压的第一半桥电路，以及ii)可操作以产生所述第二输出电压的第二半桥电路；
其中所述输入级：i)可操作以从耦合到所述第一半桥电路的第一飞跨电容器接收第一反馈，以及ii)可操作以从耦合到所述第二半桥电路的第二飞跨电容器接收第二反馈；以及
其中所述输入级还可操作以调节所述输入信号，对所述输入信号的调节将存储在所述第一飞跨电容器中的电压的大小和存储在所述第二飞跨电容器中的电压的大小保持在期望的设定点。
11.根据权利要求1所述的放大器，其中所述输入级基于所述反馈从所述输入信号产生多个调节后的输入信号。
12.根据权利要求11所述的放大器，其中所述多个调节后的输入信号包括：针对由所述脉冲宽度调制级支持的多个电流驱动相中的每个电流驱动相的相应的调节后的输入信号。
13.根据权利要求1所述的放大器，其中所述反馈表示存储在所述切换输出级的飞跨电容器中的电压；以及
其中所述输入级产生用于控制存储在所述飞跨电容器中的所述电压的所述大小的多个调节后的输入信号。
14.根据权利要求13所述的放大器，其中所述输入级基于所述反馈产生修改值；以及
其中所述多个调节后的输入信号包括互补调节信号对，所述互补调节信号对包括第一调节信号和第二调节信号，所述输入级可操作以产生所述第一调节信号作为所述输入信号和所述修改值的总和，所述输入级可操作以产生所述第二调节信号作为所述输入信号和所述修改值之间的差值。
15.一种方法，包括：
接收输入信号；
基于来自驱动负载的放大器的切换输出级的反馈来对所述输入信号施加修改；
从调节后的所述输入信号产生脉冲宽度调制信号；以及
基于所述脉冲宽度调制信号利用输出电压来驱动所述负载。
16.根据权利要求15所述的方法，还包括：
根据存储在驱动所述负载的所述切换输出级的飞跨电容器中的电压大小来调节所述输入信号。
17.根据权利要求15所述的方法，其中所述飞跨电容器存储用于为所述负载供电的中间电压，所述中间电压的大小是为所述切换输出级供电的电源轨的大小的预定分数。
18.根据权利要求15所述的方法，其中施加修改包括：
基于所述反馈产生修改值；
使用所述修改值产生多个调节后的输入信号；以及
经由所述多个调节后的输入信号，控制存储在所述切换输出级的飞跨电容器中的电压的大小。
19.根据权利要求15所述的方法，其中向所述输入信号施加所述修改包括：
使用所述反馈针对所述切换输出级中的开关对的N个相中的每个相个体地导出相应的调节后的输入信号；以及
利用所述相应的调节后的输入信号产生脉冲宽度调制信号，以驱动所述切换输出级中的开关对的所述N个相。
20.根据权利要求15所述的方法，其中修改所述输入信号包括：
将所述反馈与期望的设定点电压进行比较，所述反馈指示跨设置在所述切换输出级中的飞跨电容器的电压的大小；
生成误差电压信号，所述误差电压信号指示跨所述飞跨电容器的所述电压的所述大小与所述期望的设定点电压之间的差值；以及
通过基于所述误差电压信号修改接收的所述输入信号来产生调节后的所述输入信号。
21.根据权利要求20所述的方法，还包括：
经由调节后的所述输入信号，将跨所述飞跨电容器的所述电压的所述大小保持在所述期望的设定点电压。
22.根据权利要求15所述的方法，其中所述输入信号是音频信号，所述输出信号是所述输入信号的放大表示。
23.根据权利要求15所述的方法，其中基于所述脉冲宽度调制信号利用所述输出电压驱动所述负载包括：利用差分输出电压驱动所述负载，所述差分输出电压包括由第一半桥电路生成的第一输出电压和由第二半桥电路生成的第二输出电压；
其中基于所述反馈向所述输入信号施加所述修改包括：i)从耦合到所述第一半桥电路的第一飞跨电容器接收第一反馈，ii)从耦合到所述第二半桥电路的第二飞跨电容器接收第二反馈，以及iii)向所述输入信号施加调节，以将跨所述第一飞跨电容器的电压和跨所述第二飞跨电容器的电压保持在期望的设定点。
24.根据权利要求15所述的方法，其中基于所述反馈向所述输入信号施加所述修改包括：基于所述反馈从所述输入信号中导出多个调节后的输入信号。
25.根据权利要求24所述的方法，还包括：
将调节后的所述输入信号转换为所述脉冲宽度调制信号。
26.根据权利要求15所述的方法，其中对所述输入信号施加修改包括：
基于所述反馈产生修改值；
将接收的所述输入信号与所述修改值相加以产生第一调节后的输入信号；
从接收的所述输入信号中减去所述修改值以产生第二调节后的输入信号，所述第一调节后的输入信号和所述第二调节后的输入信号为互补调节信号对；以及
经由所述互补调节信号对，控制驱动所述负载的所述切换输出级中的对应的一组串联晶体管。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111740630A (zh) * 2020-07-07 2020-10-02 河北申科电力股份有限公司 一种高压大功率变换器模块及其控制方法

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10763799B2 (en) * 2018-12-12 2020-09-01 Infineon Technologies Austria Ag Flying capacitor voltage control in an amplifier
CN114421776B (zh) * 2022-01-19 2023-03-31 电子科技大学 一种隔离型混合降压变换器

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2070190B1 (en) * 2006-09-28 2011-09-07 Pascal A/S Controlled power converter
US8427235B2 (en) * 2007-04-13 2013-04-23 Advanced Analogic Technologies, Inc. Power-MOSFETs with improved efficiency for multi-channel class-D audio amplifiers and packaging thereof
US7489190B2 (en) * 2007-07-11 2009-02-10 Himax Analogic, Inc. Switching audio power amplifier with de-noise function
DE102008027765B3 (de) * 2008-06-11 2010-05-12 Austriamicrosystems Ag Verstärkeranordnung und Verfahren zur Signalverstärkung
EP2633621B1 (en) * 2010-10-27 2017-08-30 Merus Audio ApS Audio amplifier using multi-level pulse width modulation
FR2966993B1 (fr) * 2010-10-29 2012-11-02 Cddic Amplificateur audio class-d pwm combine avec un convertisseur dcdc boost ou une pompe de chaleur
US9602067B2 (en) * 2011-11-15 2017-03-21 Wen-Hsiung Hsieh Switching amplifier with pulsed current supply
DK2845314T3 (en) * 2012-04-30 2016-10-03 Merus Audio Aps CLASS-D AUDIO AMPLIFIER WITH ADJUSTABLE LOOP FILTER FEATURES
US10483924B2 (en) 2016-04-22 2019-11-19 Cirrus Logic, Inc. Systems and methods for predictive switching in audio amplifiers
US9866113B1 (en) 2016-12-15 2018-01-09 Texas Instruments Incorporated Multilevel buck converter with a flying capacitor and charge pump
EP3402070B1 (en) * 2017-05-11 2020-02-12 Infineon Technologies Austria AG Class d audio amplifier with adjustable gate drive
US10090763B1 (en) * 2017-06-19 2018-10-02 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Multi-level buck converter having a regulated flying capacitor voltage used for high-side drive
EP3425795B1 (en) * 2017-07-03 2021-09-01 Infineon Technologies Austria AG Class d audio amplifier with overload protection circuit
US10763799B2 (en) * 2018-12-12 2020-09-01 Infineon Technologies Austria Ag Flying capacitor voltage control in an amplifier

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111740630A (zh) * 2020-07-07 2020-10-02 河北申科电力股份有限公司 一种高压大功率变换器模块及其控制方法
CN111740630B (zh) * 2020-07-07 2021-10-22 河北申科电力股份有限公司 一种高压大功率变换器模块及其控制方法

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