CN111313568B - 一种用于可穿戴式设备的能量获取电路及其电源管理电路 - Google Patents

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Abstract

本发明属于可穿戴式设备供能领域，具体公开一种用于可穿戴式设备的能量获取电路及其电源管理电路，能量获取电路中每级电荷泵引入辅助电荷泵；辅助电荷泵采用电荷传输开关结构，用于基于电磁波产生阈值补偿电压，并通过钳压管控制提供给主整流电荷泵内各主整流开关的栅极，以降低主整流电荷泵的阈值电压；电源管理电路包括：亚阈值偏置产生电路，用于基于VCC启动并产生与VCC和环境温度无关的参考电压VREF；基于亚阈值放大器的LDO电路，在亚阈值状态下基于VREF对VCC过滤纹波，得到次级电源电压VDD。本发明电路能量转换效率高，制作成本低，且适用于各种电磁波能量环境，实用性强。

Description

一种用于可穿戴式设备的能量获取电路及其电源管理电路
技术领域
本发明属于可穿戴式设备供能领域，更具体地，涉及一种用于可穿戴式设备的能量获取电路及其电源管理电路。
背景技术
目前国内外各大厂商争相推出可穿戴式设备，这些可穿戴式设备具有多种功能，例如，基础的监测心率/血压等医疗功能，并且建立了基本的医疗大数据库，用于健康指导。但随着对数据容量、实时性、安全性的要求日益提高，基于锁相环结构的无线收发机功耗难以降低，而可穿戴式、植入式医疗器件的使用寿命要求维持在10年以上，可穿戴式设备面临电池容量受限问题。其次传统能量获取器对微弱能量的转换效率PCE(Power ConversionEfficiency)不高，需要采用零阈值管特殊工艺，其版图面积较传统CMOS工艺更大，工艺流程复杂，制造成本急剧增加。
解决这些问题的一个有效途径之一是将人体附近的其他形式的能量通过换能器转换成电能并收集起来，为片内电池充电或者直接给芯片供电。然而，随着物联网设备、可穿戴式设备的兴起，传统的PZT换能器、机械能换能器面临着转换效率过低，所需输入信号幅值过大，使用场景受限等等瓶颈，这些问题催生了新技术的出现，具有全天候工作能力的新型电磁波能量收集器有望极大解决可穿戴式设备供能问题，被认为是构建下一代可穿戴式设备电源的理想器件。
电磁波能量收集器，也被称为能量获取电路，具有低输入(输入信号电压低于整流管阈值电压)、高效率(能量转换效率与零阈值管相当)、低成本(远低于零阈值管工艺)、易于集成(兼容普通CMOS工艺)、全天候工作(不受温度、人体运动状态等影响)等优良特性，能够将空气中的调制载波所蕴含的射频电磁波能量通过能量获取电路收集起来，并结合低功耗电源管理电路，对芯片中的其他电路进行供电，以完全代替或部分替代现有的电池。
因此能量获取电路被公认为最有应用前景的下一代穿戴式、植入式设备供电方案之一，但是现有能量获取电路受电磁能大小场景限制且高的能量转换效率需要苛刻制备条件(如零阈值管制备工艺)，成本高。因此，能量转换效率不高、电源波动较大的问题仍严重阻碍能量获取电路在目前可穿戴式设备中的集成应用。
发明内容
本发明提供一种用于可穿戴式设备的能量获取电路及其电源管理电路，用以解决现有用于可穿戴式设备的能量获取电路因受电磁能大小场景限制以及为提高能量转换效率而需要苛刻制备条件进而导致能量获取电路应用受限的技术问题。
本发明解决上述技术问题的技术方案如下：一种用于可穿戴式设备的能量获取电路，包括天线以及N个级联的主从电荷泵单元，N为正整数；
其中，每个主从电荷泵单元包括辅助电荷泵和主整流电荷泵；所述主整流电荷泵用于基于其内各整流开关的阈值电压而开启，并将所述天线输入的电磁波所携带的交流能量转换成直流能量并倍压，实现能量获取；
所述辅助电荷泵采用电荷传输开关结构，用于基于所述电磁波产生阈值补偿电压；所述主整流电荷泵内设有钳压管，所述钳压管用于对所述辅助电荷泵产生的所述阈值补偿电压的大小进行控制并提供给所述主整流电荷泵内各整流开关的栅极，以等效降低所述阈值电压。
本发明的有益效果是：本发明采用阈值补偿技术，在传统电荷泵型RF-DC整流器基础上增加了辅助电荷泵，在收集电磁波能量过程中能够预先产生switch偏置信号，等效降低主整流管的阈值电压，提高主整流管导通角。传统电荷泵型整流电路需要在输入信号幅值高于switch阈值电压一定程度后，整个电路才能有效工作，造成了不必要的阈值电压损失，同时极大限制了能量获取器的使用场景，而本发明中的主从电荷泵单元中主整流开关switch栅极偏置是由低输入特性良好的CTS电荷泵提供，它能够在输入信号幅值仅处于整流管阈值电压一半时实现有效整流，在主整流管工作前提供稳定的阈值补偿电压，从而有效提高整流效率，由于CTS电荷泵泄漏电流引起的额外功耗基本可以忽略不记。制作成本低，且适用于各种电磁波能量环境，实用性强。
上述技术方案的基础上，本发明还可以做如下改进。
进一步，所述辅助电荷泵包括两级级联的电荷传输开关结构电荷泵；
其中，第一级电荷泵中，栅极接地的NMOS管所并联的整流管为PMOS管，该PMOS管栅极接地；栅极接电源的NMOS管所并联的整流管为NMOS管，该NMOS管栅极偏置电压由第二级电荷泵的输出电压提供；
所述第二级电荷泵为两路输出的电荷泵，其内的各整流管均为PMOS管，位于两路输出端的PMOS管的栅极均接地、漏极分别输出阈值补偿电压以经过所述钳压管提供给所述主整流电荷泵内两个整流开关的栅极。
本发明的进一步有益效果是：辅助电荷泵通过采用第二级PMOS管，栅极均接地的连接方式，解决了传统电荷传输开关结构电荷泵中，无法提供最后一级NMOS电荷传输开关的栅极偏置电压的问题，避免使用无穷电荷传输开关结构，降低电荷传输开关结构电荷泵实施成本。
进一步，所述辅助电荷泵包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第一耦合电容C1、第一负载电容C2、第二耦合电容C3、第二负载电容C4和第三负载电容C5；其中，第一NMOS管MN1的漏极和栅极短接后与第三NMOS管MN3的漏极连接并接到地，第一NMOS管MN1的源极、第三NMOS管MN3的源极、第二NMOS管MN2的漏极、第一PMOS管MP1的源极与第二PMOS管MP2的栅极连接并接到第一耦合电容C1，第一耦合电容C1的另一端接到电源，第二NMOS管MN2的源极、第一PMOS管MP1的漏极与第二PMOS管MP2的源极连接并接到第一负载电容C2，第一负载电容C2的另一端接到地，第二NMOS管MN2的栅极、第二PMOS管MP2的漏极、第三PMOS管MP3的源极与第四PMOS管MP4的源极连接并接到第二耦合电容C3，第二耦合电容C3的另一端接电源，第三PMOS管MP3的栅极和第四PMOS管MP4的栅极连接并接到地，第三NMOS管MN3的栅极与第四PMOS管MP4的漏极连接作为第一输出端Vb1并接到第二负载电容C4，第二负载电容C4的另一端接地，第三PMOS管MP3的漏极与第五PMOS管MP5的源极连接并接到第三负载电容C5，第三负载电容C5的另一端接地，第五PMOS管MP5的漏极作为第二输出端Vb2。
本发明的进一步有益效果是：该辅助电荷泵的电路分别产生两路阈值补偿电压信号送给主整流电荷泵中的两个主整流开关MN4、MN5。两个主整流开关根据输入电磁波信号相位的不同而选择开启与关闭，分别导通半周期时间，对天线收集的电荷进行交替泵浦，实现将交流信号转换为直流信号的同时实现两倍的升压(忽略整流管的阈值损失)。结构简单，成本低，适用场景广泛。
进一步，所述主整流电荷泵包括第五NMOS管MN5、第四NMOS管MN4、作为所述钳压管的第六NMOS管MN6、作为所述钳压管的第七NMOS管MN7、第八NMOS管MN8、第五PMOS管MP5、第三耦合电容C6、第四耦合电容C7和第四负载电容C8；其中，所述第一输出端Vb1与第六NMOS管MN6的栅极和漏极短接，并接到第五NMOS管MN5的栅极，第六NMOS管MN6的源极接地，第五PMOS管MP5的栅极和第五NMOS管MN5的源极短接、第七NMOS管MN7的源极与第四NMOS管MN4的漏极短接，并共同连接到第三耦合电容C6，第三耦合电容C6的另一端接到电源，第五NMOS管MN5的漏极接地，所述第二输出端Vb2与第七NMOS管MN7的栅极和漏极短接，并与第四NMOS管MN4的栅极连接后接到第四耦合电容C7，第四耦合电容C7的另一端接到电源，第一输入端Lim与第八NMOS管MN8的栅极连接，第八NMOS管MN8的漏极接地，第八NMOS管MN8的源极与第四NMOS管MN4的源极连接作为第三输出端Vout，并与第四负载电容C8连接，第四负载电容C8的另一端接地。
本发明的进一步有益效果是：在传统电荷泵的基础上，在每个主整流开关管上并联一个钳压管，以避免当天线端输入的电磁能量较大进而输入到主整流开关管栅极的直流电压过大而损坏电路元件的问题，提高辅助电荷泵和主整流电荷之间的兼容性强，保证整个能量获取电路应用场景广泛。
本发明该提供一种用于可穿戴式设备的电源管理电路，包括：
亚阈值偏置产生电路，用于基于如上所述的一种用于可穿戴式设备的能量获取电路所产生的初级电源电压VCC，启动并产生与所述初级电源电压VCC和环境温度无关的参考电压VREF；
基于亚阈值放大器的LDO电路，用于基于所述参考电压VREF，通过负反馈环路控制调整管，对所述初级电源电压VCC过滤纹波，得到次级电源电压VDD，用以对所述电源管理电路后端的功能电路模块供电。
本发明的有益效果是：传统LDO电路中为了保证足够好的稳压性能，误差放大器、偏置产生电路需要工作在饱和态，因而静态电流大，造成了额外的功耗开销，而本发明引入亚阈值偏置产生电路，利用MOSFET的亚阈值特性产生稳定参考电压，再在传统LDO电路基础上，采用一种超低功耗亚阈值放大器，通过基于亚阈值放大器的LDO电路的负反馈环路实现稳压功能，从低功耗设计需求出发，亚阈值LDO具有超低功耗的优点。因此，本发明中在保证一定稳压性能前提下，有效降低了静态功耗。
进一步，所述基于亚阈值放大器的LDO电路包括：放大器电路，米勒补偿电路，以及反馈网络；
其中，所述放大器电路中各MOS管工作于亚阈值状态；
所述米勒补偿电路中，去零电阻连接至所述初级电源电压VCC，隔断噪声从初级电源电压VCC至所述次级电源电压VDD的前馈路径。
本发明的进一步有益效果是：在传统LDO电路结构中，存在静态电流大局限性，本电路基于亚阈值MOS管对传统误差放大器、米勒补偿电路和反馈网络进行亚阈值低功耗优化设计，在保证性能前提下，极大降低功耗。
进一步，所述亚阈值偏置产生电路包括：
启动电路，用于上电启动亚阈值基准电路；
所述亚阈值基准电路，用于在上电启动后，通过负反馈回路，产生与所述初级电源电压VCC无关的基准电流IREF，提供给温度补偿电路、所述基于亚阈值放大器的LDO电路；
所述温度补偿电路，用于将所述基准电流IREF转换为负温度系数电压V1，并通过亚阈值差分结构电路单元，对所述负温度系数电压V1进行温度补偿，产生经温度补偿的参考电压VREF。
进一步，所述亚阈值基准电路为电源电压无关电流源电路；
其中，所述电源电压无关电流源电路中的大阻值源极电阻采用亚阈值NMOS管进行等效；
所述电源电压无关电流源电路包括由一条PMOS镜像电流源和NMOS镜像电流源形成的负反馈回路，提供NMOS镜像电流源中的NMOS管栅极偏置电压，用于稳定所述大阻值源极电阻的电阻。
进一步，所述温度补偿电路为带隙基准电路；
其中，所述带隙基准电路中的BJT管采用亚阈值NMOS管代替，用于完成所述基准电流IREF向电压的转换，得到负温度系数电压V1；
所述带隙基准电路设有亚阈值差分结构电路单元，用于提供正温度系数电压，并基于亚阈值MOS管指数伏安特性，完成所述正温度系数电压和所述负温度系数电压叠加，实现温度补偿。
本发明的进一步有益效果是：采用亚阈值NMOS管代替BJT管，降低制作成本，整个电路结构简单，并能向LDO电路提供与初级电源电压VCC和环境温度无关的参考电压VREF。
进一步，所述温度补偿电路包括第八PMOS管MP8、第五NMOS管MN5、第九PMOS管MP9、第十PMOS管MP10、第十一PMOS管MP11、第六NMOS管MN6和第七NMOS管MN7；其中，第八PMOS管MP8的漏极与第五NMOS管MN5的栅极和漏极短接并接到第十PMOS管MP10的栅极，第八PMOS管MP8的源极接所述初级电源电压VCC，第五NMOS管MN5的源极接地，第九PMOS管MP9的源极接所述初级电源电压VCC，第九PMOS管MP9的漏极与第十PMOS管MP10的源极和第十一PMOS管MP11的源极连接，第十PMOS管MP10的漏极与第六NMOS管MN6的栅极和漏极短接，并接到第七NMOS管MN7的栅极，第六NMOS管MN6的源极接地，第十一PMOS管MP11的栅极和漏极短接，接到第七NMOS管MN7的漏极，并作为第一输出端口VREF的输入端，第七NMOS管MN7的源极接地。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种用于可穿戴式设备的能量获取电路示意性框图；
图2为本发明实施例提供的电荷泵型能量获取电路工作原理图；
图3为本发明实施例提供的有CTS管电荷泵电路与无CTS管电荷泵电路对比示意图；
图4为本发明实施例提供的传统能量获取电路及其电源管理电路框架图；
图5为本发明实施例提供的基于阈值补偿的主从电荷泵单元结构图；
图6为本发明实施例提供的能量获取电路的PCE仿真图；
图7为本发明实施例提供的一种用于可穿戴式设备的电源管理电路示意性框图；
图8为本发明实施例提供的一种用于可穿戴式设备的电源管理电路图；
图9为图8对应的电源管理电路基准电流仿真图；
图10为图8对应的能量获取电路及电源管理电路整体仿真图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
实施例一
一种用于可穿戴式设备的能量获取电路，如图1所示，包括天线以及N个级联的主从电荷泵单元，N为正整数；其中，每个主从电荷泵单元包括辅助电荷泵和主整流电荷泵；主整流电荷泵用于基于其内各整流开关的阈值电压而开启，并将天线输入的电磁波所携带的交流能量转换成直流能量并倍压，实现能量获取；辅助电荷泵采用电荷传输开关结构，用于基于电磁波产生阈值补偿电压；主整流电荷泵内设有钳压管，钳压管用于对辅助电荷泵产生的阈值补偿电压的大小进行控制并提供给主整流电荷泵内各整流开关的栅极，以等效降低阈值电压。图1中，cell表示一个主从电荷泵单元，REC表示多级级联主从电荷泵中每级主整流电荷泵的输出电压，RFP和RFN分别表示天线正负输入端，VOUT表示主整流电荷泵输出电压，电阻和电容表示后端电路的等效负载。每级主从电荷泵由辅助电荷泵和主整流电荷泵构成，辅助电荷泵产生阈值补偿电压，提供给主整流电荷泵，主电荷泵完成交流能量转换成直流能量并倍压，给后级电路供电。
现有能量获取电路由多级级联电荷泵构成，是将电磁波所蕴含的交流能量转换成直流能量并倍压的关键电路，其工作原理如图2所示，其中VOUT(t)、VRFP(t)、Id(t)分别为电荷泵输出电压VOUT瞬态波形，天线输入RFP端电压瞬态波形，负载电容CL充电电流瞬态波形。假设整流管为理想开关器件，在输入电磁波信号负半周期内，电容CS被充电；在正半周期内，电容CL被充电，经过若干个周期，最终稳定后输出的电压约等于输入信号幅值的2倍。但由于电荷泵中整流开关Switch实际存在不小的阈值电压，为了实现较高的能量转换效率(PCE)，需要先越过阈值高度，因而需要较大的电磁波信号输入才能实现有效整流，限制了能量获取电路的应用场景。
本实施例中，辅助电荷泵采用低压整流特性良好的CTS(Charge TransferSwitch)结构，用于基于天线端输入的电磁波快速产生预补偿电压电压信号，提供给主整流开关Switch(即主整流电荷泵中的整流开关)的栅极，起到等效降低阈值电压的作用。钳压管用于控制预补偿电压，在输入电磁波能量过大时，泄放额外电流，保护电路。主整流电荷泵中的主整流电路用于将输入的电磁波能量转换为直流电压，并通过电荷泵的泵浦效应，进行倍压，为后级稳压电路提供初级电源。
其中，基于CTS结构电荷泵的辅助电荷泵(也即阈值补偿电路)工作原理如下：
如图3中的左图所示，传统电荷泵中，每级整流管MD1、MD2、MD3、MD4、MD5、MDO导通电压条件可以表示为：
VGS＝ΔV>Vth (1)
式中，VGS、ΔV、Vth分别为整流管栅源电压、输入信号幅值、整流管阈值电压。
如图3中的右图所示，在每个整流管两端并联一个CTS开关管，整流管的导通电压条件可以表示为：
VGS＝V3+ΔV-V2＝2ΔV>Vth (2)
Figure GDA0003463101690000101
式中，VGS、ΔV、Vth分别为整流管栅源电压、输入信号幅值、整流管阈值电压。
因而基于CTS结构的阈值补偿电路能够在更低的输入电压下导通，使得能量转换电路在各种电压场景下应用，且制作成本低。
因此，本实施例采用阈值补偿技术，在传统电荷泵型RF-DC整流器基础上增加了辅助电荷泵，在收集电磁波能量过程中能够预先产生switch偏置信号，等效降低主整流管的阈值电压，提高主整流管导通角。传统电荷泵型整流电路需要在输入信号幅值高于switch阈值电压一定程度后，整个电路才能有效工作，造成了不必要的阈值电压损失，同时极大限制了能量获取器的使用场景，而本发明中的主从电荷泵单元中主整流开关switch栅极偏置是由低输入特性良好的CTS电荷泵提供，它能够在输入信号幅值仅处于整流管阈值电压一半时实现有效整流，在主整流管工作前提供稳定的阈值补偿电压，从而有效提高整流效率，由于CTS电荷泵泄漏电流引起的额外功耗基本可以忽略不记。
如下表一所示的能量获取电路与当前主流整流器的关键性能对比，表中数据表明，采用本实施例提出的阈值补偿的能量获取电路在成本方面优于零阈值管方案，在PCE方面与之相当，在输入信号要求方面优于桥式整流电路。
表一
Figure GDA0003463101690000111
因此，随着物联网、可穿戴式设备等新兴领域的不断发展，作为新型整流器，能量获取电路将逐渐有大量的市场应用。其中，现有能量获取电路的电源管理电路多由LDO电路及外围电路(储能电容阵列、偏置电路、限压保护电路等)组成，如图4所示。
优选的，上述辅助电荷泵包括两级级联的电荷传输开关结构电荷泵。其中，第一级电荷泵中，栅极接地的NMOS管所并联的整流管为PMOS管，该PMOS管栅极接地；栅极接电源的NMOS管所并联的整流管为NMOS管，该NMOS管栅极偏置电压由第二级电荷泵的输出电压提供；第二级电荷泵为两路输出的电荷泵，其内的各整流管均为PMOS管，位于两路输出端的PMOS管的栅极均接地、漏极分别输出阈值补偿电压以经过所述钳压管提供给所述主整流电荷泵内两个整流开关的栅极。
辅助电荷泵通过采用第二级PMOS管，栅极均接地的连接方式，解决了传统电荷传输开关结构电荷泵中，无法提供最后一级NMOS电荷传输开关的栅极偏置电压的问题，避免使用无穷电荷传输开关结构，降低电荷传输开关结构电荷泵实施成本。
优选的，基于阈值补偿技术的主从电荷泵MSCP(Master Slave Charge Pump)单元如图5所示，左侧虚线框内为基于CTS结构电荷泵的阈值补偿电路(也即上述辅助电荷泵)，包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第一耦合电容C1、第一负载电容C2、第二耦合电容C3、第二负载电容C4和第三负载电容C5；其中，第一NMOS管MN1的漏极和栅极短接后与第三NMOS管MN3的漏极连接并接到地，第一NMOS管MN1的源极、第三NMOS管MN3的源极、第二NMOS管MN2的漏极、第一PMOS管MP1的源极与第二PMOS管MP2的栅极连接并接到第一耦合电容C1，第一耦合电容C1的另一端接到电源，第二NMOS管MN2的源极、第一PMOS管MP1的漏极与第二PMOS管MP2的源极连接并接到第一负载电容C2，第一负载电容C2的另一端接到地，第二NMOS管MN2的栅极、第二PMOS管MP2的漏极、第三PMOS管MP3的源极与第四PMOS管MP4的源极连接并接到第二耦合电容C3，第二耦合电容C3的另一端接电源，第三PMOS管MP3的栅极和第四PMOS管MP4的栅极连接并接到地，第三NMOS管MN3的栅极与第四PMOS管MP4的漏极连接作为第一输出端Vb1并接到第二负载电容C4，第二负载电容C4的另一端接地，第三PMOS管MP3的漏极与第五PMOS管MP5的源极连接并接到第三负载电容C5，第三负载电容C5的另一端接地，第五PMOS管MP5的漏极作为第二输出端Vb2。
在图5中，MN1、MN2、MN3、MP1、C1、C2构成第一级CTS结构电荷泵，其中MN3、MN2的栅极偏置电压由第二级CTS结构电荷泵输出电压提供。MP3、C5和MP4、C4分别与MP2、C3总体构成双路输出的第二级CTS结构电荷泵，分别产生两路主整流开关MN4、MN5阈值补偿电压Vb1、Vb2。其中MP5为耦合管，用于将MP3输出的直流信号耦合到MN4栅极。C7为耦合电容，用于将天线交流信号耦合到MN4栅极。MN6、MN7为钳压管，稳定阈值补偿电压同时泄放多余的电荷。
因此，该辅助电荷泵的电路分别产生两路阈值补偿电压信号送给主整流电荷泵中的两个主整流开关MN4、MN5。两个主整流开关根据输入电磁波信号相位的不同而选择开启与关闭，分别导通半周期时间，对天线收集的电荷进行交替泵浦，实现将交流信号转换为直流信号的同时实现两倍的升压(忽略整流管的阈值损失)。通过级联多级主从电荷泵单元，可以实现不同的倍压，如图1。
优选的，主整流电荷泵包括第五NMOS管MN5、第四NMOS管MN4、作为所述钳压管的第六NMOS管MN6、作为所述钳压管的第七NMOS管MN7、第八NMOS管MN8、第五PMOS管MP5、第三耦合电容C6、第四耦合电容C7和第四负载电容C8；其中，第一输出端Vb1与第六NMOS管MN6的栅极和漏极短接，并接到第五NMOS管MN5的栅极，第六NMOS管MN6的源极接地，第五PMOS管MP5的栅极和第五NMOS管MN5的源极短接、第七NMOS管MN7的源极与第四NMOS管MN4的漏极短接，并共同连接到第萨满耦合电容C6，第三耦合电容C6的另一端接到电源，第五NMOS管MN5的漏极接地，第二输出端Vb2与第七NMOS管MN7的栅极和漏极短接，并与第四NMOS管MN4的栅极连接后接到第四耦合电容C7，第四耦合电容C7的另一端接到电源，第一输入端Lim与第八NMOS管MN8的栅极连接，第八NMOS管MN8的漏极接地，第八NMOS管MN8的源极与第四NMOS管MN4的源极连接作为第三输出端Vout，并与第四负载电容C8连接，第四负载电容C8的另一端接地。
图6展示了，本实施例中能量获取电路在不同输入信号电压下的PCE，其与采用零阈值工艺的整流器40％相比，在保证PCE下降不多的前提下，极大降低了制造成本。输入电压300mV-800mV时PCE大于20％，输入电压500mV时PCE最大为33％。
实施例二
一种用于可穿戴式设备的电源管理电路，如图7所示，包括：
亚阈值偏置产生电路，用于基于如上实施例一所述的一种用于可穿戴式设备的能量获取电路所产生的初级电源电压VCC，在极低静态功耗下，快速启动亚阈值MOS管及其构成电路，产生与初级电源电压VCC和环境温度无关的参考电压VREF；
基于亚阈值放大器的LDO电路，用于基于参考电压VREF，通过负反馈环路控制调整管，对能量获取电路输出的带有纹波的初级电源电压VCC过滤纹波，得到纹波较小、较稳定的次级电源电压VDD，用以对电源管理电路后端的功能电路模块供电。
随着电磁波信号的强弱变化，能量获取电路产生的直流能量存在较大的纹波，因此通常需要后级增加稳压电路，目前为了保证输出稳定的电源，通常采用电源抑制比较好的LDO电路充当稳压电路，但代价是LDO静态功耗过大，从而导致带载能力下降。又由于实施例一中的能量获取电路，其能够从环境中获取的能量是微弱的(100μW量级)，而传统的电源管理电路静态电流大，难以在限定能量下，驱动负载电路，因此，需要针对实施例一所述的能量获取电路，提出一种其适用的低功耗电源管理电路。
本实施例利用MOSFET的亚阈值特性产生稳定参考电压，再负反馈环路实现稳压功能，从低功耗设计需求出发，亚阈值LDO具有超低功耗的优点。
因此，本实施例在传统LDO电路基础上，采用一种超低功耗亚阈值放大器，利用MOS亚阈值特性，产生稳定基准电压，极大降低了LDO电路静态功耗。传统LDO电路中为了保证足够好的稳压性能，误差放大器、偏置产生电路需要工作在饱和态，因而静态电流大，造成了额外的功耗开销，而本实施例中采用基于亚阈值放大器设计的LDO电路对整流器输出电源电压进行稳定，在保证一定稳压性能前提下，有效降低了静态功耗。
优选的，基于亚阈值放大器的LDO电路包括：放大器电路，米勒补偿电路，以及反馈网络；其中，放大器电路中各MOS管工作于亚阈值状态；米勒补偿电路中，去零电阻连接至初级电源电压VCC，隔断噪声从初级电源电压VCC至次级电源电压VDD的前馈路径。
具体的，放大器电路用于将LDO电路的输出电压VDD和参考电压VREF之间的误差电压进行放大，产生LDO电路中调整管(MP15)的栅极驱动电压；通过亚阈值MOS管替代传统放大器中饱和态MOS管，保证放大功能，降低静态功耗。米勒补偿电路用于将亚阈值放大器电路的输出主极点和LDO电路的输出次主极点分离，实现频率补偿；通过去零电阻连接到初级电源电压VCC，隔断噪声从VCC至VDD前馈路径，提高电源抑制比。反馈网络用于对LDO电路的输出稳定电压VDD采样，并经过二极管连接的亚阈值PMOS等效大电阻等比例分压，反馈给亚阈值放大器电路以同参考电压VREF进行误差比较。
在传统LDO电路结构中，存在静态电流大局限性，本电路基于亚阈值MOS管对传统误差放大器、米勒补偿电路和反馈网络进行亚阈值低功耗优化设计，在保证性能前提下，极大降低功耗。
优选的，亚阈值偏置产生电路包括：启动电路，亚阈值基准电路，以及温度补偿电路。其中，启动电路用于上电启动亚阈值MOS管和亚阈值基准电路，在电路上电过程中产生一个脉冲信号，通过PMOS管对亚阈值基准电路MN1栅极电容充电以产生稳定基准电流；亚阈值基准电路用于在上电启动后，通过负反馈回路，产生与初级电源电压VCC无关的基准电流IREF，提供给温度补偿电路、基于亚阈值放大器的LDO电路；温度补偿电路用于将基准电流IREF转换为负温度系数电压V1，并通过亚阈值差分结构电路单元，对负温度系数电压V1进行温度补偿，产生经温度补偿的参考电压VREF。
需要说明的是，由于整个电源管理电路工作在亚阈值状态，因此存在启动问题，需要启动电路。
优选的，亚阈值基准电路为电源电压无关电流源电路；其中，电源电压无关电流源电路中的大阻值源极电阻采用亚阈值NMOS管进行等效；电源电压无关电流源电路包括由一条PMOS镜像电流源和NMOS镜像电流源形成的负反馈回路，降低额外电路开销，提供NMOS镜像电流源中的NMOS管栅极偏置电压，用于稳定大阻值源极电阻的电阻。
优选的，温度补偿电路为带隙基准电路；其中，带隙基准电路中的BJT管采用亚阈值NMOS管代替，用于完成基准电流IREF向电压的转换，得到负温度系数电压V1；带隙基准电路设有亚阈值差分结构电路单元，用于提供正温度系数电压，并基于亚阈值MOS管指数伏安特性，完成正温度系数电压和负温度系数电压叠加，实现温度补偿。
优选的，本实施例中的电源管理电路如图8所示，虚线框内从左到右、从上到下分别为启动电路、亚阈值基准电路、温度补偿电路、亚阈值放大器、米勒补偿电路和反馈网络。在传统LDO电路结构中，存在静态电流大局限性，本电路基于亚阈值MOS管对传统电源电压无关基准源、带隙基准源、误差放大器、反馈网络进行亚阈值低功耗优化设计，在保证性能前提下，极大降低功耗。
其中，启动电路包括第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第五PMOS管MP5、第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8、第九PMOS管MP9和负载电容C1；第一PMOS管MP1的源极接所述初级电源电压VCC，第一PMOS管MP1的漏极与第二PMOS管MP2的栅极连接并接到负载电容C1，负载电容C1的另一端接地，第一PMOS管MP1的栅极与第三PMOS管MP3、第五PMOS管MP5、第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8、第九PMOS管MP9五个MOS管的栅极连接，并接到第五PMOS管MP5的漏端，第二PMOS管MP2的源极接到所述初级电源电压VCC。
该启动电路中，MP1、MP2、C1构成启动电路，上电过程中，电流通过MP1对C1充电，使得MP2栅极电压抬高，有电流通过MP2-MN1支路，使得亚阈值基准脱离“零”兼并工作点；随着MP2栅极电压升高，MP2、MP1截止，启动过程结束。
亚阈值基准电路包括第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第五PMOS管MP5、第四PMOS管MP4、第六PMOS管MP6、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第七PMOS管MP7、第三NMOS管MN3和第四NMOS管MN4，第二PMOS管MP2的漏极与第一NMOS管MN1的漏极和栅极短接，并与第二NMOS管MN2的栅极和第四PMOS管MP4的漏极相接，第一NMOS管MN1的源极接地，第四PMOS管MP4的源极和栅极短接，并接到第三PMOS管MP3的漏极，第三PMOS管MP3的源极接所述初级电源电压VCC，第三PMOS管MP3与第五PMOS管MP5的漏极和栅极短接，并接到第六PMOS管MP6的源极，第五PMOS管MP5的源级接所述初级电源电压VCC，第六PMOS管MP6的漏极与第二NMOS管MN2的漏极连接，第二NMOS管MN2的源极与第三NMOS管MN3的漏极连接，第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2的尺寸比为1:M，第三NMOS管MN3的源极接地，第三NMOS管MN3的栅极与第四NMOS管MN4的漏极和栅极短接，并接到第七PMOS管MP7的漏极，且作为第一输出端口BIAS的输入端，第七PMOS管MP7的源极接所述初级电源电压VCC，第四NMOS管MN4的源极接地。
在亚阈值基准电路基于现有电源电压无关电流源进行优化设计，采用亚阈值MOS管MN3等效实现所需大阻值源极电阻，降低版图面积；引入MP7、MN4、MN3、MN2、MP5形成负反馈回路，稳定MN3等效电阻。电路优化后的工作原理如下：MP3、MP5、MP7构成镜像电流源，MN3、MN4构成镜像电流源。MN1与MN2宽长比为1：M，MN3为电流源形式的大电阻，产生与电源电压无关的基准电流IREF：
Figure GDA0003463101690000171
式中，IREF、η、VT、M、μn、Cox、
Figure GDA0003463101690000172
分别为基准电流、工艺因子、热电压、MN1与MN2宽长比之比、电子迁移率、单位面积栅极电容、MN3宽长比。
温度补偿电路包括第八PMOS管MP8、第五NMOS管MN5、第九PMOS管MP9、第十PMOS管MP10、第十一PMOS管MP11、第六NMOS管MN6和第七NMOS管MN7；其中，第八PMOS管MP8的漏极与第五NMOS管MN5的栅极和漏极短接并接到第十PMOS管MP10的栅极，第八PMOS管MP8的源极接所述初级电源电压VCC，第五NMOS管MN5的源极接地，第九PMOS管MP9的源极接所述初级电源电压VCC，第九PMOS管MP9的漏极与第十PMOS管MP10的源极和第十一PMOS管MP11的源极连接，第十PMOS管MP10的漏极与第六NMOS管MN6的栅极和漏极短接，并接到第七NMOS管MN7的栅极，第六NMOS管MN6的源极接地，第十一PMOS管MP11的栅极和漏极短接，接到第七NMOS管MN7的漏极，并作为第二输出端口VREF的输入端，第七NMOS管MN7的源极接地。
温度补偿电路基于现有带隙基准电路进行优化设计，采用亚阈值MOS管MN5替代所需BJT管，提供负温度系数电压，降低大尺寸BJT版图面积开销，并创新性的引入一级亚阈值差分结构，提供正温度系数电压，实现温度精确补偿。电路优化后的工作原理如下：基准电流通过MP8、MN5转换成与电源电压无关的电压V1，MP10、MP11、MN6、MN7均工作在亚阈值状态，工作在亚阈值状态的MOSFET特性如下：
Figure GDA0003463101690000181
式中，IDS、IDS0、
Figure GDA0003463101690000182
VGS、Vth、η、VT、VDS分别为漏源电流、本征漏源电流、宽长比、栅源电压、阈值电压、工艺因子、热电压、漏源电压。
MP10、MP11栅源电压VGS10、VGS11、和LDO参考电压VREF之间存在如下关系：
Figure GDA0003463101690000192
Figure GDA0003463101690000191
式中，常数C、N、K均为尺寸因子。Vth与VT的温度系数分别为负相关、正相关。设计好合适的CNK尺寸因子，得到与温度无关的LDO参考电压VREF。
亚阈值放大器电路包括第十二PMOS管MP12、第十三PMOS管MP13、第十四PMOS管MP14、第十五PMOS管MP15、第九NMOS管MN9、第十NMOS管MN10和第八NMOS管MN8；第十二PMOS管MP12的源极接所述初级电源电压VCC，第十二PMOS管MP12的漏极与第十三PMOS管MP13的源极连接，第十二PMOS管MP12的栅极、第十三PMOS管MP13的栅极和漏极短接、第八NMOS管MN8的漏极均短接于第十四PMOS管MP14的栅极和十五PMOS管MP15的栅极，第八NMOS管MN8的源极和第九NMOS管MN9的源极相连接，并接于第十NMOS管MN10的漏极，第十NMOS管MN10的栅极为第一输出端BIAS的输入端，第十NMOS管MN10的源极接地，第十四PMOS管MP14的源极接所述初级电源电压VCC，第十四PMOS管MP14的漏极接第十五PMOS管MP15的源极，第十五PMOS管MP15的漏极与第九NMOS管MN9的漏极相连，并连接于米勒补偿模块，第九NMOS管MN9的栅极接第二输出端VREF。
反馈网络电路包括第十八PMOS管MP18、第十九PMOS管MP19和第九NMOS管MN9，第九NMOS管MN9的栅极与第是吧PMOS管MP18的栅极和漏极短接，并连接至第十九PMOS管MP19的源极，第十八PMOS管MP18的源极与第十七PMOS管MP17的漏极连接，做为输出端连接到VDD，第十九PMOS管MP19的栅极和漏极短接到地。
米勒补偿电路包括米勒电容C2和第十六PMOS管MP16，在亚阈值放大器中短接的第十五PMOS管MP15的漏极与第九NMOS管MN9的漏极与米勒电容C2相连，米勒电容C2的另一端与第十六PMOS管MP16的栅极和漏极短接，第十六PMOS管MP16的源极接所述初级电源电压VCC。
用优化米勒补偿方案改善环路稳定性，将米勒电容C2和第十六PMOS管MP16去零电阻的连接方式从与VDD连接优化成与VCC连接，隔断电源噪声经VCC-MP14-MP15-C2-MP16-VDD路径，提高LDO电路的电源抑制比(PSRR)，改善LDO的核心单元亚阈值放大器环路稳定性。第十七PMOS管MP17为功率管，LDO主环路其他部分基于亚阈值MOS管也进行了优化，误差放大器基于亚阈值MOS管对其进行了优化，保证误差放大功能前提下，极大降低了静态功耗。用二极管连接的亚阈值PMOS管替代所需大阻值电阻，降低了版图面积开销。
图9展示了采用亚阈值放大器的电源管理电路的仿真结果，其中基准电流的温漂系数为323ppm，基准电流电源变化率为6.58％，与传统饱和态LDO相比，本实施例的基于亚阈值放大器的电源管理电路整体静态电流仅为1.17，尤其适合可穿戴式设备等功耗受限的应用。
综上，采用中芯国际180纳米工艺，设计低功耗、高转换效率能量获取器及其电源管理电路。图6展示了，实施例一中能量获取电路在不同输入信号电压下的PCE，与采用零阈值工艺的整流器40％相比，在保证PCE下降不多前提下，极大降低了制造成本。输入电压300mV-800mV时PCE大于20％，输入电压500mV时PCE最大为33％。图9展示了采用亚阈值放大器的电源管理电路的仿真结果，其中基准电流的温漂系数为323ppm，基准电流电源变化率为6.58％。图10展示了能量获取电路及电源管理电路整体仿真结果，输入频率915MHz幅值500mV的正弦信号，仿真结果显示8级主从电荷泵构成的能量获取器能够完成整流且能达到4.2V的有效升压。在上电50μs后，亚阈值LDO能正常启动并输出1.8V稳定电源。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种用于可穿戴式设备的电源管理电路，其特征在于，包括：
亚阈值偏置产生电路，用于基于一种用于可穿戴式设备的能量获取电路所产生的初级电源电压VCC，启动并产生与所述初级电源电压VCC和环境温度无关的参考电压VREF；
基于亚阈值放大器的LDO电路，用于基于所述参考电压VREF，通过负反馈环路控制调整管，对所述初级电源电压VCC过滤纹波，得到次级电源电压VDD，用以对所述电源管理电路后端的功能电路模块供电；
所述能量获取电路包括天线以及N个级联的主从电荷泵单元，N为正整数；
其中，每个主从电荷泵单元包括辅助电荷泵和主整流电荷泵；所述主整流电荷泵用于基于其内各整流开关的阈值电压而开启，并将所述天线输入的电磁波所携带的交流能量转换成直流能量并倍压，实现能量获取；
所述辅助电荷泵采用电荷传输开关结构，用于基于所述电磁波产生阈值补偿电压；所述主整流电荷泵内设有钳压管，所述钳压管用于对所述辅助电荷泵产生的所述阈值补偿电压的大小进行控制并提供给所述主整流电荷泵内各整流开关的栅极，以等效降低所述阈值电压；
所述亚阈值偏置产生电路包括：
启动电路，用于上电启动亚阈值基准电路；
所述亚阈值基准电路，用于在上电启动后，通过负反馈回路，产生与所述初级电源电压VCC无关的基准电流IREF，提供给温度补偿电路、所述基于亚阈值放大器的LDO电路；
所述温度补偿电路，用于将所述基准电流IREF转换为负温度系数电压V1，并通过亚阈值差分结构电路单元，对所述负温度系数电压V1进行温度补偿，产生经温度补偿的参考电压VREF；
所述亚阈值基准电路为电源电压无关电流源电路；其中，所述电源电压无关电流源电路中的大阻值源极电阻采用亚阈值NMOS管进行等效；所述电源电压无关电流源电路包括由一条PMOS镜像电流源和NMOS镜像电流源形成的负反馈回路，提供NMOS镜像电流源中的所述亚阈值NMOS管栅极偏置电压，用于稳定所述大阻值源极电阻的电阻；
具体的，亚阈值基准电路包括第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第五PMOS管MP5、第四PMOS管MP4、第六PMOS管MP6、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第七PMOS管MP7、第三NMOS管MN3和第四NMOS管MN4，第二PMOS管MP2的漏极与第一NMOS管MN1的漏极和栅极短接，并与第二NMOS管MN2的栅极和第四PMOS管MP4的漏极相接，第一NMOS管MN1的源极接地，第四PMOS管MP4的源极和栅极短接，并接到第三PMOS管MP3的漏极，第三PMOS管MP3的源极接所述初级电源电压VCC，第三PMOS管MP3与第五PMOS管MP5的漏极和栅极短接，并接到第六PMOS管MP6的源极，第五PMOS管MP5的源级接所述初级电源电压VCC，第六PMOS管MP6的漏极与第二NMOS管MN2的漏极连接，第二NMOS管MN2的源极与第三NMOS管MN3的漏极连接，第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2的尺寸比为1:M，第三NMOS管MN3的源极接地，第三NMOS管MN3的栅极与第四NMOS管MN4的漏极和栅极短接，并接到第七PMOS管MP7的漏极，且作为第一输出端口BIAS的输入端，第七PMOS管MP7的源极接所述初级电源电压VCC，第四NMOS管MN4的源极接地；
所述温度补偿电路为带隙基准电路；其中，所述带隙基准电路中的BJT管采用亚阈值NMOS管代替，用于完成所述基准电流IREF向电压的转换，得到负温度系数电压V1。
2.根据权利要求1所述的电源管理电路，其特征在于，所述基于亚阈值放大器的LDO电路包括：放大器电路，米勒补偿电路，以及反馈网络；
其中，所述放大器电路中各MOS管工作于亚阈值状态；
所述米勒补偿电路中，去零电阻连接至所述初级电源电压VCC，隔断噪声从初级电源电压VCC至所述次级电源电压VDD的前馈路径。
3.根据权利要求1所述的电源管理电路，其特征在于，
所述带隙基准电路设有亚阈值差分结构电路单元，用于提供正温度系数电压，并基于亚阈值MOS管指数伏安特性，完成所述正温度系数电压和所述负温度系数电压叠加，实现温度补偿。
4.根据权利要求3所述的电源管理电路，其特征在于，所述温度补偿电路包括第八PMOS管MP8、第五NMOS管MN5、第九PMOS管MP9、第十PMOS管MP10、第十一PMOS管MP11、第六NMOS管MN6和第七NMOS管MN7；其中，第八PMOS管MP8的漏极与第五NMOS管MN5的栅极和漏极短接并接到第十PMOS管MP10的栅极，第八PMOS管MP8的源极接所述初级电源电压VCC，第五NMOS管MN5的源极接地，第九PMOS管MP9的源极接所述初级电源电压VCC，第九PMOS管MP9的漏极与第十PMOS管MP10的源极和第十一PMOS管MP11的源极连接，第十PMOS管MP10的漏极与第六NMOS管MN6的栅极和漏极短接，并接到第七NMOS管MN7的栅极，第六NMOS管MN6的源极接地，第十一PMOS管MP11的栅极和漏极短接，接到第七NMOS管MN7的漏极，并作为第二输出端口VREF的输入端，第七NMOS管MN7的源极接地。
5.根据权利要求1所述的电源管理电路，其特征在于，所述辅助电荷泵包括两级级联的电荷传输开关结构电荷泵；
其中，第一级电荷泵中，栅极接地的NMOS管所并联的整流管为PMOS管，该PMOS管栅极接地；栅极接电源的NMOS管所并联的整流管为NMOS管，该NMOS管栅极偏置电压由第二级电荷泵的输出电压提供；
所述第二级电荷泵为两路输出的电荷泵，其内的各整流管均为PMOS管，位于两路输出端的PMOS管的栅极均接地、漏极分别输出阈值补偿电压以经过所述钳压管提供给所述主整流电荷泵内两个整流开关的栅极。
6.根据权利要求1或5所述的电源管理电路，其特征在于，所述辅助电荷泵包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第一耦合电容C1、第一负载电容C2、第二耦合电容C3、第二负载电容C4和第三负载电容C5；其中，第一NMOS管MN1的漏极和栅极短接后与第三NMOS管MN3的漏极连接并接到地，第一NMOS管MN1的源极、第三NMOS管MN3的源极、第二NMOS管MN2的漏极、第一PMOS管MP1的源极与第二PMOS管MP2的栅极连接并接到第一耦合电容C1，第一耦合电容C1的另一端接到电源，第二NMOS管MN2的源极、第一PMOS管MP1的漏极与第二PMOS管MP2的源极连接并接到第一负载电容C2，第一负载电容C2的另一端接到地，第二NMOS管MN2的栅极、第二PMOS管MP2的漏极、第三PMOS管MP3的源极与第四PMOS管MP4的源极连接并接到第二耦合电容C3，第二耦合电容C3的另一端接电源，第三PMOS管MP3的栅极和第四PMOS管MP4的栅极连接并接到地，第三NMOS管MN3的栅极与第四PMOS管MP4的漏极连接作为第一输出端Vb1并接到第二负载电容C4，第二负载电容C4的另一端接地，第三PMOS管MP3的漏极与第五PMOS管MP5的源极连接并接到第三负载电容C5，第三负载电容C5的另一端接地，第五PMOS管MP5的漏极作为第二输出端Vb2。
7.根据权利要求6所述的电源管理电路，其特征在于，所述主整流电荷泵包括第五NMOS管MN5、第四NMOS管MN4、作为所述钳压管的第六NMOS管MN6、作为所述钳压管的第七NMOS管MN7、第八NMOS管MN8、第五PMOS管MP5、第三耦合电容C6、第四耦合电容C7和第四负载电容C8；其中，所述第一输出端Vb1与第六NMOS管MN6的栅极和漏极短接，并接到第五NMOS管MN5的栅极，第六NMOS管MN6的源极接地，第五PMOS管MP5的栅极和第五NMOS管MN5的源极短接、第七NMOS管MN7的源极与第四NMOS管MN4的漏极短接，并共同连接到第三耦合电容C6，第三耦合电容C6的另一端接到电源，第五NMOS管MN5的漏极接地，所述第二输出端Vb2与第七NMOS管MN7的栅极和漏极短接，并与第四NMOS管MN4的栅极连接后接到第四耦合电容C7，第四耦合电容C7的另一端接到电源，第一输入端Lim与第八NMOS管MN8的栅极连接，第八NMOS管MN8的漏极接地，第八NMOS管MN8的源极与第四NMOS管MN4的源极连接作为第三输出端Vout，并与第四负载电容C8连接，第四负载电容C8的另一端接地。
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